JPH05248891A - 誘導センサ用の評価回路 - Google Patents

誘導センサ用の評価回路

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JPH05248891A
JPH05248891A JP34018692A JP34018692A JPH05248891A JP H05248891 A JPH05248891 A JP H05248891A JP 34018692 A JP34018692 A JP 34018692A JP 34018692 A JP34018692 A JP 34018692A JP H05248891 A JPH05248891 A JP H05248891A
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evaluation circuit
coil
synchronous rectifier
voltage
circuit according
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JP34018692A
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Rene Schenk
シェンク レネ
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Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
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    • G—PHYSICS
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 従来の回路装置の欠点を解消し、付加的な温
度センサを用いることなしに特に簡単で非常に正確な温
度補償が可能となるような誘導センサ用の評価回路を提
供すること。 【構成】 整流器を同期整流器として構成し、該同期整
流器には発振器のクロック信号を供給し、該クロック信
号の位相位置を、誘導された電圧の位相位置に対してコ
イルの抵抗値とインダクタンスを別個に測定し得るよう
に選定する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、少なくとも１つのコイ
ルと発振器と整流器とを有する誘導センサ用の、例えば
集積化された、懸架装置における衝撃による変位量セン
サ（Ｅｉｎｆｅｄｅｒｗｅｇｓｅｎｓｏｒ）用の評価回
路であって、前記コイルのインダクタンスは測定すべき
特性量に依存するものであり、前記発振器の出力信号は
前記コイルの入力側に供給されており、さらに前記整流
器には誘導された電圧が供給される、評価回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】調節移動距離を測定するために１つ又は
複数のコイルを有する誘導センサを用いることは周知で
ある。このコイルの電気特性は測定量、例えば移動量に
依存して変化する。電子評価回路を用いてコイルの電気
特性の変化が検出され、後処理の簡単な信号に変換され
る。
【０００３】誘導型距離センサにおいて用いられ、移動
距離に依存して直流電圧が生成される測定回路がＤＥ−
ＯＳ３９２７８３３号から公知である。この回路では交
流電圧がコイルに印加されている。このコイルのインダ
クタンスは移動距離に依存して変化する。さらに該コイ
ルにおいて降下する電圧の振幅及び位相が測定される。
【０００４】測定精度を高めるために２つの発振器が設
けられており、この発振器は同じ周波数の２つの交流電
圧を発生する。この２つの交流電圧は相互に１８０度位
相がずらされている。この場合第２の交流電圧は調整可
能な振幅を有している。しかしながらこの振幅はコイル
のインダクタンスに最終的に依存する。そのため振幅
と、コイルの既知のインダクタンスとの関係性から正確
な位置の検出が可能である。しかしながら公知の測定回
路では温度補償を可能にするような手段は何も設けられ
ていない。
【０００５】付加的な温度測定回路を有する誘導型距離
測定部のための回路装置はＤＥ−ＯＳ３９１０５９７号
から公知である。この公知回路装置では温度測定回路に
よりコイルのオーム抵抗値が検出される。このオーム抵
抗値は温度に依存しており、前記温度測定回路はオーム
抵抗値をマイクロコンピュータに供給する。マイクロコ
ンピュータは測定された抵抗値から補償データを算出す
る。この補償データにより移動距離の検出の際に求めら
れたデータの補正が可能になる。
【０００６】前記の公知回路装置の欠点は、コイルの抵
抗値とインダクタンスが交互に測定され、測定結果が相
互間で誤って計算されてしまうことである。それに対し
て当該測定を同時に行うことは不可能である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明が解決しようと
する課題は、従来の回路装置の欠点を解消し、付加的な
温度センサを用いることなしに特に簡単でかつ非常に正
確な温度補償が可能となるような誘導センサ用の評価回
路を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記課題は本発明によ
り、整流器は同期整流器であり、該同期整流器には発振
器からクロック信号が供給され、該クロック信号の位相
位置は、誘導された電圧の位相位置に対し、コイルの抵
抗値とインダクタンスを別個に測定し得るように選定さ
れるように構成されて解決される。
【０００９】本発明の請求項１の特徴部分による誘導セ
ンサ用の評価回路は次のような利点を有する。すなわち
付加的な温度センサを用いることなしに特に簡単でかつ
非常に正確な温度補償が可能になることである。
【００１０】この利点は制御された出力電圧が同期整流
器に供給されることにより達成される。この同期整流器
自体は正弦波発振器のクロックパルスによって制御され
る。
【００１１】同期整流器を用いることによりコイルの交
流抵抗値が測定され、位相位置が検出されることによっ
て特に簡単な温度補償が可能になる。
【００１２】コイルのインダクタンスも複素抵抗値の実
部も温度依存特性を有し、さらに測定量にも依存するた
め、２つの成分を適当な手法で相互に加算又は減算する
ことにより、温度補償の達成が可能になる。
【００１３】特に有利には、同期整流器の制御の際の位
相位置を相応に選択することにより加算又は減算を特に
簡単な手法で達成することができる。
【００１４】また本発明の評価回路を、集積化された変
位量センサを関連して使用することが特に有利であるこ
とがわかった。なぜならばそのようなセンサでは通常必
要となる第２の補償用コイル並びに付加的な温度センサ
が省略され得るからである。
【００１５】従属請求項に記載された手段により請求項
１による誘導センサ用の評価回路の有利な構成例及び改
善例が可能である。
【００１６】
【実施例】次に本発明の実施例を図面に基づき詳細に説
明する。
【００１７】図１では発振器１０、例えば正弦波発振器
が抵抗１２を介して可変コイル１４として示されている
測定コイルに接続されている。前記発振器１０は出力側
１０ａ，１０ｂを有し、電圧ＵＳを発生する。抵抗１２
とコイル１４との間には接続点１３が示されている。こ
の接続点１３とアースとの間にはコンデンサ１５が設け
られており、このコンデンサ１５はさらに制御器１７の
入力側１７ａに接続される。
【００１８】入力側１７ｂを介して制御器１７には一定
の電圧が供給される。この一定の電圧はＵＢの１／２で
ある。この場合ＵＢは回路の基準電圧（例えば制御装置
からの５Ｖの電圧）である。
【００１９】制御器１７の出力側１７ｃはコイル１４と
接続され、別のコンデンサ１６を介してアースに接続さ
れる。さらに制御器１７の出力側１７ｃはコンデンサ１
８と抵抗１９を介して同期整流器２０のアナログスイッ
チ２１と接続される。このアナログスイッチ２１は発振
器１０の出力側１０ａを介して切換パルスを受け取る。
【００２０】同期整流器２０はアナログスイッチ２１の
他にさらに２つのインバータ２７，２８を有している。
このインバータ２７，２８はそれぞれ、演算増幅器２
２，２６と、該演算増幅器２２，２６の出力側と反転入
力側との間に配置された抵抗２３，２５と、これらの抵
抗２３，２５の間に設けられた抵抗２４とからなる。
【００２１】演算増幅器２２と２６の２つの反転入力側
はアナログスイッチ２１のそれぞれ１つの端子に接続さ
れる。非反転入力側には基準電圧の半分１／２ＵＢが印
加される。
【００２２】同期整流器２０の演算増幅器２６の出力側
はフィルタ２９に接続される。このフィルタ２９のアナ
ログ出力側３０では測定信号が取り出される。
【００２３】発振器１０では正弦波振動ないし比較的わ
ずかな調波成分を含む振動が一定の振幅で生成される。
図１ではこの正弦波振動はＵＳで示されている。この正
弦波振動は抵抗１２を介してコイル１４に供給され、接
続点１３において生じる電圧が検出される。さらにこの
電圧は実際値として制御器１７に供給される。目標値と
して制御器１７には一定の電圧ＵＢ／２が供給される。
制御器は出力電圧ＵＲを、入力側１７ａにおける入力電
圧が同様に一定に維持されるように制御する。接続点１
３では一定の電圧が調整されるので（この場合交流電圧
はゼロであり、出力側１０ｂには一定の振幅を有する交
流電圧ＵＳが印加される）、抵抗１２を介して一定の振
幅の交流電圧が生じる。
【００２４】この一定の振幅を有する交流電圧は、抵抗
１２を通る電流Ｉも一定の振幅を有する交流電流である
ように作用する。接続点１３における電圧が一定の値に
制御されるので、電流Ｉもコイル１４のインダクタンス
に依存しない。
【００２５】場合によりケーブルにアースに対する漂遊
容量が存在しても、コンデンサ１５（このコンデンサ１
５はＥＭＣ（電磁的適合性）−ブロックコンデンサとし
て用いられる）と同様に電流は流れない。なぜなら交流
電圧が存在する場合にしか電流はこのコンデンサを通っ
て流れることができないからである。
【００２６】制御器の入力側は高抵抗なので、わずかな
電流しか制御器入力側１７ａに流れることができない。
そのため一定の交流電流全てがコイル１４を通って流れ
ることが保証される（前記コイル１４は測定コイルとし
て示されており、該コイルの電気的な特性が測定され
る）。それにより制御器１７の出力側１７ｃにおいて交
流電圧が調整される。この交流電圧はコイル１４のいわ
ゆるリアクタンスに比例する。この電圧の位相位置はリ
アクタンスの位相位置を表す。コンデンサないしアース
に対する漂遊容量は（これは図１中コンデンサ１６とし
て示されている）不利に作用しない。なぜなら流れる電
流は制御器１７から供給されるからである。
【００２７】制御器１７の出力側１７ｃにおいて生じる
電圧ＵＲはコンデンサ１８と抵抗１９を介して同期整流
器２０に供給される。この同期整流器２０には発振器１
０のクロック出力側１０ａを介して切換パルスが供給さ
れる。
【００２８】これまでに説明してきた装置によれば既に
測定は可能となる。しかしながら以下に説明する同期整
流器の回路構成例によって初めて所望の温度補償が保証
されるものとなる。
【００２９】コイル１４と制御器出力側１７ｃとの間の
接続点において生じる測定信号ＵＭは、発振器１０のク
ロックに依存して２つのインバータ２７，２８か又は１
つのインバータ２８だけを介して供給される。これによ
り同期整流作用が得られる。抵抗のみ又はインダクタン
スのみを測定するために、通常はこの同期整流のために
９０度の位相又は０度の位相のクロックが選択される。
測定装置自体によって引き起こされる位相ずれを補償す
るために、サンプリングフェーズをさらに補正すること
も可能である。
【００３０】ここにおいて本発明によれば温度補償を達
成するために位相位置の適切な選択が行われる。所定の
センサに対してコイル１４のインダクタンスとコイルの
抵抗の実部は温度に依存する。同様にインダクタンスと
抵抗の実部は測定量にも依存し得る。この場合多くのセ
ンサでは抵抗の実部とインダクタンスが異なる形で測定
量に依存する。従って温度補償は、２つの成分を適切な
形で相互に加算又は減算することによって行われ得る。
適切な選択が行われた場合には温度制御は中止され、こ
れに対して測定量は引続き検出され得る。
【００３１】そのような評価の際には第２の補償コイル
は必要なく、また別個の温度センサも必要ない。それど
ころか測定コイル自体が温度センサとなる。前記２つの
成分の加算又は減算は、位相位置を相応に選択すること
により特に簡単に行うことができる。図２に示されたベ
クトルダイヤグラム（これは減算に対して当てはまる）
からは当該実施例に対して重要な電流と電圧には常に符
号１が付されていることが明らかである。
【００３２】コイル１４に定電流Ｉ１が給電されると、
実際のコイルでは抵抗Ｒの直列回路とインダクタンスＬ
を有する理想コイルに相応して電圧Ｕ１が生じる。この
電圧Ｕ１は励起電流Ｉ１に対して位相差βを有してい
る。位相差が０度の同期整流器は、実部ＵＲ１によって
引き起こされた電圧降下を測定する。それに対して同期
整流器が９０度の位相差を有しているならば、正味のイ
ンダクタンスによって引き起こされた電圧降下ＵＬ１が
測定される。
【００３３】サンプリングフェーズが９０度＋αの場合
は測定電圧としてＵＭ１が生じる。この電圧は図２のベ
クトルダイヤグラムにおいてコイル電圧Ｕ１からサンプ
リングフェーズ方向（この方向には図２中において符号
Ａが付されており、さらに点線で示されている）への垂
直な投射で表されている。測定電圧に対しては次式が成
り立つ。
【００３４】 ＵＭ1＝ｃｏｓα×（Ｕ１−ｔａｎα×ＵＲ１） 実際には一定の係数で乗算された電圧Ｕ１の実部が電圧
Ｕ１の虚部から減算される。同時に一定の係数での乗算
がさらに行われる。この乗算は一定の増幅によって再び
補償され得る。
【００３５】公知の集積化された変位量センサに使用さ
れたならば例えば温度補償に対して次のような角度が生
じる。
【００３６】すなわちα＝１５度の角度が生じる。
【００３７】オフセット及び勾配の付加的なフィルタリ
ングと校正は図１に示された実施例では同期整流器とは
別個の段において行われる。この段はフィルタ２９とし
て示されている。しかしながらこのフィルタリングと校
正を、第２のインバータ２８に集積された段を用いて実
施することも可能である。
【００３８】同期整流器２０におけるローパスフィルタ
によって既に比較的良好に行われているノイズ信号の抑
圧、例えば測定周波数よりも低い周波数の低周波ノイズ
に対する抑圧は、次のことによりさらに改善され得る。
すなわちコンデンサ１８と抵抗１９をハイパスフィルタ
として作用するように選定することによりさらに改善さ
れ得る。それにより測定周波数に重畳する低周波振動が
フィルタリングにより取り除かれることが保証される。
【００３９】このハイパスフィルタにより不所望の位相
ずれが調整されるので、クロック信号の付加的なシフト
が必要である。全体的に見れば制御器１７と同期整流器
２０との間のハイパスフィルタと、同期整流器２０と出
力側３０との間のローパスフィルタ２９との組み合わせ
から、生じ得る全ての周波数に対して有効となるノイズ
抑圧が行われる。
【００４０】ハイパスフィルタ３１としては比較的高次
のハイパスフィルタ又は帯域パスフィルタか又はアクテ
ィブハイパスフィルタも使用し得る。その他の有利な効
果として制御器１７と発振器１０からのオフセット電圧
が出力側３０に達し得ないことが保証される。それによ
り信号エラーも引き起こされなくなる。
【００４１】発振器１０も制御器１７もアナログ形式又
はデジタル形式で実施し得るものである。制御器１７の
制御特性は障害量制御回路を用いてさらに改善され得
る。この場合の発振器１０の出力電圧は制御器１７に付
加的な情報として供給される。
【００４２】別の改善は、発振器１０の出力側１０ｂに
結合される正弦波電圧ＵＳが抵抗ネットワークと第２の
アナログスイッチを介して同期整流器２０へ給電される
場合に達成される。このように構成すれば唯１つのコイ
ルを有するセンサに対してもオフセット補償が例えば直
流電圧を増幅段へ給電することによって可能である。こ
のことは非常に安定した補償に結び付く。
【００４３】発振器電圧と周波数の変化が測定電圧の全
体値をかなり変化させるので、発振器の安定度はセンサ
装置の所望の精度の何倍にもなる。精度の改善は適合す
る伝送特性、例えば測定コイルの伝送特性が平均的かつ
安定した位置を有するのと同じような伝送特性を有する
ネットワークを介して得られる。この場合さらに第２の
アナログスイッチが設けられる。このアナログスイッチ
を介して電圧が交互に同期整流器に給電される。この手
段を介してオフセット補償は可能になる。このオフセッ
ト補償は発振器に関して本来のオフセットと同じ特性を
有している。この実現は図１による実施例において第２
方式の付加的なハイパスフィルタを用いて行われ得る。
【００４４】図３には本発明による別の実施例の回路装
置全体が示されている。この実施例では発振器がアナロ
グスイッチＩＣ４からなっている。このアナログスイッ
チＩＣ４はツインスイッチとして２つのスイッチ素子３
３，３４で構成される。このアナログスイッチＩＣ４の
出力側は３つの抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３からなる直列回路
を介して演算増幅器ＯＰ１の非反転入力側に接続され
る。前記の複数の抵抗の組み合わせによる回路とアース
の間には３つのコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３が設けられ
ている。演算増幅器ＯＰ１の出力側と該演算増幅器の反
転入力側との間には抵抗Ｒ１０が設けられている。この
抵抗Ｒ１０はその他に抵抗Ｒ９を介してアースに接続さ
れる。
【００４５】比較器Ｋ１の非反転入力側は演算増幅器Ｏ
Ｐ１の反転入力側に接続されている。比較器Ｋ１の非反
転入力側は抵抗Ｒ４を介してアナログスイッチＩＣ４と
抵抗Ｒ１との間の接続点に接続される。比較器Ｋ１の出
力側には抵抗Ｒ５を介して供給電圧が印加され、その他
に比較器Ｋ１の出力側はアナログスイッチＩＣ４の入力
側に接続される。
【００４６】制御器１７は演算増幅器ＯＰ３を有してい
る。この演算増幅器ＯＰ３の反転入力側はコンデンサＣ
５と抵抗Ｒ１３を介してアースに接続され、抵抗Ｒ１５
と抵抗Ｒ１６を介して発振器１０の演算増幅器ＯＰ１の
出力側に接続される。さらに該演算増幅器ＯＰ３の反転
入力側はコンデンサＣ６と抵抗Ｒ１４を介して出力側に
接続される。
【００４７】測定コイル１４は抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ１６
の間の接続点に接続される。この測定コイル１４の別の
側は抵抗Ｒ１７を介して演算増幅器ＯＰ３の出力側に接
続される。当該測定コイル１４の２つの端子とアースと
の間には各々１つのコンデンサＣ７，Ｃ８が設けられて
いる。
【００４８】演算増幅器ＯＰ３の非反転入力側は抵抗Ｒ
６を介して比較器Ｋ１の非反転入力側に接続され、抵抗
Ｒ７を介して５Ｖの供給電圧が印加される。さらに演算
増幅器ＯＰ３の非反転入力側とアースとの間には抵抗Ｒ
８とコンデンサＣ４が設けられている。
【００４９】同期整流器２０は２つの演算増幅器ＯＰ４
及びＯＰ５を有している。これらの演算増幅器の反転入
力側はアナログスイッチＩＣ４の各々１つの端子に接続
される。さらに演算増幅器ＯＰ５の反転入力側は抵抗Ｒ
２６を介して演算増幅器ＯＰ４の出力側に接続され、さ
らに抵抗Ｒ２７を介して演算増幅器ＯＰ４の反転入力側
に接続される。
【００５０】演算増幅器ＯＰ４及びＯＰ５の非反転入力
側は相互に接続され、さらにいわゆるドライバ段３２の
演算増幅器ＯＰ６の非反転入力側並びに制御器１７の演
算増幅器ＯＰ３の非反転入力側に接続される。
【００５１】演算増幅器ＯＰ５の反転入力側とアースと
の間には可変抵抗Ｒ２４が設けられており、演算増幅器
ＯＰ５の反転入力側とその出力側との間にはコンデンサ
Ｃ３並びに別の可変抵抗Ｒ２５が設けられている。その
他に演算増幅器ＯＰ５の出力側はドライバ段３２の抵抗
Ｒ２３に接続される。
【００５２】ドライバ段３２は前記演算増幅器ＯＰ６の
他にさらに抵抗Ｒ１９〜Ｒ２２並びにコンデンサＣ１１
及びＣ１２を有している。この場合抵抗Ｒ２０とコンデ
ンサＣ１１は演算増幅器ＯＰ６の反転入力側とその出力
側の間に設けられており、反転入力側はさらに抵抗Ｒ２
３及びＲ１９に接続される。
【００５３】演算増幅器ＯＰ６の出力側は抵抗Ｒ２１及
び抵抗２２を介して出力側３０に接続される。この出力
側３０では温度補償のための測定信号が得られる。出力
側３０はさらに抵抗Ｒ１９に接続され、抵抗Ｒ２１，Ｒ
２２とアースとの間にはコンデンサＣ１２が配置され
る。
【００５４】さらに抵抗Ｒ１８とコンデンサＣ９からな
るハイパスフィルタがコイル１４とアナログスイッチＩ
Ｃ４の間に配置される。
【００５５】次に図３による回路装置の機能を説明す
る。
【００５６】アナログスイッチＩＣ４は抵抗Ｒ１をアー
スと基準電圧（５Ｖ）に交互に接続する。そのためコン
デンサＣ１においてほぼ三角形状の振動（ｅ−Ｆｕｎｋ
ｔｉｏｎ）が生じる。比較器Ｋ１の非反転入力側におい
ては抵抗Ｒ４によってヒステリシスが発生する。比較器
Ｋ１は閾値に達する毎にアナログスイッチＩＣ４を切換
える。
【００５７】発生した電圧は２段のパッシブローパスフ
イルタＲ２，Ｃ２及びＲ３，Ｃ３によってフィルタリン
グされ、さらに演算増幅器ＯＰ１によって緩衝され増幅
される。それにより調波成分の少ない所望の振動が生じ
る。この振動でもってコイル１４は給電される。
【００５８】アナログスイッチＩＣ４内のツインスイッ
チのスイッチ素子３３，３４の切換が同時に行われるた
め、比較器Ｋ１は、同期整流器２０に対するクロックを
同時に供給する。この場合スイッチ素子３４は機能的に
みて図１による同期整流器２０のアナログスイッチ２１
に相応する。しかしながらスイッチ素子３３，３４は同
じチップに設けられるので、発生した振動、例えば正弦
波振動と同期整流器の振動との間の位相位置は絶対に一
定であることが保証される。同期整流器の振動の位相位
置の絶対値は２つのローパスフィルタＲ２，Ｃ２及びＲ
３，Ｃ３を介してそのつど求められる条件に適合され得
る。
【００５９】制御器１７はコイル１４に供給された電圧
を図１の説明の際に記載したように制御する。そのため
ここではこれ以上の機能作用の説明は省く。
【００６０】制御器の出力側ないしコイル端子の１つに
おいて生じた電圧は、抵抗Ｒ１８とコンデンサＣ９から
なるハイパスフィルタを介して同期整流器２０に結合さ
れる。抵抗Ｒ２５の適切な選定ないし設定によりセンサ
信号の上昇が調整され、さらに発生したオフセットが抵
抗Ｒ２４を用いて調整される。信号のフィルタリングは
コンデンサＣ１０で行われる。ドライバ３２を介して装
置全体の出力信号が出力側３０に供給される。
【００６１】図４には差動型誘導センサに対する実施例
が示されている。この実施例ではセンサ１１が２つのコ
イル３５，３６を有している。これらのコイルのインダ
クタンスは測定量に依存して逆方向に変化する。
【００６２】コイル３５，３６は２つの抵抗Ｒ２９及び
Ｒ３１を介して発振器１０の正弦波状の励起信号を受け
取る。コンデンサＣ１３，Ｃ１４並びに抵抗Ｒ３０とＲ
３２を介して前記コイルのアースされていない側の端子
は同期整流器２０と接続される。
【００６３】同期整流器２０は例えば図３の実施例に類
似して構成される。しかしながらこの同期整流器２０は
発振器１０のクロックによって同時に切換えられるツイ
ンスイッチを有している。
【００６４】場合により同じようにさらに使用可能な制
御器はこの実施例の場合には取り入れられていない。
【００６５】次に図４による実施例の機能を説明する。
【００６６】発振器１０では正弦波振動が生成される。
この正弦波振動は抵抗Ｒ２９，Ｒ３１を介して２つのコ
イル３５，３６に供給される。抵抗が適切に選定されて
いるならば、この実施例でもコイルを通る交流電流は比
較的一定になる。
【００６７】２つの誘導電圧Ｕ２１，Ｕ２２が２つの切
換部３５，３６によって同期整流器に給電される。この
場合これは同時に減算も行う。サンプリングフェーズを
絞って選定することにより測定すべき量が検出され得
る。
【００６８】図４に示された電圧Ｕ１及びＵ２並びに電
流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは図５に表されている。この場合出
力電圧ＵＡは１回は付加的なフィルタを通して出力さ
れ、１回は付加的なフィルタなしに出力される。この図
では破線で示された曲線がフィルタを通した場合の出力
電圧を表している。
【００６９】
【発明の効果】本発明の請求項１の特徴部分による誘導
センサ用の評価回路によって得られる利点は、付加的な
温度センサを用いることなしに特に簡単で非常に正確な
温度補償が可能になることである。
【図面の簡単な説明】
【図１】１つのコイル有する本発明の第１実施例を示し
た図である。
【図２】いわゆるベクトルダイヤグラムを示した図であ
る。
【図３】１つのコイルを有する実施例に対するブロック
回路の全体図である。
【図４】差動型誘導センサに対する実施例を示した図で
ある。
【図５】図４による実施例に含まれる信号経過をフィル
タリングさせずに時間に関して表した図と実施例に含ま
れる信号経過をフィルタリングさせて時間に関して表し
た図である。
【符号の説明】
１０ 発振器 １０ａ 出力側 １０ｂ 出力側 １２ 抵抗 １３ 接続点 １４ 測定コイル １５ コンデンサ １６ コンデンサ １７ 制御器 １７ａ 入力側 １７ｂ 入力側 １７ｃ 出力側 １８ コンデンサ １９ 抵抗 ２０ 同期整流器 ２１ アナログスイッチ ２２ 演算増幅器 ２３ 抵抗 ２４ 抵抗 ２５ 抵抗 ２６ 演算増幅器 ２７ インバータ ２８ インバータ ２９ フィルタ ３０ アナログ出力側 ３２ ドライバ段 ３３ スイッチ素子 ３４ スイッチ素子 Ｒ 抵抗 Ｃ コンデンサ ＩＣ４ アナログスイッチ ＯＰ１ 演算増幅器 ＯＰ３ 演算増幅器 ＯＰ４ 演算増幅器 ＯＰ５ 演算増幅器 ＯＰ６ 演算増幅器 Ｋ１ 比較器

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 少なくとも１つのコイルと発振器と整流
    器とを有する誘導センサ用の評価回路であって、前記コ
    イルのインダクタンスは測定すべき特性量に依存するも
    のであり、前記発振器の出力信号は前記コイルの入力側
    に供給されており、さらに前記整流器には誘導された電
    圧が供給される、評価回路において、 前記整流器は同期整流器（２０）であり、該同期整流器
    （２０）には発振器（１０）からクロック信号が供給さ
    れ、該クロック信号の位相位置は、誘導された電圧の位
    相位置に対し、コイル（１４）、（３５），（３６）の
    抵抗値（Ｒ），（Ｒ１），（Ｒ２）とインダクタンス
    （Ｌ），（Ｌ１），（Ｌ２）を別個に測定し得るように
    選定されることを特徴とする、誘導センサ用の評価回
    路。
  2. 【請求項２】 測定信号の温度補償が前記コイル（１
    ４）の抵抗値（Ｒ）の温度依存性を利用して行われ、こ
    の場合交流抵抗値の実部が求められる、請求項１記載の
    評価回路。
  3. 【請求項３】 前記クロック信号の位相位置は、コイル
    （１４）内で誘導された電圧の虚部と、一定の係数で乗
    算された実部との間の差から温度補償された測定電圧が
    生じるように選定される、請求項２記載の評価回路。
  4. 【請求項４】 少なくとも１つの前記コイル（１４）の
    出力信号は、前記同期整流器（２０）への供給の前に制
    御器（１７）において制御される、請求項１から３まで
    いずれか１記載の評価回路。
  5. 【請求項５】 前記同期整流器（２０）は２つのインバ
    ータ（２７，２８）を有しており、該インバータ（２
    ７，２８）には前記コイル（１４）の出力信号が交互に
    供給される、請求項１から４までいずれか１記載の評価
    回路。
  6. 【請求項６】 前記同期整流器（２０）の入力側にはフ
    ィルタ装置（１８，１９）が配置されている、請求項１
    から５までいずれか１記載の評価回路。
  7. 【請求項７】 前記１つ又は複数のコイルと前記同期整
    流器との間にローパスフィルタが設けられている、請求
    項1から6までいずれか１記載の評価回路。
  8. 【請求項８】 オフセット補償のためのネットワークが
    設けられており、該ネットワークは同期整流器を介して
    別のアナログスイッチと、選択可能な周波数及び位相位
    置で接続される、請求項１から７までいずれか１記載の
    評価回路。
  9. 【請求項９】 前記同期整流器（２０）としてローパス
    特性を有する差動増幅器が用いられる、請求項１から８
    までいずれか１記載の評価回路。
  10. 【請求項１０】 ２つのコイル（３５，３６）を有する
    差動型誘導センサ（１１）が設けられており、前記同期
    整流器（２０）は２つのスイッチング素子を有してお
    り、該スイッチング素子は前記２つのコイル（３５，３
    ６）のそれぞれ１つと接続され、同じクロック内で切換
    えられる、請求項１から９までいずれか１記載の評価回
    路。
JP34018692A 1991-12-21 1992-12-21 誘導センサ用の評価回路 Pending JPH05248891A (ja)

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