JPH0523108B2 - - Google Patents
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- JPH0523108B2 JPH0523108B2 JP58028392A JP2839283A JPH0523108B2 JP H0523108 B2 JPH0523108 B2 JP H0523108B2 JP 58028392 A JP58028392 A JP 58028392A JP 2839283 A JP2839283 A JP 2839283A JP H0523108 B2 JPH0523108 B2 JP H0523108B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/50—Tuning indicators; Automatic tuning control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
- H03G3/3068—Circuits generating control signals for both R.F. and I.F. stages
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/52—Automatic gain control
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はアナログ情報信号をデジタル化され
た信号サンプルに変換してデジタル映像信号処理
を行う信号処理装置、特にそのアナログ信号用の
自動利得制御回路に関する。
た信号サンプルに変換してデジタル映像信号処理
を行う信号処理装置、特にそのアナログ信号用の
自動利得制御回路に関する。
受信したアナログテレビジヨン信号をアナロ
グ・デジタル（AD）変換器でデジタル化してテ
レビジヨン情報のデジタル処理を行うテレビ受像
機のような信号処理装置では、一般にデジタル化
すべきアナログ信号のダイナミツクレンジを制御
することが望ましい。AD変換器は通常与えられ
たアナログ入力信号範囲の各レベルに対応するデ
ジタル化サンプルを生成するように設計されてい
る。アナログ入力信号が与えられた範囲以上ある
いは以下になつて上記範囲を外れると、AD変換
器が生成する信号サンプルが不正確になる。従つ
て、アナログ信号のレベルを利得制御によつて所
定の範囲内のレベルに維持するのが望ましい。
グ・デジタル（AD）変換器でデジタル化してテ
レビジヨン情報のデジタル処理を行うテレビ受像
機のような信号処理装置では、一般にデジタル化
すべきアナログ信号のダイナミツクレンジを制御
することが望ましい。AD変換器は通常与えられ
たアナログ入力信号範囲の各レベルに対応するデ
ジタル化サンプルを生成するように設計されてい
る。アナログ入力信号が与えられた範囲以上ある
いは以下になつて上記範囲を外れると、AD変換
器が生成する信号サンプルが不正確になる。従つ
て、アナログ信号のレベルを利得制御によつて所
定の範囲内のレベルに維持するのが望ましい。
この発明の特徴によれば、信号処理装置のAD
変換器が自動利得制御回路を備え、入力に利得制
御されるアナログ信号源から情報信号を受け、出
力にデジタル化された信号サンプルを生成して、
これをデシタル振幅検知器に印加する。デジタル
振幅検知器はデジタルサンプルの振幅を検知し、
これを所要値または所要範囲と比較して、検知し
た振幅が所要レベルまたは所要範囲になければ利
得制御信号を発生してこれを利得制御される信号
源に印加することによりAD変換器に印加される
アナログ信号のレベルを制御する。
変換器が自動利得制御回路を備え、入力に利得制
御されるアナログ信号源から情報信号を受け、出
力にデジタル化された信号サンプルを生成して、
これをデシタル振幅検知器に印加する。デジタル
振幅検知器はデジタルサンプルの振幅を検知し、
これを所要値または所要範囲と比較して、検知し
た振幅が所要レベルまたは所要範囲になければ利
得制御信号を発生してこれを利得制御される信号
源に印加することによりAD変換器に印加される
アナログ信号のレベルを制御する。
この発明の他の特徴によれば、自動利得制御装
置にはAD変換器のアナログ入力信号とデジタル
出力信号の双方の振幅を感知することにより生成
された制御信号が利用される。
置にはAD変換器のアナログ入力信号とデジタル
出力信号の双方の振幅を感知することにより生成
された制御信号が利用される。
この発明の１実施例はテレビジヨン信号処理装
置におけるもので、この方式では検知された振幅
が合成映像信号の同期信号成分のピークレベルに
対応する。
置におけるもので、この方式では検知された振幅
が合成映像信号の同期信号成分のピークレベルに
対応する。
第１図はテレビ受像機の信号処理部を示す。無
線周波数（RF）信号がアンテナ８で受信されて
同調器モジユール１０のRF回路１２に印加され
る。このRF回路１２は周波数選択増幅回路を含
み、RF信号を増幅して第１の検波器または混合
器１４の一方の入力に印加する。同調器モジユー
ルのチヤンネル選択回路２２は選択されたチヤン
ネルに対応するデジタル信号を生成し、このデジ
タル信号が位相ロツクドループ（PLL）２０を
制御して粗同調電圧VCTを生成し、これによつて
局部発振器１６を制御してその周波数が水晶２１
で示す水晶発振器の生成する基準周波数信号とチ
ヤンネル番号で決まる比例関係を持つようにす
る。電圧VCTはスイツチ２４によりRF回路１２
と局部発振器１６の各入力に印加されるが、RF
回路１２に印加される同調電圧VTは周波数選択
回路の同調を局部発振器１６の周波数と追跡関係
において選択されたテレビジヨンチヤンネルに対
し調節する。局部発振器１６は発振信号を混合器
１４に印加し、混合器１４は選ばれたテレビジヨ
ンチヤンネルのRF信号をヘテロダイン処理して
特定の中間周波数（IF）帯域の信号にする。粗
同調電圧VCTにより局部発振器が所要のチヤンネ
ルの信号を受信するように同調されると、その局
部発振器１６が微同調電圧VFTで制御されるよう
にその受信がスイツチ２４の切換えにより維持さ
れる。この形式の同調方式は米国特許第4031549
号にさらに詳細に記載されている。
線周波数（RF）信号がアンテナ８で受信されて
同調器モジユール１０のRF回路１２に印加され
る。このRF回路１２は周波数選択増幅回路を含
み、RF信号を増幅して第１の検波器または混合
器１４の一方の入力に印加する。同調器モジユー
ルのチヤンネル選択回路２２は選択されたチヤン
ネルに対応するデジタル信号を生成し、このデジ
タル信号が位相ロツクドループ（PLL）２０を
制御して粗同調電圧VCTを生成し、これによつて
局部発振器１６を制御してその周波数が水晶２１
で示す水晶発振器の生成する基準周波数信号とチ
ヤンネル番号で決まる比例関係を持つようにす
る。電圧VCTはスイツチ２４によりRF回路１２
と局部発振器１６の各入力に印加されるが、RF
回路１２に印加される同調電圧VTは周波数選択
回路の同調を局部発振器１６の周波数と追跡関係
において選択されたテレビジヨンチヤンネルに対
し調節する。局部発振器１６は発振信号を混合器
１４に印加し、混合器１４は選ばれたテレビジヨ
ンチヤンネルのRF信号をヘテロダイン処理して
特定の中間周波数（IF）帯域の信号にする。粗
同調電圧VCTにより局部発振器が所要のチヤンネ
ルの信号を受信するように同調されると、その局
部発振器１６が微同調電圧VFTで制御されるよう
にその受信がスイツチ２４の切換えにより維持さ
れる。この形式の同調方式は米国特許第4031549
号にさらに詳細に記載されている。
混合器１４が生成するテレビジヨン中間周波数
の信号はIF濾波器３０に印加される。このIF濾
波器３０は選択されたテレビジヨンチヤンネルの
IF信号のための応答特性を整形し、IF通過帯域
の上下限を外れる信号を減衰させる。
の信号はIF濾波器３０に印加される。このIF濾
波器３０は選択されたテレビジヨンチヤンネルの
IF信号のための応答特性を整形し、IF通過帯域
の上下限を外れる信号を減衰させる。
IF濾波器を通過した信号はIF増幅器４０に印
加され、利得制御電圧VAGCに応じて増幅（また
は減幅）される。増幅されたIF信号はさらにア
ナログピーク検波器４２と、搬送波基準信号抽出
器５２と、デジタル化用のAD変換器５０に印加
され、AD変換器５０においてサンプリング信号
NfSC／Ｍに応じてサンプリングされ、例えば８ビ
ツトのデジタル化映像信号となる。このデジタル
信号は映像音声の両情報を含んでいる。第１図で
は例えばAD変換器５０の出力のように多ビツト
デジタル信号を広幅の信号路で表わしている。
加され、利得制御電圧VAGCに応じて増幅（また
は減幅）される。増幅されたIF信号はさらにア
ナログピーク検波器４２と、搬送波基準信号抽出
器５２と、デジタル化用のAD変換器５０に印加
され、AD変換器５０においてサンプリング信号
NfSC／Ｍに応じてサンプリングされ、例えば８ビ
ツトのデジタル化映像信号となる。このデジタル
信号は映像音声の両情報を含んでいる。第１図で
は例えばAD変換器５０の出力のように多ビツト
デジタル信号を広幅の信号路で表わしている。
このデジタル信号はデジタルピーク検波器４４
とデジタル映像信号処理回路６０に印加される。
処理回路６０は画像情報を分離処理して赤、緑、
青のデジタル色信号を生成する。デジタル映像信
号処理回路として用いるに適する回路は1981年８
月31日付米国特許願第297556号（特開昭58−
46788号に対応）明細書に図示説明されている。
上記信号はデジタル・アナログ（DA）変換器６
２に印加されてアナログ形式に変換され、低域濾
波器６４，６６，６８に印加される。これらの低
域濾波器はアナログ信号の無用の高周波数成分を
除去して映像管で表示する色信号Ｒ、Ｇ、Ｂを生
成する。
とデジタル映像信号処理回路６０に印加される。
処理回路６０は画像情報を分離処理して赤、緑、
青のデジタル色信号を生成する。デジタル映像信
号処理回路として用いるに適する回路は1981年８
月31日付米国特許願第297556号（特開昭58−
46788号に対応）明細書に図示説明されている。
上記信号はデジタル・アナログ（DA）変換器６
２に印加されてアナログ形式に変換され、低域濾
波器６４，６６，６８に印加される。これらの低
域濾波器はアナログ信号の無用の高周波数成分を
除去して映像管で表示する色信号Ｒ、Ｇ、Ｂを生
成する。
音声および同期信号情報を含むデジタル信号が
デジタル映像信号処理回路からデジタル帯域濾波
器７０とデジタル同期信号処理回路の８０の各入
力に印加される。デジタル帯域濾波器７０は音声
搬送波近傍のデジタル音声情報をデジタル音声検
破器７２に通過させ、デジタル音声検波器７２は
音声情報を検知して音声情報を表わす例えばパル
ス幅変調信号を生成する。この信号は低域濾波器
７４により濾波されて以後再生される音声情報を
回復する。
デジタル映像信号処理回路からデジタル帯域濾波
器７０とデジタル同期信号処理回路の８０の各入
力に印加される。デジタル帯域濾波器７０は音声
搬送波近傍のデジタル音声情報をデジタル音声検
破器７２に通過させ、デジタル音声検波器７２は
音声情報を検知して音声情報を表わす例えばパル
ス幅変調信号を生成する。この信号は低域濾波器
７４により濾波されて以後再生される音声情報を
回復する。
デジタル同期信号処理回路８０は水平垂直の同
期信号を抽出分離して、テレビ受像機の偏向回路
（図示せず）用の水平および垂直周波数のパルス
列を生成する。デジタル同期信号処理回路はまた
水平同期信号周波数fHのｎ倍の周波数を持ち、水
平同期信号の実質的に一定の位相関係を有する信
号を生成する。この信号nfHは搬送波基準信号抽
出器５２から抽出された画像搬送波信号を表わす
信号を受ける位相検波器９０の他方の入力に印加
される。この位相検波器９０はこの２つの信号の
位相を比較して制御信号を発生し、この信号は濾
波器９２により濾波され、同調器モジユールのス
イツチ２４に微同調電圧VFTとして印加される。
この微同調電圧VFTでは局部発振器１６を制御し
て、IF画像搬送波を水平同期信号と実質的に一
定の位相関係に保つ。
期信号を抽出分離して、テレビ受像機の偏向回路
（図示せず）用の水平および垂直周波数のパルス
列を生成する。デジタル同期信号処理回路はまた
水平同期信号周波数fHのｎ倍の周波数を持ち、水
平同期信号の実質的に一定の位相関係を有する信
号を生成する。この信号nfHは搬送波基準信号抽
出器５２から抽出された画像搬送波信号を表わす
信号を受ける位相検波器９０の他方の入力に印加
される。この位相検波器９０はこの２つの信号の
位相を比較して制御信号を発生し、この信号は濾
波器９２により濾波され、同調器モジユールのス
イツチ２４に微同調電圧VFTとして印加される。
この微同調電圧VFTでは局部発振器１６を制御し
て、IF画像搬送波を水平同期信号と実質的に一
定の位相関係に保つ。
AD変換器５０はIF信号を第２の（映像）検波
器を要せずしてベースバンド信号処理に適するデ
ジタル信号サンプルに直接変換する。搬送波基準
信号抽出回路５２は画像搬送波と同一周波数で実
質的に一定の位相関係にある信号を生成し、この
信号はＭ分周回路５４で分周されてAD変換器５
０用のサンプリング信号となる。搬送波基準信号
抽出器５２は例えばIF画像搬送波周波数に同調
された周波数選択回路と増幅器、またはIF画像
搬送波周波数の発振信号を生ずる位相固定ループ
回路を含み、その発振信号が所要のサンプリング
周波数まで分周される。AD変換器５０はサンプ
リング信号に応じてアナログIF信号をサンプリ
ングし、そのサンプルをサンプリング信号周波数
でデジタルワードに変換する。
器を要せずしてベースバンド信号処理に適するデ
ジタル信号サンプルに直接変換する。搬送波基準
信号抽出回路５２は画像搬送波と同一周波数で実
質的に一定の位相関係にある信号を生成し、この
信号はＭ分周回路５４で分周されてAD変換器５
０用のサンプリング信号となる。搬送波基準信号
抽出器５２は例えばIF画像搬送波周波数に同調
された周波数選択回路と増幅器、またはIF画像
搬送波周波数の発振信号を生ずる位相固定ループ
回路を含み、その発振信号が所要のサンプリング
周波数まで分周される。AD変換器５０はサンプ
リング信号に応じてアナログIF信号をサンプリ
ングし、そのサンプルをサンプリング信号周波数
でデジタルワードに変換する。
第１図の回路は1982年２月22日付米国特許願第
350307号（特開昭58−154980号に対応）明細書に
さらに詳細に記載されている。
350307号（特開昭58−154980号に対応）明細書に
さらに詳細に記載されている。
この発明はIF増幅器４０の利得を制御して、
AD変換器の入力のIF信号を適正なダイナミツク
レンジ内に維持するに適する自動利得制御回路に
関する。デジタルピーク検波器４４は映像信号の
デジタル化同期信号成分のピーク振幅を検知す
る。この同期信号のピークは映像信号の全振幅に
対してIRE単位で表し得る既知のレベルである。
従つて同期信号のピークを与えられたデジタルレ
ベル範囲内に維持すると、信号の映像情報部分が
与えられた範囲内にあることが判る。同期信号の
ピークがデジタルレベルで変ると、信号の映像情
報範囲がこれに対応して変る。従つて同期信号の
ピークとの関係でデジタルピーク検波器４４から
制御信号が発生され、この制御信号がIF増幅器
４０の利得を制御して映像IF信号をAD変換器５
０のダイナミツクレンジ条件内に維持するのに用
いられる。
AD変換器の入力のIF信号を適正なダイナミツク
レンジ内に維持するに適する自動利得制御回路に
関する。デジタルピーク検波器４４は映像信号の
デジタル化同期信号成分のピーク振幅を検知す
る。この同期信号のピークは映像信号の全振幅に
対してIRE単位で表し得る既知のレベルである。
従つて同期信号のピークを与えられたデジタルレ
ベル範囲内に維持すると、信号の映像情報部分が
与えられた範囲内にあることが判る。同期信号の
ピークがデジタルレベルで変ると、信号の映像情
報範囲がこれに対応して変る。従つて同期信号の
ピークとの関係でデジタルピーク検波器４４から
制御信号が発生され、この制御信号がIF増幅器
４０の利得を制御して映像IF信号をAD変換器５
０のダイナミツクレンジ条件内に維持するのに用
いられる。
この発明の他の特徴によつて、AD変換器５０
の入力のIF信号のピークをサンプリングするた
めアナログピーク検波器４２が設けられている。
このピーク検波器４２はIF信号のピークを表わ
すアナログ制御信号を生成し、この制御信号が和
算回路４６でデジタルピーク検波器の生成するデ
ジタル制御信号と組合され、これによつてIF増
幅器４０の利得を制御する合成制御信号VAGCが
生成される。
の入力のIF信号のピークをサンプリングするた
めアナログピーク検波器４２が設けられている。
このピーク検波器４２はIF信号のピークを表わ
すアナログ制御信号を生成し、この制御信号が和
算回路４６でデジタルピーク検波器の生成するデ
ジタル制御信号と組合され、これによつてIF増
幅器４０の利得を制御する合成制御信号VAGCが
生成される。
アナログピーク検波器４２を用いると、チヤン
ネル切換または始動時に生ずることのある信号の
急激な変化に装置が速やかに応動することができ
る。例えば受像機の利得が適正に制御されている
ときは、IF信号はAD変換器の入力ダイナミツク
レンジの事実上全体に亘つて変化することができ
る。このとき受像機をこれまで受信していたより
２倍も強い信号を持つ他のチヤンネルに切換える
と、IF信号の振幅の増大が予想され、AD変換器
のダイナミツクレンジを超すことがあるが、ピー
ク検波器４２はこの過負荷状態に速やかに応動し
てIF増幅器の利得を低下させ、このため受像機
は速やかに適正動作状態に戻る。
ネル切換または始動時に生ずることのある信号の
急激な変化に装置が速やかに応動することができ
る。例えば受像機の利得が適正に制御されている
ときは、IF信号はAD変換器の入力ダイナミツク
レンジの事実上全体に亘つて変化することができ
る。このとき受像機をこれまで受信していたより
２倍も強い信号を持つ他のチヤンネルに切換える
と、IF信号の振幅の増大が予想され、AD変換器
のダイナミツクレンジを超すことがあるが、ピー
ク検波器４２はこの過負荷状態に速やかに応動し
てIF増幅器の利得を低下させ、このため受像機
は速やかに適正動作状態に戻る。
信号VAGCは２つのピーク検波器からの制御信
号から生成されるため、２つの制御信号成分に対
して異なる時定数を選んで有効動作に対する装置
の応答を調節することができる。例えばアナログ
ピーク検波器は過負荷状態に速やかに応動し得る
ような短かい応答時定数を持つことができるが、
デジタルピーク検波器は同期信号のピークをデジ
タル値の比較的狭い範囲内に保ち得るように制御
階段がより微細な比較的長い応答時定数を持つこ
とができる。
号から生成されるため、２つの制御信号成分に対
して異なる時定数を選んで有効動作に対する装置
の応答を調節することができる。例えばアナログ
ピーク検波器は過負荷状態に速やかに応動し得る
ような短かい応答時定数を持つことができるが、
デジタルピーク検波器は同期信号のピークをデジ
タル値の比較的狭い範囲内に保ち得るように制御
階段がより微細な比較的長い応答時定数を持つこ
とができる。
さらにIF増幅器４０の生成するIF信号の形式
をさらに効果的に制御するため、ピーク検波の形
式を選ぶこともできる。例えばIF増幅器が正向
きの同期信号成分を待つ信号を生成すると（すな
わちIF信号が同期信号期間中完全に正規の振幅
を持つと）、アナログおよびデジタルの両ピーク
検波器を用いてピーク信号振幅を検知し、IFが
AD変換器のダイナミツクレンジの上限を超える
のを防止することができる。一方IF増幅器４０
が負向きの同期信号成分を持つ映像IF信号を生
成すると、このIF信号は同期信号期間中最小の
ピーク振幅を、白輝度信号受信中最大ピーク振幅
を示す。このときアナログピーク検波器を用いて
白向き信号のピーク振幅を感知し、映像信号が
AD変換器のダイナミツクレンジの上限を超えな
いようにすることもでき、デジタルピーク検波器
を用いて同期信号の各レベルで生ずる最低のデジ
タル信号レベルを検知し、同期信号のピークを
AD変換器の範囲の下限より上に保つこともでき
る。このように構成された（負向き同期信号成分
に対する）自動利得制御装置の詳細な実施例を第
２図に示す。
をさらに効果的に制御するため、ピーク検波の形
式を選ぶこともできる。例えばIF増幅器が正向
きの同期信号成分を待つ信号を生成すると（すな
わちIF信号が同期信号期間中完全に正規の振幅
を持つと）、アナログおよびデジタルの両ピーク
検波器を用いてピーク信号振幅を検知し、IFが
AD変換器のダイナミツクレンジの上限を超える
のを防止することができる。一方IF増幅器４０
が負向きの同期信号成分を持つ映像IF信号を生
成すると、このIF信号は同期信号期間中最小の
ピーク振幅を、白輝度信号受信中最大ピーク振幅
を示す。このときアナログピーク検波器を用いて
白向き信号のピーク振幅を感知し、映像信号が
AD変換器のダイナミツクレンジの上限を超えな
いようにすることもでき、デジタルピーク検波器
を用いて同期信号の各レベルで生ずる最低のデジ
タル信号レベルを検知し、同期信号のピークを
AD変換器の範囲の下限より上に保つこともでき
る。このように構成された（負向き同期信号成分
に対する）自動利得制御装置の詳細な実施例を第
２図に示す。
第２図において、デジタルピーク検波器４４の
入力はAD変換器５０の生成するデジタル信号を
受信するように結合され、AD変換器５０の出力
はレジスタまたはラツチ１０２の入力と比較器１
０４のＡ入力に接合され、ラツチ１０２の出力は
その比較器１０４のＢ入力に結合されている。比
較器１０４の出力はオアゲート１０６の一方の入
力に結合され、そのオアゲート１０６の出力はラ
ツチ１０２の負荷信号入力Ｌに結合されている。
入力はAD変換器５０の生成するデジタル信号を
受信するように結合され、AD変換器５０の出力
はレジスタまたはラツチ１０２の入力と比較器１
０４のＡ入力に接合され、ラツチ１０２の出力は
その比較器１０４のＢ入力に結合されている。比
較器１０４の出力はオアゲート１０６の一方の入
力に結合され、そのオアゲート１０６の出力はラ
ツチ１０２の負荷信号入力Ｌに結合されている。
デジタル同期信号処理回路８０で生成された水
平同期信号はＤ型フリツプフロツプ１０８のクロ
ツク入力Ｃとインバータ１１２の入力に印加さ
れ、インバータ１１２の出力には反転水平同期信
号が生ずる。フリツプフロツプ１０８のデータ入
力Ｄは正電圧（論理１）を受けるように結合さ
れ、その出力はそのリセツト入力Ｒに、Ｑ出力
はオアゲート１０６の第２入力に結合されてい
る。
平同期信号はＤ型フリツプフロツプ１０８のクロ
ツク入力Ｃとインバータ１１２の入力に印加さ
れ、インバータ１１２の出力には反転水平同期信
号が生ずる。フリツプフロツプ１０８のデータ入
力Ｄは正電圧（論理１）を受けるように結合さ
れ、その出力はそのリセツト入力Ｒに、Ｑ出力
はオアゲート１０６の第２入力に結合されてい
る。
ピーク検波器４４のラツチ１０２の出力はまた
２重閾値比較器１１０の入力にも結合され、その
比較器１１０の高レベル出力Ｈはオアゲート１２
２の一方の入力に、低レベル出力Ｌはアンドゲー
ト１１６の一方の入力に結合されている。AD変
換器のオーバーフロービツト線路はアンドゲート
１１８の一方の入力に結合され、その他方の入力
はクロツクパルス列信号を受けるように結合され
ている。アンドゲート１１８の出力はオアゲート
１２２の第２の入力に結合され、オアゲート１２
２の出力はアンドゲート１１４の一方の入力に接
合されている。アンドゲート１１４，１１６の他
方の入力にはインバータ１１２の出力が結合され
ている。
２重閾値比較器１１０の入力にも結合され、その
比較器１１０の高レベル出力Ｈはオアゲート１２
２の一方の入力に、低レベル出力Ｌはアンドゲー
ト１１６の一方の入力に結合されている。AD変
換器のオーバーフロービツト線路はアンドゲート
１１８の一方の入力に結合され、その他方の入力
はクロツクパルス列信号を受けるように結合され
ている。アンドゲート１１８の出力はオアゲート
１２２の第２の入力に結合され、オアゲート１２
２の出力はアンドゲート１１４の一方の入力に接
合されている。アンドゲート１１４，１１６の他
方の入力にはインバータ１１２の出力が結合され
ている。
アンドゲート１１４の出力は可逆計数器１２０
のダウンクロツク入力DNに結合され、アンドゲ
ート１１６の出力はその係数器１２０のアツプク
ロツク入力UPに結合されている。初期値レジス
タ１２２は計数器１２０のデータ入力に結合さ
れ、その計数器１２０の初期値を記憶する。計数
器１２０の負荷入力Ｌには信号断続パルスが印加
される。このパルスはテレビ受像機の始動時また
はチヤンネル切換時に例えば第１図の同調器モジ
ユール１０により生成される。
のダウンクロツク入力DNに結合され、アンドゲ
ート１１６の出力はその係数器１２０のアツプク
ロツク入力UPに結合されている。初期値レジス
タ１２２は計数器１２０のデータ入力に結合さ
れ、その計数器１２０の初期値を記憶する。計数
器１２０の負荷入力Ｌには信号断続パルスが印加
される。このパルスはテレビ受像機の始動時また
はチヤンネル切換時に例えば第１図の同調器モジ
ユール１０により生成される。
計数器１２０の出力はDA変換器１３０の入力
に結合され、そのDA変換器１３０の出力は抵抗
１３２を介してIF増幅器４０の制御信号入力に
結合されている。このIF増幅器４０の制御信号
入力にはまた通常設計のアナログピーク検波器４
２の出力が抵抗４３を介して結合されている。ま
たこのIF増幅器４０の制御信号入力と接地点の
間にはAGC濾波コンデンサ４８が結合され、抵
抗１３２，４３およびコンデンサ４８が第１図の
和算回路４６を構成する。
に結合され、そのDA変換器１３０の出力は抵抗
１３２を介してIF増幅器４０の制御信号入力に
結合されている。このIF増幅器４０の制御信号
入力にはまた通常設計のアナログピーク検波器４
２の出力が抵抗４３を介して結合されている。ま
たこのIF増幅器４０の制御信号入力と接地点の
間にはAGC濾波コンデンサ４８が結合され、抵
抗１３２，４３およびコンデンサ４８が第１図の
和算回路４６を構成する。
水平同期信号はデジタル化営造信号の各同期信
号期間と時間的に一致している。同期パルスの始
めにフリツプフロツプ１０８がその水平同期信号
によりセツトされてそのＱ出力が高レベル（論理
１）に、出力が低レベル（論理０）になる。フ
リツプフロツプの出力はそのリセツト入力）に
結合されているから、信号が低レベルになると
フリツプフロツプ１０８がリセツトされる。従つ
てフリツプフロツプ１０８は各同期パルスの開始
時にそのＱ出力に極めて短かいパルスを生成す
る。
号期間と時間的に一致している。同期パルスの始
めにフリツプフロツプ１０８がその水平同期信号
によりセツトされてそのＱ出力が高レベル（論理
１）に、出力が低レベル（論理０）になる。フ
リツプフロツプの出力はそのリセツト入力）に
結合されているから、信号が低レベルになると
フリツプフロツプ１０８がリセツトされる。従つ
てフリツプフロツプ１０８は各同期パルスの開始
時にそのＱ出力に極めて短かいパルスを生成す
る。
このフリツプフロツプ１０８のＱ出力に生成す
る短かいパルスは、オアゲート１０６を介してラ
ツチ１０２のＬ入力に結合され、そのとき生じた
映像信号のデジタル値をラツチに書入れる。ラツ
チ１０２に記憶されたこの映像信号値は比較器１
０４のＢ入力に印加され、ここでそのＡ入力に印
加された新しい映像信号値と連続的に比較され
る。比較器１０４のＡ入力の新しい信号値がラツ
チに記憶された値より小さいときは、比較器のＡ
＜Ｂ出力にパルスを生じ、この小さい方の新信号
値をラツチに書入れる。従つて同期パルスの終了
時にはラツチ１０２には負向き同期信号の値が記
憶されることになる。
る短かいパルスは、オアゲート１０６を介してラ
ツチ１０２のＬ入力に結合され、そのとき生じた
映像信号のデジタル値をラツチに書入れる。ラツ
チ１０２に記憶されたこの映像信号値は比較器１
０４のＢ入力に印加され、ここでそのＡ入力に印
加された新しい映像信号値と連続的に比較され
る。比較器１０４のＡ入力の新しい信号値がラツ
チに記憶された値より小さいときは、比較器のＡ
＜Ｂ出力にパルスを生じ、この小さい方の新信号
値をラツチに書入れる。従つて同期パルスの終了
時にはラツチ１０２には負向き同期信号の値が記
憶されることになる。
この負向き同期信号のピーク値は２重閾値比較
器１１０で２つの閾値と比較される。この２つの
閾値は同期信号のピークの望ましい上下両限を示
すもので、比較器１１０にプログラミングまたは
供給することができる。同期信号のピークが上限
閾値より高ければ比較器のＨ出力に論理１信号が
生成され、下限閾値より低ければそのＬ出力に論
理１信号が生成される。同期信号のピークが両閾
値に等しいかその間にあれば比較器の両出力から
論理０信号が生成される。
器１１０で２つの閾値と比較される。この２つの
閾値は同期信号のピークの望ましい上下両限を示
すもので、比較器１１０にプログラミングまたは
供給することができる。同期信号のピークが上限
閾値より高ければ比較器のＨ出力に論理１信号が
生成され、下限閾値より低ければそのＬ出力に論
理１信号が生成される。同期信号のピークが両閾
値に等しいかその間にあれば比較器の両出力から
論理０信号が生成される。
同期信号期間の終りには反転水平同期信号が高
レベルになつてアンドゲート１１４，１１６を開
く。同期信号のピークが比較器の上限閾値より高
ければ、比較器のＨ出力の論理１信号が計数器１
２０のDN入力に印加されてその計数値を１だけ
下げる。同様に比較器１１０のＬ出力の論理１信
号は計数器の計数値を１つずつ増し、同期信号の
ピークが所要の限度内にあれば計数器の計数値は
変らない。計数器１２０の計数値はDA変換器で
アナログ制御電圧に変換されてIF増幅器４０に
印加される。
レベルになつてアンドゲート１１４，１１６を開
く。同期信号のピークが比較器の上限閾値より高
ければ、比較器のＨ出力の論理１信号が計数器１
２０のDN入力に印加されてその計数値を１だけ
下げる。同様に比較器１１０のＬ出力の論理１信
号は計数器の計数値を１つずつ増し、同期信号の
ピークが所要の限度内にあれば計数器の計数値は
変らない。計数器１２０の計数値はDA変換器で
アナログ制御電圧に変換されてIF増幅器４０に
印加される。
計数器１２０の計数値が増減すると、IF増幅
器の利得がこれに従つて増減する。例えばAD変
換器５０へのアナログ入力信号の直流基準レベル
をその変換器の最低量子化レベル（全出力０）を
基準にして決め、負向き同期信号のピークをデジ
タル値２と４の間に維持するものとすると、IF
信号の振幅が高過ぎればピーク検波値がデジタル
レベル４より高く、２重閾値比較器１１０のＨ出
力にパルスが生じて、これにより計数器１２０の
計数値が引下げられ、従つてIF増幅器の利得が
低下する。この利得低下により白向き信号のピー
クレベルが低下し、映像信号をAD変換器のダイ
ナミツクレンジ内に引戻し、同期信号のピークを
所要範囲内に戻す。
器の利得がこれに従つて増減する。例えばAD変
換器５０へのアナログ入力信号の直流基準レベル
をその変換器の最低量子化レベル（全出力０）を
基準にして決め、負向き同期信号のピークをデジ
タル値２と４の間に維持するものとすると、IF
信号の振幅が高過ぎればピーク検波値がデジタル
レベル４より高く、２重閾値比較器１１０のＨ出
力にパルスが生じて、これにより計数器１２０の
計数値が引下げられ、従つてIF増幅器の利得が
低下する。この利得低下により白向き信号のピー
クレベルが低下し、映像信号をAD変換器のダイ
ナミツクレンジ内に引戻し、同期信号のピークを
所要範囲内に戻す。
さらにAD変換器５０のオーバーフロービツト
によりその入力の範囲外信号状態の表示が与えら
れる。このオーバーフロービツトはクロツクパル
ス列信号と共にアンドゲート１１８に印加され、
このオーバーフロー状態中計数器１２０のDN入
力にパルス列を印加して範囲外信号を所要範囲に
戻す。このクロツクパルス列の周波数はこのうな
範囲外状態に対する自動利得制御装置の応答を決
定する。
によりその入力の範囲外信号状態の表示が与えら
れる。このオーバーフロービツトはクロツクパル
ス列信号と共にアンドゲート１１８に印加され、
このオーバーフロー状態中計数器１２０のDN入
力にパルス列を印加して範囲外信号を所要範囲に
戻す。このクロツクパルス列の周波数はこのうな
範囲外状態に対する自動利得制御装置の応答を決
定する。
テレビ受像機の始動時またはチヤンネル切換時
には、IF増幅器の利得を公称値から始めること
が望ましい。このような場合には信号断続パルス
によつてレジスタ１２２から初期計数値が計数器
１２０に供給される。テレビジヨン信号が捕えら
れると計数器１２０はこの公称値から順または逆
の計数を開始する。
には、IF増幅器の利得を公称値から始めること
が望ましい。このような場合には信号断続パルス
によつてレジスタ１２２から初期計数値が計数器
１２０に供給される。テレビジヨン信号が捕えら
れると計数器１２０はこの公称値から順または逆
の計数を開始する。
アナログピーク検波器は白向き信号振幅を検知
してIF増幅器の利得を低下させることにより過
負荷レベルの信号をAD変換器のダイナミツクレ
ンジに入れる働らきをする。アナログおよびデジ
タル検波器の相対応答時間は、２つの制御信号成
分を組合せて合成制御信号VAGCを生成するのに
用いる抵抗４３，１３２の値を適当に選ぶことに
より制御される。
してIF増幅器の利得を低下させることにより過
負荷レベルの信号をAD変換器のダイナミツクレ
ンジに入れる働らきをする。アナログおよびデジ
タル検波器の相対応答時間は、２つの制御信号成
分を組合せて合成制御信号VAGCを生成するのに
用いる抵抗４３，１３２の値を適当に選ぶことに
より制御される。
第１図はこの発明により構成された自動利得制
御装置を含むデジタルテレビ受像機のブロツク回
路図、第２図はこの発明により構成された自動利
得制御装置の実施例の詳細を示す部分ブロツク回
路図である。 １０，３０……アナログ信号源、４０……アナ
ログ信号増幅器、５０……AD変換器、４４……
デジタル振幅検知回路、４６……利得制御信号発
生手段、VAGC……利得制御信号。
御装置を含むデジタルテレビ受像機のブロツク回
路図、第２図はこの発明により構成された自動利
得制御装置の実施例の詳細を示す部分ブロツク回
路図である。 １０，３０……アナログ信号源、４０……アナ
ログ信号増幅器、５０……AD変換器、４４……
デジタル振幅検知回路、４６……利得制御信号発
生手段、VAGC……利得制御信号。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ アナログ信号の信号源と、 上記アナログ信号を受信するように結合された
信号入力、信号出力、および利得制御用の利得制
御信号を受ける利得制御信号入力を有するアナロ
グ信号増幅器と、 上記アナログ信号増幅器の出力に結合された入
力、およびデジタル信号サンプルを発生する出力
を有するアナログ・デジタル変換器と、 上記アナログ・デジタル変換器の出力に結合さ
れた入力を有するデジタル振幅検知回路と、 上記アナログ・デジタル変換器の入力に供給さ
れた信号を受信するように結合された入力を有す
るアナログ振幅検知回路と、 上記デジタル振幅検知回路の出力および上記ア
ナログ振幅検知回路の出力に応答して、上記利得
制御信号を生成する信号合成器と、からなる信号
処理装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/350,580 US4434439A (en) | 1982-02-22 | 1982-02-22 | Digital television AGC arrangement |
| US350580 | 1982-02-22 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58154982A JPS58154982A (ja) | 1983-09-14 |
| JPH0523108B2 true JPH0523108B2 (ja) | 1993-03-31 |
Family
ID=23377340
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58028392A Granted JPS58154982A (ja) | 1982-02-22 | 1983-02-21 | 信号処理装置 |
Country Status (24)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4434439A (ja) |
| JP (1) | JPS58154982A (ja) |
| KR (1) | KR910005932B1 (ja) |
| AT (1) | AT386916B (ja) |
| AU (1) | AU567489B2 (ja) |
| BE (1) | BE895964A (ja) |
| CA (1) | CA1195770A (ja) |
| CS (1) | CS268511B2 (ja) |
| DD (1) | DD207796A5 (ja) |
| DE (1) | DE3305919A1 (ja) |
| DK (1) | DK163398C (ja) |
| ES (1) | ES519798A0 (ja) |
| FI (1) | FI75963C (ja) |
| FR (1) | FR2522233B1 (ja) |
| GB (1) | GB2115629B (ja) |
| IT (1) | IT1168763B (ja) |
| NL (1) | NL8300644A (ja) |
| NZ (1) | NZ203346A (ja) |
| PL (1) | PL137296B1 (ja) |
| PT (1) | PT76177B (ja) |
| SE (1) | SE452837B (ja) |
| SU (1) | SU1321384A3 (ja) |
| YU (1) | YU45071B (ja) |
| ZA (1) | ZA831144B (ja) |
Families Citing this family (40)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| DE3314570A1 (de) * | 1983-04-22 | 1984-10-25 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Verfahren und anordnung zur einstellung der verstaerkung |
| DE3333071C2 (de) | 1983-09-14 | 1986-01-23 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh, 7730 Villingen-Schwenningen | Schaltung zur Analog/Digital-Wandlung eines Farbfernsehsignals |
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-
1982
- 1982-02-22 US US06/350,580 patent/US4434439A/en not_active Expired - Lifetime
-
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