JPH05219749A - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
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- JPH05219749A JPH05219749A JP4016961A JP1696192A JPH05219749A JP H05219749 A JPH05219749 A JP H05219749A JP 4016961 A JP4016961 A JP 4016961A JP 1696192 A JP1696192 A JP 1696192A JP H05219749 A JPH05219749 A JP H05219749A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】電圧発生回路出力電圧の極性を一定の切替周期
で切替え、その用途に応じて、出力電圧波形・電流波形
・電力波形を所望の波形に制御するスイッチング電源の
制御精度及び安定性を高度に補償し得るスイッチング電
源を提供する。 【構成】出力フィルタ３の出力部に所望の電圧波形ｅ3
の電力を出力させるスイッチング電源に於いて、出力電
圧検出回路１０によって得られた検出電圧波形Ｖ′
2 と，基準電圧発振器１１からの適宜所望の基準電圧波
形Ｖ′1 との偏差値、検出電圧波形Ｖ′2 と基準電圧波
形Ｖ′1 の偏差値の積分値に任意の第１の定数を乗じた
値および検出電圧波形Ｖ′2 と基準電圧波形Ｖ′1 の偏
差値の微分値に任意の第２の定数を乗じた値をそれぞれ
加えたＰＩＤ判定値ＶPID を作成し、ＰＩＤ判定値Ｖ
PID の極性及び大きさによって、極性切替回路２の出力
極性を決定した。
で切替え、その用途に応じて、出力電圧波形・電流波形
・電力波形を所望の波形に制御するスイッチング電源の
制御精度及び安定性を高度に補償し得るスイッチング電
源を提供する。 【構成】出力フィルタ３の出力部に所望の電圧波形ｅ3
の電力を出力させるスイッチング電源に於いて、出力電
圧検出回路１０によって得られた検出電圧波形Ｖ′
2 と，基準電圧発振器１１からの適宜所望の基準電圧波
形Ｖ′1 との偏差値、検出電圧波形Ｖ′2 と基準電圧波
形Ｖ′1 の偏差値の積分値に任意の第１の定数を乗じた
値および検出電圧波形Ｖ′2 と基準電圧波形Ｖ′1 の偏
差値の微分値に任意の第２の定数を乗じた値をそれぞれ
加えたＰＩＤ判定値ＶPID を作成し、ＰＩＤ判定値Ｖ
PID の極性及び大きさによって、極性切替回路２の出力
極性を決定した。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電圧発生回路出力電圧
の極性を一定の切替周期で切替え、その用途に応じて、
出力電圧波形・電流波形・電力波形を所望の波形に制御
するスイッチング電源に関する。
の極性を一定の切替周期で切替え、その用途に応じて、
出力電圧波形・電流波形・電力波形を所望の波形に制御
するスイッチング電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、電源装置の入力部に共振回路を用
い、一定周期で高周波の共振電圧を発生させて、ゼロ電
源スイッチングを行う方式が提案されている。亦、マイ
クロプロセッサによるデジタル制御が普及し、サンプリ
ング周期に同期してスイッチの切替えを行う方法も提案
され始めている。これらの現状から、一定周期で極性の
切替えを行うスイッチング電源が盛んに研究されてい
る。
い、一定周期で高周波の共振電圧を発生させて、ゼロ電
源スイッチングを行う方式が提案されている。亦、マイ
クロプロセッサによるデジタル制御が普及し、サンプリ
ング周期に同期してスイッチの切替えを行う方法も提案
され始めている。これらの現状から、一定周期で極性の
切替えを行うスイッチング電源が盛んに研究されてい
る。
【０００３】その一つとして提案されている、共振ＤＣ
リンクインバータと呼ばれるインバータの構成を図７に
付いて説明する。図中、１は共振電圧発生回路、２は極
性切替回路、αは制御回路、３は出力フィルタ、４は基
準発振器、βはパルス幅変調信号発生回路、５は同期パ
ルス幅変調信号発生回路、６はスイッチ決定論理回路、
７は正・負信号発生回路、８，９は駆動回路、１０は出
力電圧検出回路、１１は基準正弦波発生器、１２は誤差
増幅器、１３は位相補償回路、１４は乗算器、１５はキ
ャリア三角波発生器、１６は比較器である。
リンクインバータと呼ばれるインバータの構成を図７に
付いて説明する。図中、１は共振電圧発生回路、２は極
性切替回路、αは制御回路、３は出力フィルタ、４は基
準発振器、βはパルス幅変調信号発生回路、５は同期パ
ルス幅変調信号発生回路、６はスイッチ決定論理回路、
７は正・負信号発生回路、８，９は駆動回路、１０は出
力電圧検出回路、１１は基準正弦波発生器、１２は誤差
増幅器、１３は位相補償回路、１４は乗算器、１５はキ
ャリア三角波発生器、１６は比較器である。
【０００４】当該従来の共振ＤＣリンクインバータの主
構成は、共振電圧発生回路１、極性切替回路２、制御回
路α、出力フィルタ３よりなり、更に前記制御回路αは
基準発振器４，パルス幅変調信号発生回路β，同期パル
ス幅変調信号発生回路５，スイッチ決定論理回路６，正
・負信号発生回路７，駆動回路８，９及び出力電圧検出
回路１０から構成されている。亦、前記パルス幅変調信
号発生回路βは、例えば基準正弦波発生器１１，誤差増
幅器１２，位相補償回路１３，乗算器１４，キャリア三
角波発生器１５及び比較器１６から構成される。
構成は、共振電圧発生回路１、極性切替回路２、制御回
路α、出力フィルタ３よりなり、更に前記制御回路αは
基準発振器４，パルス幅変調信号発生回路β，同期パル
ス幅変調信号発生回路５，スイッチ決定論理回路６，正
・負信号発生回路７，駆動回路８，９及び出力電圧検出
回路１０から構成されている。亦、前記パルス幅変調信
号発生回路βは、例えば基準正弦波発生器１１，誤差増
幅器１２，位相補償回路１３，乗算器１４，キャリア三
角波発生器１５及び比較器１６から構成される。
【０００５】当該従来のＤＣリンクインバータの動作波
形を図８に示す。直流電力を入力とし、基準発振器４に
同期した高周波共振電圧ｅ1 ［図８中（ａ）］が共振電
圧発生回路１より出力し、当該高周波共振電圧ｅ1 は、
極性切替回路２に出力される。
形を図８に示す。直流電力を入力とし、基準発振器４に
同期した高周波共振電圧ｅ1 ［図８中（ａ）］が共振電
圧発生回路１より出力し、当該高周波共振電圧ｅ1 は、
極性切替回路２に出力される。
【０００６】一方、パルス幅変調信号発生回路βでは、
出力電圧検出回路１０によって検出された検出信号Ｕ1
と基準正弦波発生器１１から出力した基準正弦波信号Ｕ
2 の偏差値信号Ｕ3 を誤差増幅器１２で増幅し、当該増
幅信号Ｕ4 を更に位相補償回路１３で位相補償した信号
Ｕ5 と前記基準正弦波発生器１１からの基準正弦波信号
Ｕ2 を乗算器１４にてかけあわせ出力補正用正弦波Ｖ1
を作成し、当該出力補正用正弦波Ｖ1 とキャリア三角波
発生器１５の出力信号であるキャリア三角波Ｖ2 ［図８
中（ｂ）］とが比較器１６で比較され、前記出力補正用
正弦波Ｖ1 の振幅に比例したパルス幅を持つパルス幅変
調信号Ｖ3 ［図８中（ｃ）］を出力せしめる。
出力電圧検出回路１０によって検出された検出信号Ｕ1
と基準正弦波発生器１１から出力した基準正弦波信号Ｕ
2 の偏差値信号Ｕ3 を誤差増幅器１２で増幅し、当該増
幅信号Ｕ4 を更に位相補償回路１３で位相補償した信号
Ｕ5 と前記基準正弦波発生器１１からの基準正弦波信号
Ｕ2 を乗算器１４にてかけあわせ出力補正用正弦波Ｖ1
を作成し、当該出力補正用正弦波Ｖ1 とキャリア三角波
発生器１５の出力信号であるキャリア三角波Ｖ2 ［図８
中（ｂ）］とが比較器１６で比較され、前記出力補正用
正弦波Ｖ1 の振幅に比例したパルス幅を持つパルス幅変
調信号Ｖ3 ［図８中（ｃ）］を出力せしめる。
【０００７】当該パルス幅変調信号Ｖ3 は同期パルス幅
変調信号発生回路５により、共振電圧発生回路１出力電
圧ｅ1 に同期した同期パルス幅変調信号Ｖc ［図８中
（ｄ）］に変換される。当該同期パルス幅変調信号Ｖc
は前記共振電圧発生回路１出力電圧ｅ1 の１発生周期ｔ
の最初の時点（Ｔ，２Ｔ，…）での信号を終了まで保持
している。即ち、１発生周期ｔの途中で信号が変化する
ことはない。
変調信号発生回路５により、共振電圧発生回路１出力電
圧ｅ1 に同期した同期パルス幅変調信号Ｖc ［図８中
（ｄ）］に変換される。当該同期パルス幅変調信号Ｖc
は前記共振電圧発生回路１出力電圧ｅ1 の１発生周期ｔ
の最初の時点（Ｔ，２Ｔ，…）での信号を終了まで保持
している。即ち、１発生周期ｔの途中で信号が変化する
ことはない。
【０００８】次に、前記同期パルス幅変調信号Ｖc はス
イッチ決定論理回路６に入力され、当該同期パルス幅変
調信号Ｖc が”Ｌ”であれば、高周波共振電圧ｅ1 を通
過させず、出力側の電流を極性切替回路２のスイッチを
通じて還流せしめるモードＡとして、当該極性切替回路
２の制御スイッチを駆動回路９を介して動作せしめる。
イッチ決定論理回路６に入力され、当該同期パルス幅変
調信号Ｖc が”Ｌ”であれば、高周波共振電圧ｅ1 を通
過させず、出力側の電流を極性切替回路２のスイッチを
通じて還流せしめるモードＡとして、当該極性切替回路
２の制御スイッチを駆動回路９を介して動作せしめる。
【０００９】亦、前記同期パルス幅変調信号Ｖc が”
Ｈ”で、正・負信号発生回路７より入力される正・負方
向信号Ｖ4 ［図８中（ｅ）］が”Ｈ”即ち正方向であれ
ば、高周波共振電圧ｅ1 の極性の切替を行わずに前記極
性切替回路２を通過せしめ、正方向の極性を有する共振
電圧を出力するモードＢとして当該極性切替回路２の制
御スイッチを前記駆動回路９を介して動作せしめる。
Ｈ”で、正・負信号発生回路７より入力される正・負方
向信号Ｖ4 ［図８中（ｅ）］が”Ｈ”即ち正方向であれ
ば、高周波共振電圧ｅ1 の極性の切替を行わずに前記極
性切替回路２を通過せしめ、正方向の極性を有する共振
電圧を出力するモードＢとして当該極性切替回路２の制
御スイッチを前記駆動回路９を介して動作せしめる。
【００１０】亦、前記同期パルス幅変調信号Ｖc が”
Ｈ”で、正・負信号発生回路７より入力される正・負方
向信号Ｖ4 ［図８中（ｅ）］が”Ｌ”即ち負方向であれ
ば、高周波共振電圧ｅ1 の極性を変化して、負方向の極
性を有する共振電圧を出力する図示しないモードＣとし
て当該極性切替回路２の制御スイッチを前記駆動回路９
を介して動作せしめる。
Ｈ”で、正・負信号発生回路７より入力される正・負方
向信号Ｖ4 ［図８中（ｅ）］が”Ｌ”即ち負方向であれ
ば、高周波共振電圧ｅ1 の極性を変化して、負方向の極
性を有する共振電圧を出力する図示しないモードＣとし
て当該極性切替回路２の制御スイッチを前記駆動回路９
を介して動作せしめる。
【００１１】前記Ａ，Ｂ，Ｃ各モードを前記の様に同期
パルス幅変調信号Ｖc と正・負方向信号Ｖ4 に従って繰
り返すことにより、極性切替回路２の出力電圧波形はｅ
2 ［図８中（ｆ）］となり、当該出力電圧波形ｅ2 は出
力フィルタ３を通すことにより低周波の正弦波交流電圧
ｅ3 ［図８中（ｇ）］となる。
パルス幅変調信号Ｖc と正・負方向信号Ｖ4 に従って繰
り返すことにより、極性切替回路２の出力電圧波形はｅ
2 ［図８中（ｆ）］となり、当該出力電圧波形ｅ2 は出
力フィルタ３を通すことにより低周波の正弦波交流電圧
ｅ3 ［図８中（ｇ）］となる。
【００１２】当該共振ＤＣリンクインバータは、前記同
期パルス幅変調信号Ｖc に従ってモードの切替を行って
いるため、共振電圧発生回路１よりの高周波共振電圧ｅ
1 出力の途中でモードが切り替わらないので、極性切替
回路２に於いてもゼロ電圧状態でのスイッチングが可能
となり、スイッチング損失及びスイッチングサージを低
減出来る。よって当該共振ＤＣリンクインバータは、高
効率でありかつノイズの発生が少ない利点を有する。
期パルス幅変調信号Ｖc に従ってモードの切替を行って
いるため、共振電圧発生回路１よりの高周波共振電圧ｅ
1 出力の途中でモードが切り替わらないので、極性切替
回路２に於いてもゼロ電圧状態でのスイッチングが可能
となり、スイッチング損失及びスイッチングサージを低
減出来る。よって当該共振ＤＣリンクインバータは、高
効率でありかつノイズの発生が少ない利点を有する。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来の共振ＤＣリンクインバータによれば、その反面前記
パルス幅変調信号Ｖ3 と同期パルス幅変調信号Ｖc との
間に図８中（ｄ）に於いて斜線で示す誤差が生じ、当該
同期パルス幅変調信号Ｖc のパルス幅と、基準正弦波発
生器１１から出力した基準正弦波信号Ｕ2 の振幅との間
に比例関係が成り立たなくなるため、出力電圧波形たる
正弦波交流電圧ｅ3 ［図８中（ｇ）］に歪が生じ、低次
高周波成分の増加につながる。
来の共振ＤＣリンクインバータによれば、その反面前記
パルス幅変調信号Ｖ3 と同期パルス幅変調信号Ｖc との
間に図８中（ｄ）に於いて斜線で示す誤差が生じ、当該
同期パルス幅変調信号Ｖc のパルス幅と、基準正弦波発
生器１１から出力した基準正弦波信号Ｕ2 の振幅との間
に比例関係が成り立たなくなるため、出力電圧波形たる
正弦波交流電圧ｅ3 ［図８中（ｇ）］に歪が生じ、低次
高周波成分の増加につながる。
【００１４】亦、当該従来の共振ＤＣリンクインバータ
によれば、操作指令信号たる出力補正用正弦波Ｖ1 の感
知は、図８中（ｂ）に於けるキャリア三角波Ｖ2 と当該
出力補正用正弦波Ｖ1 の交点に於いてのみ行われるた
め、図８中（ｂ）円内に示す如く、前記キャリア三角波
Ｖ2 の周波数以下の微小な前記操作指令信号たる出力補
正用正弦波Ｖ1 の変動を感知することは出来ない。
によれば、操作指令信号たる出力補正用正弦波Ｖ1 の感
知は、図８中（ｂ）に於けるキャリア三角波Ｖ2 と当該
出力補正用正弦波Ｖ1 の交点に於いてのみ行われるた
め、図８中（ｂ）円内に示す如く、前記キャリア三角波
Ｖ2 の周波数以下の微小な前記操作指令信号たる出力補
正用正弦波Ｖ1 の変動を感知することは出来ない。
【００１５】前記諸問題を解決するためには、前記キャ
リア三角波Ｖ2 の周波数を高くし、かつ共振電圧発生回
路１よりの高周波共振電圧ｅ1 の周波数を前記キャリア
三角波Ｖ2 周波数に比較して十分に高くする方法がある
が、この方法では前記共振電圧発生回路１よりの高周波
共振電圧ｅ1 の共振周波数の上昇に伴い、当該共振電圧
発生回路１内の共振用リアクタのインダクタンス及び共
振用コンデンサの容量が小さくなるため、配線等のイン
ダクタンス成分，キャパシタンス成分の影響を受け易く
なり、当該共振電圧発生回路１の設計条件が厳しくなる
という問題が生じる。こゝに於いて、本発明は、前記従
来の課題に鑑み、制御精度及び安定性を補償し得るスイ
ッチング電源を提供せんとするものである。
リア三角波Ｖ2 の周波数を高くし、かつ共振電圧発生回
路１よりの高周波共振電圧ｅ1 の周波数を前記キャリア
三角波Ｖ2 周波数に比較して十分に高くする方法がある
が、この方法では前記共振電圧発生回路１よりの高周波
共振電圧ｅ1 の共振周波数の上昇に伴い、当該共振電圧
発生回路１内の共振用リアクタのインダクタンス及び共
振用コンデンサの容量が小さくなるため、配線等のイン
ダクタンス成分，キャパシタンス成分の影響を受け易く
なり、当該共振電圧発生回路１の設計条件が厳しくなる
という問題が生じる。こゝに於いて、本発明は、前記従
来の課題に鑑み、制御精度及び安定性を補償し得るスイ
ッチング電源を提供せんとするものである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】前記課題の解決は、本発
明が次に列挙する新規な特徴的構成手段を採用すること
により達成される。即ち、本発明の第１の特徴は、直流
電力を入力とし、高周波電圧を出力する電圧発生回路
と、当該電圧発生回路の出力電圧の極性を一定の切替周
期で切替える極性切替回路と、当該極性切替回路の出力
電圧の波形整形を行う出力フィルタと、当該出力フィル
タの出力電圧をフィードバック検出する出力電圧検出回
路及び当該出力電圧検出回路によって得られた検出電圧
波形と，基準波発生器からの適宜所望の基準電圧波形と
の関係により，前記切替周期と同期して前記極性切替回
路の出力極性を決定し，前記極性切替回路内のスイッチ
を操作する制御回路から構成され，前記出力フィルタの
出力部に前記所望の電圧波形の電力を出力させるスイッ
チング電源に於いて、前記検出電圧波形と前記基準電圧
波形との偏差値、当該検出電圧波形と当該基準電圧波形
の偏差値の積分値に任意の第１の定数を乗じた値及び前
記検出電圧波形と前記基準電圧波形の偏差値の微分値に
任意の第２の定数を乗じた値をそれぞれ加えたＰＩＤ判
定値を作成し、当該ＰＩＤ判定値の極性及び大きさによ
って、前記極性切替回路の出力極性を決定してなるスイ
ッチング電源である。
明が次に列挙する新規な特徴的構成手段を採用すること
により達成される。即ち、本発明の第１の特徴は、直流
電力を入力とし、高周波電圧を出力する電圧発生回路
と、当該電圧発生回路の出力電圧の極性を一定の切替周
期で切替える極性切替回路と、当該極性切替回路の出力
電圧の波形整形を行う出力フィルタと、当該出力フィル
タの出力電圧をフィードバック検出する出力電圧検出回
路及び当該出力電圧検出回路によって得られた検出電圧
波形と，基準波発生器からの適宜所望の基準電圧波形と
の関係により，前記切替周期と同期して前記極性切替回
路の出力極性を決定し，前記極性切替回路内のスイッチ
を操作する制御回路から構成され，前記出力フィルタの
出力部に前記所望の電圧波形の電力を出力させるスイッ
チング電源に於いて、前記検出電圧波形と前記基準電圧
波形との偏差値、当該検出電圧波形と当該基準電圧波形
の偏差値の積分値に任意の第１の定数を乗じた値及び前
記検出電圧波形と前記基準電圧波形の偏差値の微分値に
任意の第２の定数を乗じた値をそれぞれ加えたＰＩＤ判
定値を作成し、当該ＰＩＤ判定値の極性及び大きさによ
って、前記極性切替回路の出力極性を決定してなるスイ
ッチング電源である。
【００１７】本発明の第２の特徴は、前記第１の特徴に
於ける電圧発生回路に共振回路等を用いて、当該共振電
圧発生回路の出力電圧を極性切替回路の極性切替周期と
同期してゼロとしてなるスイッチング電源である。
於ける電圧発生回路に共振回路等を用いて、当該共振電
圧発生回路の出力電圧を極性切替回路の極性切替周期と
同期してゼロとしてなるスイッチング電源である。
【００１８】本発明の第３の特徴は、前記第１又は第２
の特徴に於ける出力電圧検出回路の代わりに、出力電流
検出回路を用い、当該出力電流検出回路によって得られ
た検出電流波形と基準波発生器からの適宜所望の基準電
流波形との関係により、切替周期と同期して出力極性を
決定するスイッチを用い所望の電流波形の電力を出力し
てなるスイッチング電源である。
の特徴に於ける出力電圧検出回路の代わりに、出力電流
検出回路を用い、当該出力電流検出回路によって得られ
た検出電流波形と基準波発生器からの適宜所望の基準電
流波形との関係により、切替周期と同期して出力極性を
決定するスイッチを用い所望の電流波形の電力を出力し
てなるスイッチング電源である。
【００１９】本発明の第４の特徴は、前記第１又は第２
の特徴に於ける出力電圧検出回路の代わりに、出力電力
検出回路を用い、当該出力電力検出回路によって得られ
た検出電力波形と基準波発生器からの適宜所望の基準電
力波形との関係により、切替周期と同期して出力極性を
決定するスイッチを用い所望の電力波形の電力を出力し
てなるスイッチング電源である。
の特徴に於ける出力電圧検出回路の代わりに、出力電力
検出回路を用い、当該出力電力検出回路によって得られ
た検出電力波形と基準波発生器からの適宜所望の基準電
力波形との関係により、切替周期と同期して出力極性を
決定するスイッチを用い所望の電力波形の電力を出力し
てなるスイッチング電源である。
【００２０】
【作用】本発明は、前記のような手段を講じたので、直
流電力を入力とする共振電圧発生回路から出力される高
周波電圧の極性を一定の切替周期で極性切替回路にて切
替え、出力フィルタより出力電圧として出力するインバ
ータに於いて、前記極性回路の切替周期を、前記出力フ
ィルタの出力電圧を出力電圧検出回路にてフィードバッ
ク検出し、当該出力電圧検出回路によって得られた検出
電圧波形と適宜所望の基準波発生器からの基準電圧波形
との関係により、前記フィードバックされる切替周期と
同期して演算決定する。
流電力を入力とする共振電圧発生回路から出力される高
周波電圧の極性を一定の切替周期で極性切替回路にて切
替え、出力フィルタより出力電圧として出力するインバ
ータに於いて、前記極性回路の切替周期を、前記出力フ
ィルタの出力電圧を出力電圧検出回路にてフィードバッ
ク検出し、当該出力電圧検出回路によって得られた検出
電圧波形と適宜所望の基準波発生器からの基準電圧波形
との関係により、前記フィードバックされる切替周期と
同期して演算決定する。
【００２１】前記検出電圧波形と基準電圧波形との関係
は、具体的にはそれら相互間の偏差値と、当該偏差値の
積分値及び微分値にそれぞれ個別の任意の定数を乗じた
値をそれぞれ加えてＰＩＤ判定値を作成し、当該ＰＩＤ
判定値の極性及び大きさによって決定される。
は、具体的にはそれら相互間の偏差値と、当該偏差値の
積分値及び微分値にそれぞれ個別の任意の定数を乗じた
値をそれぞれ加えてＰＩＤ判定値を作成し、当該ＰＩＤ
判定値の極性及び大きさによって決定される。
【００２２】
【実施例】本発明の実施例を図面につき詳説する。図１
は本実施例を備えるインバータの構成図、図２は当該イ
ンバータに於けるそれぞれの動作波形図である。図中、
α′は制御回路、γはスイッチ切替信号発生回路、１７
は積分器、１８は微分器、１９，２０，２１は増幅器、
２２はスイッチシーケンサである。尚、従来例と同一部
材及び同一信号には、同一符号を付してある。
は本実施例を備えるインバータの構成図、図２は当該イ
ンバータに於けるそれぞれの動作波形図である。図中、
α′は制御回路、γはスイッチ切替信号発生回路、１７
は積分器、１８は微分器、１９，２０，２１は増幅器、
２２はスイッチシーケンサである。尚、従来例と同一部
材及び同一信号には、同一符号を付してある。
【００２３】本実施例のインバータの主構成は、共振電
圧発生回路１、極性切替回路２、制御回路α′、出力フ
ィルタ３よりなり、更に前記制御回路α′は基準発振器
４，スイッチ切替信号発生回路γ，スイッチ決定論理回
路６，正・負信号発生回路７，駆動回路８，９及び出力
電圧検出回路１０から構成されている。亦、前記スイッ
チ切替信号発生回路γは、例えば基準波発生器たる基準
正弦波発生器１１，積分器１７，微分器１８，増幅器１
９，２０，２１及びスイッチシーケンサ２２から構成さ
れる。
圧発生回路１、極性切替回路２、制御回路α′、出力フ
ィルタ３よりなり、更に前記制御回路α′は基準発振器
４，スイッチ切替信号発生回路γ，スイッチ決定論理回
路６，正・負信号発生回路７，駆動回路８，９及び出力
電圧検出回路１０から構成されている。亦、前記スイッ
チ切替信号発生回路γは、例えば基準波発生器たる基準
正弦波発生器１１，積分器１７，微分器１８，増幅器１
９，２０，２１及びスイッチシーケンサ２２から構成さ
れる。
【００２４】しかして、本実施例の仕様は、このような
具体的実施態様であって、その動作につき図１乃至図２
を参照して説明する。直流電力を入力とし、基準発振器
４に同期した高周波共振電圧ｅ1 ［図２中（ａ）］が共
振電圧発生回路１により出力し、当該高周波共振電圧ｅ
1 は、極性切替回路２に出力される。
具体的実施態様であって、その動作につき図１乃至図２
を参照して説明する。直流電力を入力とし、基準発振器
４に同期した高周波共振電圧ｅ1 ［図２中（ａ）］が共
振電圧発生回路１により出力し、当該高周波共振電圧ｅ
1 は、極性切替回路２に出力される。
【００２５】一方、スイッチ切替信号発生回路γでは、
出力電圧検出回路１０によって検出した出力電圧波
Ｖ2 ′から基準正弦波発生器１１より出力される基準正
弦波Ｖ1′を減じ［図２中（ｂ）］、偏差値信号Ｖ3 ′
［図２中（ｃ）］を作成し、当該偏差値信号Ｖ3 ′をそ
のまま増幅器１９で増幅した増幅信号Ｕa と、前記偏差
値信号Ｖ3 ′を積分器１７で積分し、増幅器２０で増幅
した積分信号Ｕb と、前記偏差信号Ｖ3 ′を微分器１８
で微分し、増幅器２１で増幅した微分信号Ｕc をそれぞ
れ加え合わせ、ＰＩＤ判定値ＶPID ［図２中（ｄ）］を
作成する。
出力電圧検出回路１０によって検出した出力電圧波
Ｖ2 ′から基準正弦波発生器１１より出力される基準正
弦波Ｖ1′を減じ［図２中（ｂ）］、偏差値信号Ｖ3 ′
［図２中（ｃ）］を作成し、当該偏差値信号Ｖ3 ′をそ
のまま増幅器１９で増幅した増幅信号Ｕa と、前記偏差
値信号Ｖ3 ′を積分器１７で積分し、増幅器２０で増幅
した積分信号Ｕb と、前記偏差信号Ｖ3 ′を微分器１８
で微分し、増幅器２１で増幅した微分信号Ｕc をそれぞ
れ加え合わせ、ＰＩＤ判定値ＶPID ［図２中（ｄ）］を
作成する。
【００２６】亦、スイッチシーケンサ２２は、共振電圧
の発生周期毎に前記ＰＩＤ判定値ＶPID を感知し、例え
ば当該ＰＩＤ判定値ＶPID が正の時は、スイッチ切替信
号Ｖc ′［図２中（ｅ）］を”Ｈ”として出力し、負の
時は前記スイッチ切替信号Ｖc ′を”Ｌ”として出力す
る。
の発生周期毎に前記ＰＩＤ判定値ＶPID を感知し、例え
ば当該ＰＩＤ判定値ＶPID が正の時は、スイッチ切替信
号Ｖc ′［図２中（ｅ）］を”Ｈ”として出力し、負の
時は前記スイッチ切替信号Ｖc ′を”Ｌ”として出力す
る。
【００２７】前記スイッチ切替信号Ｖc ′は、スイッチ
決定論理回路６に入力され、当該スイッチ切替信号
Ｖc ′が”Ｌ”であれば、高周波共振電圧ｅ1 を通過さ
せず、出力側の電流を極性切替回路２のスイッチを通じ
て還流せしめるモードＡとして、当該極性切替回路２の
制御スイッチを駆動回路９を介して動作せしめる。
決定論理回路６に入力され、当該スイッチ切替信号
Ｖc ′が”Ｌ”であれば、高周波共振電圧ｅ1 を通過さ
せず、出力側の電流を極性切替回路２のスイッチを通じ
て還流せしめるモードＡとして、当該極性切替回路２の
制御スイッチを駆動回路９を介して動作せしめる。
【００２８】亦、前記切替スイッチ信号Ｖc ′が”Ｈ”
で、正・負信号発生回路７より入力される正・負方向信
号Ｖ4 ［図２中（ｆ）］が”Ｈ”即ち正方向であれば、
高周波共振電圧ｅ1 の極性の切替を行わずに前記極性切
替回路２を通過せしめ、正方向の極性を有する共振電圧
を出力するモードＢとして当該極性切替回路２の制御ス
イッチを前記駆動回路９を介して動作せしめる。
で、正・負信号発生回路７より入力される正・負方向信
号Ｖ4 ［図２中（ｆ）］が”Ｈ”即ち正方向であれば、
高周波共振電圧ｅ1 の極性の切替を行わずに前記極性切
替回路２を通過せしめ、正方向の極性を有する共振電圧
を出力するモードＢとして当該極性切替回路２の制御ス
イッチを前記駆動回路９を介して動作せしめる。
【００２９】亦、前記スイッチ切替信号Ｖc ′が”Ｈ”
で、正・負信号発生回路７より入力される正・負方向信
号Ｖ4 が”Ｌ”即ち負方向であれば、高周波共振電圧ｅ
1 の極性を変化して、負方向の極性を有する共振電圧を
出力するモードＣとして当該極性切替回路２の制御スイ
ッチを前記駆動回路９を介して動作せしめる。
で、正・負信号発生回路７より入力される正・負方向信
号Ｖ4 が”Ｌ”即ち負方向であれば、高周波共振電圧ｅ
1 の極性を変化して、負方向の極性を有する共振電圧を
出力するモードＣとして当該極性切替回路２の制御スイ
ッチを前記駆動回路９を介して動作せしめる。
【００３０】前記Ａ，Ｂ，Ｃ各モードを前記の様にスイ
ッチ切替信号Ｖc ′と正・負方向信号Ｖ4 に従って繰り
返すことにより、極性切替回路２の出力電圧波形はｅ2
［図２中（ｇ）］となり、当該出力電圧波形ｅ2 は出力
フィルタ３を通すことにより、低周波の正弦波交流電圧
ｅ3 ［図８中（ｈ）］となる。
ッチ切替信号Ｖc ′と正・負方向信号Ｖ4 に従って繰り
返すことにより、極性切替回路２の出力電圧波形はｅ2
［図２中（ｇ）］となり、当該出力電圧波形ｅ2 は出力
フィルタ３を通すことにより、低周波の正弦波交流電圧
ｅ3 ［図８中（ｈ）］となる。
【００３１】本実施例に係るインバータは、共振電圧発
生回路１よりの高周波共振電圧ｅ1発生周期毎に出力電
圧たる出力フィルタ３の出力電圧波形ｅ3 の変動を感知
することが可能となり、適切な極性の切替が行えるた
め、精度の高い波形制御を実現することが出来る。亦、
増幅器１９，２０，２１の増幅率を適宜調節することに
より、ＰＩＤ判定値ＶPID に含まれる比例信号Ｕa 、積
分信号Ｕb 及び微分信号Ｕc の割合を変化させることが
出来、かつ前記積分信号Ｕb の割合で制御精度を、微分
信号Ｕc の割合で安定性の補償を行うことが可能とな
る。
生回路１よりの高周波共振電圧ｅ1発生周期毎に出力電
圧たる出力フィルタ３の出力電圧波形ｅ3 の変動を感知
することが可能となり、適切な極性の切替が行えるた
め、精度の高い波形制御を実現することが出来る。亦、
増幅器１９，２０，２１の増幅率を適宜調節することに
より、ＰＩＤ判定値ＶPID に含まれる比例信号Ｕa 、積
分信号Ｕb 及び微分信号Ｕc の割合を変化させることが
出来、かつ前記積分信号Ｕb の割合で制御精度を、微分
信号Ｕc の割合で安定性の補償を行うことが可能とな
る。
【００３２】（応用例）次に、本発明に係るインバータ
をデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を搭載した制
御回路α″に応用した場合の制御構成を図３の構成図に
付き、亦、次に示す演算式（１）に基づくＰＩＤ判定値
の作成方法を図４の説明図につき説明する。
をデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を搭載した制
御回路α″に応用した場合の制御構成を図３の構成図に
付き、亦、次に示す演算式（１）に基づくＰＩＤ判定値
の作成方法を図４の説明図につき説明する。
【００３３】［式］ Ｐ（ｋ）＝Ｖｒ（ｋ）−Ｖｅ（ｋ） Ｉ（ｋ）＝｛Ｐ（ｋ）＋Ｐ（ｋ＋１）＋… …＋Ｐ（ｋ−ｉ）｝／ｉ Ｄ（ｋ）＝Ｐ（ｋ）−Ｐ（ｋ−１） ∴ＰＩＤ（ｋ）＝Ｐ（ｋ）＋ｋｉＩ（ｋ） ＋ｋｄＤ（ｋ） …（１） 本構成では、図３に示す様、共振電圧の発生周期に同期
したサンプリング周期でインバータの出力電圧を検出
し、制御に必要な演算は全てデジタルシグナルプロセッ
サ（ＤＳＰ）による簡易な数値演算によって行う。
したサンプリング周期でインバータの出力電圧を検出
し、制御に必要な演算は全てデジタルシグナルプロセッ
サ（ＤＳＰ）による簡易な数値演算によって行う。
【００３４】具体的には、図４に示す様、比例信号Ｕa
（Ｖ′3 ）としてはサンプリング時間ｋの出力電圧と基
準正弦波の差Ｐ（ｋ）を直接使用し、積分記号Ｕb とし
てはサンプリング時間ｋ及びそれ以前数回のサンプリン
グ時間に於けるＰの平均値Ｉ（ｋ）を、微分記号Ｕc と
しては、前記サンプリング時間ｋに於ける比例項Ｐ
（ｋ）とその一つ前の比例項Ｐ（ｋ−１）との差Ｄ
（ｋ）を用い、各々に係数ｋｉ，ｋｄを乗ずることによ
り演算の簡略化を図っている。
（Ｖ′3 ）としてはサンプリング時間ｋの出力電圧と基
準正弦波の差Ｐ（ｋ）を直接使用し、積分記号Ｕb とし
てはサンプリング時間ｋ及びそれ以前数回のサンプリン
グ時間に於けるＰの平均値Ｉ（ｋ）を、微分記号Ｕc と
しては、前記サンプリング時間ｋに於ける比例項Ｐ
（ｋ）とその一つ前の比例項Ｐ（ｋ−１）との差Ｄ
（ｋ）を用い、各々に係数ｋｉ，ｋｄを乗ずることによ
り演算の簡略化を図っている。
【００３５】（比較例）こゝで、共振ＤＣリンクインバ
ータにコンデンサインプット形の整流器負荷を接続し、
本発明を用いて制御した場合と、従来のＰＷＭ方式を用
いて制御した場合のそれぞれの出力電圧・電流波形をそ
れぞれ図５及び図６に示して比較する。図５の通り、本
発明を用いて制御した場合は、出力電流が尖頭形の波形
となるにも係わらず、正弦波形の出力電圧を得られるこ
とが確認出来る。
ータにコンデンサインプット形の整流器負荷を接続し、
本発明を用いて制御した場合と、従来のＰＷＭ方式を用
いて制御した場合のそれぞれの出力電圧・電流波形をそ
れぞれ図５及び図６に示して比較する。図５の通り、本
発明を用いて制御した場合は、出力電流が尖頭形の波形
となるにも係わらず、正弦波形の出力電圧を得られるこ
とが確認出来る。
【００３６】本構成では、出力電圧を制御する方法に付
いて説明したが、出力電圧検出回路の代わりに出力電流
検出回路を用いて出力電流を制御出来ること、出力電圧
検出回路の代わりに出力電力検出回路を用いて出力電力
を制御出来ることは言うまでもない。
いて説明したが、出力電圧検出回路の代わりに出力電流
検出回路を用いて出力電流を制御出来ること、出力電圧
検出回路の代わりに出力電力検出回路を用いて出力電力
を制御出来ることは言うまでもない。
【００３７】
【発明の効果】かくして、本発明によれば、制御回路に
キャリア三角波を使用せず、共振電圧の発生周期毎に出
力電圧波形と基準正弦波形を直接比較し、その偏差値，
偏差値の積分値及び微分値を適宜割合で加え合せたＰＩ
Ｄ判定値を作成し、当該ＰＩＤ判定値の極性及び大きさ
に従って共振電圧の出力極性を決める構成であるため、
共振電圧の発生周期毎に出力電圧の状態を感知すること
が可能で、瞬時に出力電圧波形を制御出来ると共に、前
記ＰＩＤ判定値に含まれる出力電圧と基準電圧の偏差
値，当該偏差値の積分値及び偏差値の微分値の割合を適
宜選択することで、制御精度及び安定性を補償すること
が可能となる実用性、有用性を具有する。
キャリア三角波を使用せず、共振電圧の発生周期毎に出
力電圧波形と基準正弦波形を直接比較し、その偏差値，
偏差値の積分値及び微分値を適宜割合で加え合せたＰＩ
Ｄ判定値を作成し、当該ＰＩＤ判定値の極性及び大きさ
に従って共振電圧の出力極性を決める構成であるため、
共振電圧の発生周期毎に出力電圧の状態を感知すること
が可能で、瞬時に出力電圧波形を制御出来ると共に、前
記ＰＩＤ判定値に含まれる出力電圧と基準電圧の偏差
値，当該偏差値の積分値及び偏差値の微分値の割合を適
宜選択することで、制御精度及び安定性を補償すること
が可能となる実用性、有用性を具有する。
【図１】本発明の実施例を備えたインバータの構成図で
ある。
ある。
【図２】同上に於けるそれぞれの動作波形図である。
【図３】本発明の実施例に係るインバータをデジタルシ
グナルプロセッサ（ＤＳＰ）を搭載した制御器に応用し
た場合の制御構成図である。
グナルプロセッサ（ＤＳＰ）を搭載した制御器に応用し
た場合の制御構成図である。
【図４】同上、ＰＩＤ判定値の作成方法の説明図であ
る。
る。
【図５】共振ＤＣリンクインバータにコンデンサインプ
ット形の整流器負荷を接続し、本発明の実施例を用いて
制御した場合の出力電圧・電流波形図である。
ット形の整流器負荷を接続し、本発明の実施例を用いて
制御した場合の出力電圧・電流波形図である。
【図６】同上、従来例のＰＷＭ方式を用いて制御した場
合の出力電圧・電流波形図である。
合の出力電圧・電流波形図である。
【図７】従来の共振ＤＣリンクインバータの構成図であ
る。
る。
【図８】同上に於けるそれぞれの動作波形図である。
１…共振電圧発生回路 ２…極性切替回路 α，α′，α″…制御回路 ３…出力フィルタ ４…基準発振器 β…パルス幅変調信号発生回路 ５…同期パルス幅変調信号発生回路 ６…スイッチ決定論理回路 ７…正・負信号発生回路 ８，９…駆動回路 １０…出力電圧検出回路 １１…基準正弦波発生器 １２…誤差増幅器 １３…位相補償回路 １４…乗算器 １５…キャリア三角波発生器 １６…比較器 γ…スイッチ切替信号発生回路 １７…積分器 １８…微分器 １９，２０，２１…増幅器 ２２…スイッチシーケンサ ｅ1 ，ｅ2 ，ｅ3 …出力電圧 Ｖ1 …出力補正用正弦波 Ｖ2 …キャリア三角波 Ｖ3 …パルス幅変調信号 Ｖc …同期パルス幅変調信号 Ｖ4 …正・負方向信号 Ｖ1 ′…基準正弦波 Ｖ2 ′…出力電圧波 Ｖ3 ′…偏差信号 ＶPID …ＰＩＤ判定値 Ｖc ′…スイッチ切替信号 Ｕa …比例信号 Ｕb …積分信号 Ｕc …微分信号
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成４年２月３日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 高砂 敏明 東京都千代田区内幸町１丁目１番６号 日 本電信電話株式会社内
Claims (4)
- 【請求項１】直流電力を入力とし、高周波電圧を出力す
る電圧発生回路と、当該電圧発生回路出力電圧の極性を
一定の切替周期で切替える極性切替回路と、当該極性切
替回路の出力電圧の波形整形を行う出力フィルタと、当
該出力フィルタの出力電圧を検出する出力電圧検出回路
及び当該出力電圧検出回路によって得られた検出電圧波
形と，基準波発生器により所望の出力電圧波形を与える
基準電圧波形との関係により，前記切替周期と同期して
前記極性切替回路の出力極性を決定し，前記極性切替回
路内のスイッチを操作する制御回路から構成され，前記
出力フィルタの出力部に前記所望の電圧波形の電力を出
力させるスイッチング電源において、 前記検出電圧波形と前記基準電圧波形の偏差値、当該検
出電圧波形と当該基準電圧波形の偏差値の積分値に第１
の定数を乗じた値及び、前記検出電圧波形と前記基準電
圧波形の偏差値の微分値に第２の定数を乗じた値をそれ
ぞれ加えたＰＩＤ判定値を作成し、当該ＰＩＤ判定値の
極性及び大きさによって、前記極性切替回路出力極性を
決定することを特徴としたスイッチング電源 - 【請求項２】電圧発生回路に共振回路等を用い、前記電
圧発生回路の出力電圧を前記極性切替周期と同期してゼ
ロとすることを特徴とした請求項１記載のスイッチング
電源 - 【請求項３】出力電圧検出回路の代わりに、出力電流検
出回路を用い、当該出力電流検出回路によって得られた
検出電流波形と基準波発生器からの適宜所望の基準電流
波形との関係により、切替周期と同期して出力極性を決
定するスイッチを用い所望の電流波形の電力を出力する
ことを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電
源 - 【請求項４】出力電圧検出回路の代わりに、出力電力検
出回路を用い、当該出力電力検出回路によって得られた
検出電力波形と基準波発生器からの適宜所望の基準電力
波形との関係により、切替周期と同期して出力極性を決
定するスイッチを用い所望の電力波形の電力を出力する
ことを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電
源
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4016961A JP3049673B2 (ja) | 1992-01-31 | 1992-01-31 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4016961A JP3049673B2 (ja) | 1992-01-31 | 1992-01-31 | スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05219749A true JPH05219749A (ja) | 1993-08-27 |
| JP3049673B2 JP3049673B2 (ja) | 2000-06-05 |
Family
ID=11930707
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4016961A Expired - Fee Related JP3049673B2 (ja) | 1992-01-31 | 1992-01-31 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3049673B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112213548A (zh) * | 2020-09-28 | 2021-01-12 | 许继集团有限公司 | 一种直流小信号测量装置及方法 |
-
1992
- 1992-01-31 JP JP4016961A patent/JP3049673B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112213548A (zh) * | 2020-09-28 | 2021-01-12 | 许继集团有限公司 | 一种直流小信号测量装置及方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3049673B2 (ja) | 2000-06-05 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |