JPH0526416B2 - - Google Patents
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- JPH0526416B2 JPH0526416B2 JP61078127A JP7812786A JPH0526416B2 JP H0526416 B2 JPH0526416 B2 JP H0526416B2 JP 61078127 A JP61078127 A JP 61078127A JP 7812786 A JP7812786 A JP 7812786A JP H0526416 B2 JPH0526416 B2 JP H0526416B2
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- Japan
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- current
- signal
- level
- induction machine
- phase
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- Protection Of Generators And Motors (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は交流励磁発電電動装置に係り、特に可
変速揚水発電システムなど電力系統側の事故で高
速再閉路を行なう場合の運転制御に好適な交流励
磁発電電動装置に関する。
変速揚水発電システムなど電力系統側の事故で高
速再閉路を行なう場合の運転制御に好適な交流励
磁発電電動装置に関する。
従来の交流励磁発電電動装置における有効電力
と無効電力の制御は特公昭53−7628号公報および
特公昭57−60645号公報に記載の様に誘導機の２
次電流を制御する事により行われている。これら
の方式は乱調や脱調を防止しながら迅速に応答可
能な力率調整装置、電力調整装置として好適であ
る。誘導機の２次電流を制御する電力変換装置と
してサイクルコンバータを用いる場合、サイリス
タ素子の容量を最小とするには無循環方式サイク
ロコンバータが好適である。しかし、交流励磁発
電電動装置では交流系統側の短絡事故などで誘導
機の１次側に直流過渡電流が流れると、系統周波
数を0、スリツプをｓとすれば２次側には回転周
波数（１−ｓ）×0成分の過渡電流が誘導されて
流れようとする。これらの２次側の過渡電流成分
はスリツプ周波数（ｓ 0）成分の電流に重畳さ
れる。従つて、スリツプ周波数成分の電流極性が
変わる時には、重畳される回転周波数の過渡電流
成分により必ず電流指令発生器からの指令値の極
性とは逆の方向に電流が流れ様とする期間が生じ
る。
と無効電力の制御は特公昭53−7628号公報および
特公昭57−60645号公報に記載の様に誘導機の２
次電流を制御する事により行われている。これら
の方式は乱調や脱調を防止しながら迅速に応答可
能な力率調整装置、電力調整装置として好適であ
る。誘導機の２次電流を制御する電力変換装置と
してサイクルコンバータを用いる場合、サイリス
タ素子の容量を最小とするには無循環方式サイク
ロコンバータが好適である。しかし、交流励磁発
電電動装置では交流系統側の短絡事故などで誘導
機の１次側に直流過渡電流が流れると、系統周波
数を0、スリツプをｓとすれば２次側には回転周
波数（１−ｓ）×0成分の過渡電流が誘導されて
流れようとする。これらの２次側の過渡電流成分
はスリツプ周波数（ｓ 0）成分の電流に重畳さ
れる。従つて、スリツプ周波数成分の電流極性が
変わる時には、重畳される回転周波数の過渡電流
成分により必ず電流指令発生器からの指令値の極
性とは逆の方向に電流が流れ様とする期間が生じ
る。
非対称事故時に流れようとする２次電流は（２
＋ｓ）0周波数成分となり、この時も同じ様に、
指令値の極性とは逆の方向に電流が流れようとす
る期間が生じる。
＋ｓ）0周波数成分となり、この時も同じ様に、
指令値の極性とは逆の方向に電流が流れようとす
る期間が生じる。
無循環方式サイクロコンバータの場合、極性切
替信号と反対方向の電流は通流することが出来
ず、結果的に該当するサイクロコンバータは開放
される。この時に誘導機の該当する２次巻線には
相互誘導による、電圧が誘起される。この誘起電
圧は、設定された運転速度範囲から定まるサイク
ロコンバータの出力定格電圧をはるかに越え、サ
イクロコンバータを構成するサイリスタを破壊す
る問題がある。
替信号と反対方向の電流は通流することが出来
ず、結果的に該当するサイクロコンバータは開放
される。この時に誘導機の該当する２次巻線には
相互誘導による、電圧が誘起される。この誘起電
圧は、設定された運転速度範囲から定まるサイク
ロコンバータの出力定格電圧をはるかに越え、サ
イクロコンバータを構成するサイリスタを破壊す
る問題がある。
一方、静止セルビウスにおいては、瞬時停電の
際の復電時に誘導機の２次側に発生する過電圧か
ら変換器や誘導機巻線を保護する方法として特公
昭56−22236号公報や特公昭55−21560号公報など
に記載されている様にサイリスタを用いた電気弁
により誘導機の２次側回路を短絡する方法が知ら
れている。しかしながらこれらの方式を用いても
電気弁による短絡状態からサイクロコンバータに
よる給電状態に復帰する際に発生する過渡現象に
より再び極性指令と反対方向に２次電流が流れよ
うとして短絡発生時と同じく過電圧が発生する問
題があつた。
際の復電時に誘導機の２次側に発生する過電圧か
ら変換器や誘導機巻線を保護する方法として特公
昭56−22236号公報や特公昭55−21560号公報など
に記載されている様にサイリスタを用いた電気弁
により誘導機の２次側回路を短絡する方法が知ら
れている。しかしながらこれらの方式を用いても
電気弁による短絡状態からサイクロコンバータに
よる給電状態に復帰する際に発生する過渡現象に
より再び極性指令と反対方向に２次電流が流れよ
うとして短絡発生時と同じく過電圧が発生する問
題があつた。
この様な従来の発電電動装置の問題点を第９図
〜第１５図により具体的に説明する。
〜第１５図により具体的に説明する。
１は交流系統、２は交流系統１に接続された誘
導機、３０は交流系統１と誘導機２の１次巻線側
の間に接続されたしや断器である。３は位相検出
器で交流系統１の電圧位相と誘導機２の電気角で
表わした回転角の差に等しいすべり位相を検出す
る。位相検出器３の回転子は誘導機２の回転軸に
連結されており、更に回転子側には誘導機２の１
次巻線と並列に接続された３相巻線が設けられ、
固定子側には電気角でπ／２だけ位相の異なる位
置にホールコンバータがそれぞれ１個設けられて
いて、誘導機２の２次側から見た交流系統１の電
圧と位相が一致した信号が該ホールコンバータよ
り出力される。
導機、３０は交流系統１と誘導機２の１次巻線側
の間に接続されたしや断器である。３は位相検出
器で交流系統１の電圧位相と誘導機２の電気角で
表わした回転角の差に等しいすべり位相を検出す
る。位相検出器３の回転子は誘導機２の回転軸に
連結されており、更に回転子側には誘導機２の１
次巻線と並列に接続された３相巻線が設けられ、
固定子側には電気角でπ／２だけ位相の異なる位
置にホールコンバータがそれぞれ１個設けられて
いて、誘導機２の２次側から見た交流系統１の電
圧と位相が一致した信号が該ホールコンバータよ
り出力される。
ｑ軸成分電流指令発生器４は誘電機２の２次電
流のうち１次側から見て交流系統１の電圧位相に
等しい成分（以下ｑ軸成分と略す。）の指令値Iq*
を発生する装置である。このｑ軸成分電流指令発
生器４は例えば誘導機２の有効電力出力、トル
ク、回転数もしくは交流系統１の周波数設定値と
検出値の偏差に応じて指令値Iq*を発生する。
流のうち１次側から見て交流系統１の電圧位相に
等しい成分（以下ｑ軸成分と略す。）の指令値Iq*
を発生する装置である。このｑ軸成分電流指令発
生器４は例えば誘導機２の有効電力出力、トル
ク、回転数もしくは交流系統１の周波数設定値と
検出値の偏差に応じて指令値Iq*を発生する。
ｄ軸成分電流指令発生器５は誘導機２の２次電
流のうち１次側から見て交流系統１の電圧位相と
電気角でπ／２だけ位相の異なる成分（以下ｄ軸
成分と略す。）の指令値Id*を発生する装置であ
る。このｄ軸成分電流指令発生器５は零えば誘導
機２の無効電力出力もしくは交流系統１の電圧設
定値と検出値の偏差に応じて指令値Id*を発生す
る。６は電流指令演算器で位相検出器３の出力信
号cosθとsinθを用いてｑ軸成分電流指令発生器４
の出力Iq*とｄ軸成分電流指令値５の出力Id*から
誘導機２の２次側各相に対する電流指令Ia*、
Ib*、Ic*を次の演算式(1)により演算する。但しＫ
は定数である。
流のうち１次側から見て交流系統１の電圧位相と
電気角でπ／２だけ位相の異なる成分（以下ｄ軸
成分と略す。）の指令値Id*を発生する装置であ
る。このｄ軸成分電流指令発生器５は零えば誘導
機２の無効電力出力もしくは交流系統１の電圧設
定値と検出値の偏差に応じて指令値Id*を発生す
る。６は電流指令演算器で位相検出器３の出力信
号cosθとsinθを用いてｑ軸成分電流指令発生器４
の出力Iq*とｄ軸成分電流指令値５の出力Id*から
誘導機２の２次側各相に対する電流指令Ia*、
Ib*、Ic*を次の演算式(1)により演算する。但しＫ
は定数である。
この電流指令演算部６の詳細な回路構成をＫ＝
１の場合について第１０図に示す。２次電流指令
値Ia*、Ib*、Ic*は掛算器９ａ〜９ｄと増幅器１０
ａ〜１０ｊにより演算される。
１の場合について第１０図に示す。２次電流指令
値Ia*、Ib*、Ic*は掛算器９ａ〜９ｄと増幅器１０
ａ〜１０ｊにより演算される。
第９図に戻つて７ａ〜７ｃ誘導機２の２次側各
相に電流演算器６の指令値に応じて電流を供給す
る電力変換装置、８ａ〜８ｃは交流系統１から電
力変換装置７ａ〜７ｃに給電する受電変圧器であ
る。
相に電流演算器６の指令値に応じて電流を供給す
る電力変換装置、８ａ〜８ｃは交流系統１から電
力変換装置７ａ〜７ｃに給電する受電変圧器であ
る。
電力変換装置７ａの詳細な回路構成を第１１図
に示す。他の電力変換装置７ｂ，７ｃも同様の構
成である。１１は誘導機２の２次電流検出器、１
２は電流指令値Ia*とこの２次電流検出器１１の
検出値IMを比較して移相器１３にサイリスタ点弧
位相を指令する電流制御装置、１４１および１４
２は正接続側サイリスタ変換器１５１および逆接
続側サイリスタ変換器１５２のサイリスタゲート
を付勢するゲートパルスアンプ、１６は２次電流
の極性切替指令発生器である。１７は正逆切替論
理回路で正逆切替指令PN（正接続側への通電指
令の時の信号レベルは１とする）および電流零検
出器１８の出力信号ZD（電流０とみなしている時
の出力レベルは０、電流が流れているとみなして
いる時の出力レベルは１とする。）を入力として
正側ゲートパルスアンプ１４１および逆側ゲート
パルスアンプ１４２に与える起動・停止信号GP
およびGN（それぞれ起動時の信号レベルは１、
停止時の信号レベルは０とする。）を発生する。
に示す。他の電力変換装置７ｂ，７ｃも同様の構
成である。１１は誘導機２の２次電流検出器、１
２は電流指令値Ia*とこの２次電流検出器１１の
検出値IMを比較して移相器１３にサイリスタ点弧
位相を指令する電流制御装置、１４１および１４
２は正接続側サイリスタ変換器１５１および逆接
続側サイリスタ変換器１５２のサイリスタゲート
を付勢するゲートパルスアンプ、１６は２次電流
の極性切替指令発生器である。１７は正逆切替論
理回路で正逆切替指令PN（正接続側への通電指
令の時の信号レベルは１とする）および電流零検
出器１８の出力信号ZD（電流０とみなしている時
の出力レベルは０、電流が流れているとみなして
いる時の出力レベルは１とする。）を入力として
正側ゲートパルスアンプ１４１および逆側ゲート
パルスアンプ１４２に与える起動・停止信号GP
およびGN（それぞれ起動時の信号レベルは１、
停止時の信号レベルは０とする。）を発生する。
以上の様な従来の装置で誘導機２を運転してい
る時の電力変換装置７ａに関連する各部の動作波
形を第１４図と第１５図に示す。
る時の電力変換装置７ａに関連する各部の動作波
形を第１４図と第１５図に示す。
第１４図には交流系統１の電力が正常で定常状
態にある時の波形を示す。電流指令値Ia*の極性
がt1の時点で負から正に変わると正逆切替指令発
生器１６の出力信号PNはレベル０からレベル１
に変り、正逆切替論理回路１７は正逆切替動作を
開始する。そして２次電流IMが０となつたt2の時
点で逆側ゲートパルスアンプ１４２へ起動指令を
与えていたGN信号のレベルは１から０となり逆
接続側のサイリスタ変換器１５２へのゲートパル
スは消滅する。その後サイリスタのターンオフタ
イム相当の時間を経たt3の時点で正側パルスアン
プ１４１への起動指令GPの信号レベルは０から
１になり、正接続側サイリスタ変換器１５１のゲ
ートが付勢されて正方向の２次側電流が流れ始め
る。ここで２次電流の休止期間は誘導機２の該当
巻線は開放され、１次巻線及び２次側の他の巻線
との相互誘導により誘起電圧が発生する。ただ
し、この休止区間での誘導機２の磁気不平衡は小
さい為にこの時の誘起電圧の値は小さい。
態にある時の波形を示す。電流指令値Ia*の極性
がt1の時点で負から正に変わると正逆切替指令発
生器１６の出力信号PNはレベル０からレベル１
に変り、正逆切替論理回路１７は正逆切替動作を
開始する。そして２次電流IMが０となつたt2の時
点で逆側ゲートパルスアンプ１４２へ起動指令を
与えていたGN信号のレベルは１から０となり逆
接続側のサイリスタ変換器１５２へのゲートパル
スは消滅する。その後サイリスタのターンオフタ
イム相当の時間を経たt3の時点で正側パルスアン
プ１４１への起動指令GPの信号レベルは０から
１になり、正接続側サイリスタ変換器１５１のゲ
ートが付勢されて正方向の２次側電流が流れ始め
る。ここで２次電流の休止期間は誘導機２の該当
巻線は開放され、１次巻線及び２次側の他の巻線
との相互誘導により誘起電圧が発生する。ただ
し、この休止区間での誘導機２の磁気不平衡は小
さい為にこの時の誘起電圧の値は小さい。
第１５図には交流系統１の電圧が瞬時に急変し
た時の動作波形を示す。t4の時点までの動作は前
の第１４図と同一であり省略する。t4の時点で交
流系統１の電圧が急変すると回転周波数成分の過
渡電流が２次側に発生する。これに重畳した回転
周波数成分によりt5の時点で２次電流IMは０とな
るが指令値Ia*の極性は不変なので正逆切替指令
発生器１６は動作せず、信号NPはレベル１を保
持する。信号GNはt5の時点でもレベル０のまま
なので逆接続側サイリスタ変換器１５２は休止
し、t6の時点で再び正接続側サイリスタ変換器１
５１が通流を開始する。従つてt5からt6までの期
間は誘導機２の該当相の２次電流が遮断され、磁
気平衡を保つ為に必要な電流波形IM′との差に応
じた磁気不平衡により該２次巻線に大きな誘起電
圧が発生する。この誘起電圧により電力変換装置
７ａのサイリスタや誘導機２の２次巻線を破壊す
る欠点があつた。
た時の動作波形を示す。t4の時点までの動作は前
の第１４図と同一であり省略する。t4の時点で交
流系統１の電圧が急変すると回転周波数成分の過
渡電流が２次側に発生する。これに重畳した回転
周波数成分によりt5の時点で２次電流IMは０とな
るが指令値Ia*の極性は不変なので正逆切替指令
発生器１６は動作せず、信号NPはレベル１を保
持する。信号GNはt5の時点でもレベル０のまま
なので逆接続側サイリスタ変換器１５２は休止
し、t6の時点で再び正接続側サイリスタ変換器１
５１が通流を開始する。従つてt5からt6までの期
間は誘導機２の該当相の２次電流が遮断され、磁
気平衡を保つ為に必要な電流波形IM′との差に応
じた磁気不平衡により該２次巻線に大きな誘起電
圧が発生する。この誘起電圧により電力変換装置
７ａのサイリスタや誘導機２の２次巻線を破壊す
る欠点があつた。
一般にサイリスタ電力変換器の過電圧保護方式
としては非線形抵抗素子をサイリスタに並列接続
する方法がある。この方法を応用して改良した従
来の装置を第１２図に示す。電力変換装置７ａ〜
７ｃの出力端には非線形抵抗１９ａ〜１９ｃが接
続される。このようにすると、前述した第１５図
における時点t5からt6までの期間はこの非線形抵
抗素子１９ａ〜１９ｃに電流が流れるが、この時
の発生損失が大きく、従つて熱容量の大きい非線
形抵抗素子１９ａ〜１９ｃが必要で高価になる欠
点があつた。
としては非線形抵抗素子をサイリスタに並列接続
する方法がある。この方法を応用して改良した従
来の装置を第１２図に示す。電力変換装置７ａ〜
７ｃの出力端には非線形抵抗１９ａ〜１９ｃが接
続される。このようにすると、前述した第１５図
における時点t5からt6までの期間はこの非線形抵
抗素子１９ａ〜１９ｃに電流が流れるが、この時
の発生損失が大きく、従つて熱容量の大きい非線
形抵抗素子１９ａ〜１９ｃが必要で高価になる欠
点があつた。
別の保護手段としては第１３図に示すように逆
並列サイリスタよりなる電気弁２０などで過電圧
発生時に誘導機２の２次回路を短絡して過電圧発
生を防止する方法がある。しかしこの方法による
と交流系統１の電圧急変量が小さくとも誘電機２
の有効電力出力が急変する為に電力系統の安定度
に大きな影響を及ぼすことから大容量の発電電動
装置には採用出来ない欠点があつた。また、前述
の如く電気弁２０を開放して電力変換装置７ａ〜
７ｃの動作に復帰する時に第１５図の時点t5から
t6と同じ様な過電圧が発生する欠点があつた。
並列サイリスタよりなる電気弁２０などで過電圧
発生時に誘導機２の２次回路を短絡して過電圧発
生を防止する方法がある。しかしこの方法による
と交流系統１の電圧急変量が小さくとも誘電機２
の有効電力出力が急変する為に電力系統の安定度
に大きな影響を及ぼすことから大容量の発電電動
装置には採用出来ない欠点があつた。また、前述
の如く電気弁２０を開放して電力変換装置７ａ〜
７ｃの動作に復帰する時に第１５図の時点t5から
t6と同じ様な過電圧が発生する欠点があつた。
本発明の目的は、その１次側が交流系統に接続
された誘導機の２次側に無循環方式サイクロコン
バータを接続した交流励磁発電電動装置におい
て、交流系統の電圧急変時の過渡現象からの機器
の保護を、大容量の制御要素を用いることなく、
また交流系統の安定性を損うことなく実現するこ
とにある。
された誘導機の２次側に無循環方式サイクロコン
バータを接続した交流励磁発電電動装置におい
て、交流系統の電圧急変時の過渡現象からの機器
の保護を、大容量の制御要素を用いることなく、
また交流系統の安定性を損うことなく実現するこ
とにある。
本発明は、過渡現象中にサイクロコンバータが
遮断されることにより発生する誘起電圧はサイク
ロコンバータの最大出力を越えることと、該誘起
電圧の極性が次の動作すべき変換器に対して順方
向であることに着目し、誘導機の２次側電圧を検
出してこの検出値が予め設定した範囲になつた時
にサイリスタコンバータの逆並列変換器の動作を
切替える手段を設けるとともに、誘導機の負荷電
流または交流系統の電圧を検出してこの検出値が
予め設定した範囲になつた時に所定時間閉路する
電気弁を誘導機の２次側に設け、前記切替え手段
によつて過渡現象時の高電圧の発生を防止し、さ
らに電気弁によつてサイリスタコンバータの過電
流を防止するものである。
遮断されることにより発生する誘起電圧はサイク
ロコンバータの最大出力を越えることと、該誘起
電圧の極性が次の動作すべき変換器に対して順方
向であることに着目し、誘導機の２次側電圧を検
出してこの検出値が予め設定した範囲になつた時
にサイリスタコンバータの逆並列変換器の動作を
切替える手段を設けるとともに、誘導機の負荷電
流または交流系統の電圧を検出してこの検出値が
予め設定した範囲になつた時に所定時間閉路する
電気弁を誘導機の２次側に設け、前記切替え手段
によつて過渡現象時の高電圧の発生を防止し、さ
らに電気弁によつてサイリスタコンバータの過電
流を防止するものである。
以下、本発明の実施例を図面により説明する。
第２図は交流励磁発電電動装置のブロツク図であ
り、第９図を参照して説明した従来装置と等価な
構成要素には同一参照符号を付している。
第２図は交流励磁発電電動装置のブロツク図であ
り、第９図を参照して説明した従来装置と等価な
構成要素には同一参照符号を付している。
交流系統１、誘導機２、しや断器３０、位相検
出器３、電流指令演算器６、受電変圧器８は従来
装置と等価物であるので機能説明は省略する。
出器３、電流指令演算器６、受電変圧器８は従来
装置と等価物であるので機能説明は省略する。
２２はqb成分電流指令発生器で有効電力検出
器２１で検出する出力検出値と設定値の偏差から
ｑ軸成分電流指令Iq*を発生する。２３はｄ軸成
分電流指令発生器で交流系統１の電圧実効値の検
出値と設定値の偏差からｄ軸成分電流指令Id*を
発生する。２４ａ〜２４ｃは電力変換装置で、第
１図に詳細な回路構成を示す。
器２１で検出する出力検出値と設定値の偏差から
ｑ軸成分電流指令Iq*を発生する。２３はｄ軸成
分電流指令発生器で交流系統１の電圧実効値の検
出値と設定値の偏差からｄ軸成分電流指令Id*を
発生する。２４ａ〜２４ｃは電力変換装置で、第
１図に詳細な回路構成を示す。
第１図において、第１１図を参照して説明した
従来装置と等価な構成要素には同一参照符号を付
してある。２６は過電圧検出器で電力変換装置出
力端電圧を検出する電圧検出器２５の出力信号Ｖ
が正の設定値VPより大（Ｖ＞VP）の時に出力VD
のレベルを１、信号Ｖが負の設定値VNより小の
時に出力VDのレベルを−１、その他の時（VN≦
Ｖ≦VF）にレベルを０とする出力が出る。但し、
電圧信号Ｖは受電変圧器８の端子を短絡し電力変
換装置２４ａの出力端に電圧Ｖを印加した時に正
接続側サイリスタ変換器１５１のサイリスタに順
電圧が印加される方向を正とする。２７は極性反
転指令パルス発生器で、電流零信号ZDがレベル
０でかつ過電圧信号VDが０から１に変化した時
にレベル１の正パルス信号SWを発生する。過電
圧信号VDがレベル０から−１に変化した時にレ
ベル−１の負パルス信号SWを発生する。但しパ
ルス信号SWを１回発生した後の設定期間は前記
のパルス信号発生条件が満足されてもパルス信号
SWを発生しない構成としている。この設定期間
は反転指令のパルス信号SWが発生してから逆極
性の電流が通流を開始し電流零信号ZDが０から
１に変化するまでの期間に対応する。２８は極性
指令反転器で、２次電流極性切替発生器１６の出
力信号PDと反転指令パルス信号SWにより正逆
切替指令信号PNを発生する。パルス信号SWが
発生せず信号レベルが０の時は信号PNのレベル
は信号PDのレベルに等しい。極性指令反転器２
８に正の反転パルス信号SWが入力されると出力
信号PNは信号PDの信号レベルとは無関係に瞬時
にレベル１になり、負の反転パルス信号SWが入
力されると出力信号PNは信号PDの信号レベルと
は無関係に瞬時にレベル０になる構成としてい
る。３１は機械式短絡器である。
従来装置と等価な構成要素には同一参照符号を付
してある。２６は過電圧検出器で電力変換装置出
力端電圧を検出する電圧検出器２５の出力信号Ｖ
が正の設定値VPより大（Ｖ＞VP）の時に出力VD
のレベルを１、信号Ｖが負の設定値VNより小の
時に出力VDのレベルを−１、その他の時（VN≦
Ｖ≦VF）にレベルを０とする出力が出る。但し、
電圧信号Ｖは受電変圧器８の端子を短絡し電力変
換装置２４ａの出力端に電圧Ｖを印加した時に正
接続側サイリスタ変換器１５１のサイリスタに順
電圧が印加される方向を正とする。２７は極性反
転指令パルス発生器で、電流零信号ZDがレベル
０でかつ過電圧信号VDが０から１に変化した時
にレベル１の正パルス信号SWを発生する。過電
圧信号VDがレベル０から−１に変化した時にレ
ベル−１の負パルス信号SWを発生する。但しパ
ルス信号SWを１回発生した後の設定期間は前記
のパルス信号発生条件が満足されてもパルス信号
SWを発生しない構成としている。この設定期間
は反転指令のパルス信号SWが発生してから逆極
性の電流が通流を開始し電流零信号ZDが０から
１に変化するまでの期間に対応する。２８は極性
指令反転器で、２次電流極性切替発生器１６の出
力信号PDと反転指令パルス信号SWにより正逆
切替指令信号PNを発生する。パルス信号SWが
発生せず信号レベルが０の時は信号PNのレベル
は信号PDのレベルに等しい。極性指令反転器２
８に正の反転パルス信号SWが入力されると出力
信号PNは信号PDの信号レベルとは無関係に瞬時
にレベル１になり、負の反転パルス信号SWが入
力されると出力信号PNは信号PDの信号レベルと
は無関係に瞬時にレベル０になる構成としてい
る。３１は機械式短絡器である。
以上の実施例の構成で誘導機２を運転した時の
過電圧保護動作波形を第５図に示す。電流指令値
Ia*の極性がt1の時点で負から正に変わると正逆
切替指令回路１６の出力信号PDはレベル０から
１に変わり極性指令反転器２８の出力信号PNも
レベル０から１に変わる。２次電流IMが０になつ
たt2時点で逆側ゲートパルスアンプ１４２に起動
指令を与えていた信号GNの信号レベルは１から
０になり、逆接続側のサイリスタゲートパルスは
消滅する。この時、電力変換装置２４ａは休止期
間に入り、相互誘導による誘起電圧が発生するが
誘導機２の磁気不平衡は小さいので過電圧検出器
２６の出力信号VDはレベル０のままであり極性
反転指令パルス発生器２７はパルスを発生しない
ので信号PNはレベル１を保持する。その後サイ
リスタターンオフタイム相当の時を経たt3の時点
で正側パルスアンプ１４１の起動指令信号GPの
信号レベルは０から１になり、正接続側サイリス
タ変換器１５１のゲートが付勢されて正方向の２
次電流が流れ始める。t4の時点で交流系統１の電
圧が急変すると回転周波数成分の過渡電流が発生
し、重畳した回転周波数成分によりt5の時点で２
次電流IMは０となり零電流検出信号ZDはレベル
１から０に変る。この時電力変換装置２４ａは開
放され過電圧が発生する。電圧の極性は常に次に
動作すべき変換器に対して順電圧方向となるので
t5の時点では逆方向の電圧が発生し過電圧検査信
号VDは０から−１に変わる。従つてパルス発生
器２７は負のパルスSWを発生し信号PNはレベ
ル１から０に反転する。既に電流零検出信号ZD
はレベル０であるから正側パルスアンプ１４１へ
の起動指令信号GPの信号レベルは１か０になる。
休止期間を経たt7の時点で負側パルスアンプ１４
２への起動指令信号GNがレベル０から１にな
り、負方向の電流が通流を開始するまでの期間は
非線形抵抗素子１９ａに電流IRが通流する。t6時
点ではt5時点とは逆に正のパルス信号SWが発生
し極性反転動作を開始する。t8の時点で正側変換
器１５１が通流を開始する。t9の時点で電流指令
Ia*の極性が正から負に変わり出力信号PDはレベ
ル１からレベル０になる。極性指令信号PNは極
性指令発生器１６の出力信号ZDのレベル１から
０に変わると同時に１から０となる。しかし電流
零信号ZDはレベル１のままなのでゲート信号へ
の起動指令信号GP、GNは各々信号レベルを保
持する。t10の時点でt5の時点と同じく電流IMが０
になると、負側の反転パルス信号SWが発生する
が極性信号PNは既にレベル０になつているの
で、信号PNの反転は起きない。一方、電流零信
号ZDはレベル１から０になるので正側ゲートパ
ルスアンプ１４１への起動指令信号GPはレベル
１から０となる。これより休止期間を経たt11の
時点で負側パルスアンプ１４２への起動指令信号
GNがレベル０から１となり負側電流が通流を開
始する。
過電圧保護動作波形を第５図に示す。電流指令値
Ia*の極性がt1の時点で負から正に変わると正逆
切替指令回路１６の出力信号PDはレベル０から
１に変わり極性指令反転器２８の出力信号PNも
レベル０から１に変わる。２次電流IMが０になつ
たt2時点で逆側ゲートパルスアンプ１４２に起動
指令を与えていた信号GNの信号レベルは１から
０になり、逆接続側のサイリスタゲートパルスは
消滅する。この時、電力変換装置２４ａは休止期
間に入り、相互誘導による誘起電圧が発生するが
誘導機２の磁気不平衡は小さいので過電圧検出器
２６の出力信号VDはレベル０のままであり極性
反転指令パルス発生器２７はパルスを発生しない
ので信号PNはレベル１を保持する。その後サイ
リスタターンオフタイム相当の時を経たt3の時点
で正側パルスアンプ１４１の起動指令信号GPの
信号レベルは０から１になり、正接続側サイリス
タ変換器１５１のゲートが付勢されて正方向の２
次電流が流れ始める。t4の時点で交流系統１の電
圧が急変すると回転周波数成分の過渡電流が発生
し、重畳した回転周波数成分によりt5の時点で２
次電流IMは０となり零電流検出信号ZDはレベル
１から０に変る。この時電力変換装置２４ａは開
放され過電圧が発生する。電圧の極性は常に次に
動作すべき変換器に対して順電圧方向となるので
t5の時点では逆方向の電圧が発生し過電圧検査信
号VDは０から−１に変わる。従つてパルス発生
器２７は負のパルスSWを発生し信号PNはレベ
ル１から０に反転する。既に電流零検出信号ZD
はレベル０であるから正側パルスアンプ１４１へ
の起動指令信号GPの信号レベルは１か０になる。
休止期間を経たt7の時点で負側パルスアンプ１４
２への起動指令信号GNがレベル０から１にな
り、負方向の電流が通流を開始するまでの期間は
非線形抵抗素子１９ａに電流IRが通流する。t6時
点ではt5時点とは逆に正のパルス信号SWが発生
し極性反転動作を開始する。t8の時点で正側変換
器１５１が通流を開始する。t9の時点で電流指令
Ia*の極性が正から負に変わり出力信号PDはレベ
ル１からレベル０になる。極性指令信号PNは極
性指令発生器１６の出力信号ZDのレベル１から
０に変わると同時に１から０となる。しかし電流
零信号ZDはレベル１のままなのでゲート信号へ
の起動指令信号GP、GNは各々信号レベルを保
持する。t10の時点でt5の時点と同じく電流IMが０
になると、負側の反転パルス信号SWが発生する
が極性信号PNは既にレベル０になつているの
で、信号PNの反転は起きない。一方、電流零信
号ZDはレベル１から０になるので正側ゲートパ
ルスアンプ１４１への起動指令信号GPはレベル
１から０となる。これより休止期間を経たt11の
時点で負側パルスアンプ１４２への起動指令信号
GNがレベル０から１となり負側電流が通流を開
始する。
以上説明した様に本実施例によれば非線形抵抗
素子１９ａの電流責務は変換装置２４ａの休止期
間のみとなり、従つて電流容量の小さい抵抗素子
１９ａにより誘起過電圧保護が実現出来る。ま
た、無循環方式サイクロコンバータの構成をもつ
変換装置２４ａでも過渡時の回転周波数成分の電
流の通流が可能となりサイリスタ位相制御を継続
することが可能である。これにより交流系統１側
の過渡現象発生時にも発電もしくは電動動作の継
続が可能となり、高い信頼性が実現出来る。
素子１９ａの電流責務は変換装置２４ａの休止期
間のみとなり、従つて電流容量の小さい抵抗素子
１９ａにより誘起過電圧保護が実現出来る。ま
た、無循環方式サイクロコンバータの構成をもつ
変換装置２４ａでも過渡時の回転周波数成分の電
流の通流が可能となりサイリスタ位相制御を継続
することが可能である。これにより交流系統１側
の過渡現象発生時にも発電もしくは電動動作の継
続が可能となり、高い信頼性が実現出来る。
第３図は別の実施例を示すブロツク図である。
第１図の実施例では極性反転指令パルス発生器２
７が電流零信号ZDを入力して極性反転指令パル
ス信号SWを発生していたのに対し、この実施例
のパルス発生器２９は過電圧信号VDのみを入力
している。これは変換装置２４ａが開放されたか
らこの誘起電圧が過電圧となるのであるから電流
零信号ZDで電流零を確認する必要はない、とい
う考え方を用いた実施例である。
第１図の実施例では極性反転指令パルス発生器２
７が電流零信号ZDを入力して極性反転指令パル
ス信号SWを発生していたのに対し、この実施例
のパルス発生器２９は過電圧信号VDのみを入力
している。これは変換装置２４ａが開放されたか
らこの誘起電圧が過電圧となるのであるから電流
零信号ZDで電流零を確認する必要はない、とい
う考え方を用いた実施例である。
第４図は更に別の実施例を示すブロツク図であ
る。この実施例は第１図の正逆切替論理回路１７
に対応する正逆切替論理回路３０の入力に反転指
令パルス信号SWを用いることを特徴とする。即
ち極性榎指令信号PNが反転した後で電流零信号
ZDが１から０になつた時に通流極性の変換器へ
の起動指令信号が１から０となり、休止期間を経
てから反対極性の起動指令信号が０から１となる
第１図の方式では、過電圧信号VDにより極性切
替する場合も、通常の極性切替の場合も休止期間
が発生する。しかしながら過電圧発生時に極性切
替を行う場合は、第３図の実施例の説明で述べた
如く、既に電流IMが零だからこの過電圧信号VD
が０から±１になつたのである。通常の極性切替
の場合、例えば前述の第５図のt2からt3の期間で
は電流検出器１１の精度に応じた期間をサイリス
タのターンオフ時間に加える必要がある。第４図
の実施例は上記の事実を用い、極性切替パルス信
号SWと共に信号ZNがレベル０になつた場合は
休止期間を短くする装置を加えたものである。無
論第４図の極性切替パルス発生器２７に替えて第
３図のパルス発生器２９を用いる事も可能であ
る。
る。この実施例は第１図の正逆切替論理回路１７
に対応する正逆切替論理回路３０の入力に反転指
令パルス信号SWを用いることを特徴とする。即
ち極性榎指令信号PNが反転した後で電流零信号
ZDが１から０になつた時に通流極性の変換器へ
の起動指令信号が１から０となり、休止期間を経
てから反対極性の起動指令信号が０から１となる
第１図の方式では、過電圧信号VDにより極性切
替する場合も、通常の極性切替の場合も休止期間
が発生する。しかしながら過電圧発生時に極性切
替を行う場合は、第３図の実施例の説明で述べた
如く、既に電流IMが零だからこの過電圧信号VD
が０から±１になつたのである。通常の極性切替
の場合、例えば前述の第５図のt2からt3の期間で
は電流検出器１１の精度に応じた期間をサイリス
タのターンオフ時間に加える必要がある。第４図
の実施例は上記の事実を用い、極性切替パルス信
号SWと共に信号ZNがレベル０になつた場合は
休止期間を短くする装置を加えたものである。無
論第４図の極性切替パルス発生器２７に替えて第
３図のパルス発生器２９を用いる事も可能であ
る。
第６図は電気弁２０と機械短絡器３１を開閉操
作するための構成を示すブロツク図である。３２
１ａ〜３２１ｃ，３２２ａ〜３２２ｃは各々電流
検出器１１の電流検出値と予め設定した電流レベ
ルを比較する比較器で、その出力は電流の大きさ
が設定値よりも大きい時にレベル１、低い時はレ
ベル０となる。誘導機２の２次側の各相に設けた
比較器３２１ａ〜３２１ｃ，３２２ａ〜３２２ｃ
の出力は各々OR回路３３１，３３２の入力信号
となる。OR回路３３１の出力信号RTは時限回
路３４に入力される。論理回路３６の一方の入力
信号SCの動作は後述するが、今は信号SCのレベ
ルが０で、信号SXは常に出力信号STに等しい場
合について説明する。論理回路３６の出力信号
STがレベル１の時は電気弁２０を構成するサイ
リスタが点弧され電気弁２０は閉路される。この
時限回路３４の動作を第７図に示す。
作するための構成を示すブロツク図である。３２
１ａ〜３２１ｃ，３２２ａ〜３２２ｃは各々電流
検出器１１の電流検出値と予め設定した電流レベ
ルを比較する比較器で、その出力は電流の大きさ
が設定値よりも大きい時にレベル１、低い時はレ
ベル０となる。誘導機２の２次側の各相に設けた
比較器３２１ａ〜３２１ｃ，３２２ａ〜３２２ｃ
の出力は各々OR回路３３１，３３２の入力信号
となる。OR回路３３１の出力信号RTは時限回
路３４に入力される。論理回路３６の一方の入力
信号SCの動作は後述するが、今は信号SCのレベ
ルが０で、信号SXは常に出力信号STに等しい場
合について説明する。論理回路３６の出力信号
STがレベル１の時は電気弁２０を構成するサイ
リスタが点弧され電気弁２０は閉路される。この
時限回路３４の動作を第７図に示す。
第７図のt21で信号RTがレベル０からレベル１
に変化すると信号SXも同時にレベル０から１に
変化する。t22で信号RTがレベル０になるとこれ
よりTSW遅れたt23で信号SXがレベル０に変化し、
信号STもレベル０になつてサイリスタへの点弧
信号が除去される。t24とt25では各各t21とt22と同
じ現象が起きる。しかしt25よりTSW遅れたt27に達
する前のt26で電流検出値が再び設定値より大き
くなつて信号RTが再びレベル１に変化するとt27
では信号STはレベル１に保持される。
に変化すると信号SXも同時にレベル０から１に
変化する。t22で信号RTがレベル０になるとこれ
よりTSW遅れたt23で信号SXがレベル０に変化し、
信号STもレベル０になつてサイリスタへの点弧
信号が除去される。t24とt25では各各t21とt22と同
じ現象が起きる。しかしt25よりTSW遅れたt27に達
する前のt26で電流検出値が再び設定値より大き
くなつて信号RTが再びレベル１に変化するとt27
では信号STはレベル１に保持される。
第８図は電気弁２０の開閉動作時の動作波形を
示している。ある相の電流検出器１１の電流値が
設定値を越え、信号RTがレベル１に変わり同時
に信号STもレベル１となるt31の時点で電気弁２
０が閉路される。一方、サイリスタ変換器１５
１，１５２の移相器１３の点弧角がシフトされ
t32の時点で変換器１５１，１５２の電流は０と
なる。この時点で起動指令GPもレベル０となり、
信号RTがレベル１の間はサイリスタ変換器はゲ
ートブロツク状態に保持される。t33の時点で電
気弁２０の電流ISの極性が変わるが逆並列サイリ
スタの双方にゲートパルスが印加されるので電流
阻止区間は発生しない。t34の時点で電流検出値
が設定値より小さくなつて信号RTがレベル０に
なつてからTSW後のt35の時点で信号STがレベル
０になると電気弁２０の点弧指令が解除され、サ
イリスタ変換器１５１，１５２のゲートブロツク
状態が解除される。サイリスタ変換器１５１，１
５２の起動指令GPまたはGN信号は電流零信号
ZDが１から０に変わるt36の時点から所定の時間
後のt37の時点で信号PDのレベルに応じてレベル
０から１に変化する。第８図の例ではt37の時点
でGP信号がレベル１に変化し正接続側サイリス
タ変換器１５１が通流を開始する。しかしなが
ら、サイリスタ変換器１５１への復帰動作にも第
５図で動作波形を説明した時と同じく過渡電流成
分が重畳されるので、t38の時点で極性が変わろ
うとして回路が開放される。この時信号VDがレ
ベル−１となり極性切替動作を開始する。そして
t39の時点で逆接続側サイリスタ変換器１５２が
動作する。
示している。ある相の電流検出器１１の電流値が
設定値を越え、信号RTがレベル１に変わり同時
に信号STもレベル１となるt31の時点で電気弁２
０が閉路される。一方、サイリスタ変換器１５
１，１５２の移相器１３の点弧角がシフトされ
t32の時点で変換器１５１，１５２の電流は０と
なる。この時点で起動指令GPもレベル０となり、
信号RTがレベル１の間はサイリスタ変換器はゲ
ートブロツク状態に保持される。t33の時点で電
気弁２０の電流ISの極性が変わるが逆並列サイリ
スタの双方にゲートパルスが印加されるので電流
阻止区間は発生しない。t34の時点で電流検出値
が設定値より小さくなつて信号RTがレベル０に
なつてからTSW後のt35の時点で信号STがレベル
０になると電気弁２０の点弧指令が解除され、サ
イリスタ変換器１５１，１５２のゲートブロツク
状態が解除される。サイリスタ変換器１５１，１
５２の起動指令GPまたはGN信号は電流零信号
ZDが１から０に変わるt36の時点から所定の時間
後のt37の時点で信号PDのレベルに応じてレベル
０から１に変化する。第８図の例ではt37の時点
でGP信号がレベル１に変化し正接続側サイリス
タ変換器１５１が通流を開始する。しかしなが
ら、サイリスタ変換器１５１への復帰動作にも第
５図で動作波形を説明した時と同じく過渡電流成
分が重畳されるので、t38の時点で極性が変わろ
うとして回路が開放される。この時信号VDがレ
ベル−１となり極性切替動作を開始する。そして
t39の時点で逆接続側サイリスタ変換器１５２が
動作する。
以上説明した様に、電気弁２０を開閉動作する
事によりサイリスタ変換器１５１，１５２の過負
荷を保護すると同時に円滑にサイリスタ変換器動
作への復帰が可能となる。
事によりサイリスタ変換器１５１，１５２の過負
荷を保護すると同時に円滑にサイリスタ変換器動
作への復帰が可能となる。
本実施例では比較器３２１は誘導機２の２次側
電流レベルを比較したが、１次側電流でも交流系
統１の電圧レベルでも良い。もしくはこれらの組
み合わせでも良い。
電流レベルを比較したが、１次側電流でも交流系
統１の電圧レベルでも良い。もしくはこれらの組
み合わせでも良い。
次に機械短絡器３１の開閉動作を説明する。比
較器３２２の設定レベルは比較器３２１の設定レ
ベルよりも高く設定する。OR回路３３２の出力
信号SMのレベルが０から１になると機械短絡器
３１が閉路動作に入る。３５は時間遅れ要素で信
号SMがレベル０から１になつた後、機械短絡器
３１の投入時間に相当する設定時間後に出力信号
SCのレベルが０から１に変化する。信号SCはし
や断器３０に供給され、レベル１になるとしや断
動作に入り、誘導機２は交流系統１から解列され
る。一方、信号SCのレベルが１になると論理回
路３６の出力信号STがレベル０となり電気弁２
０の点弧指令が解除される。
較器３２２の設定レベルは比較器３２１の設定レ
ベルよりも高く設定する。OR回路３３２の出力
信号SMのレベルが０から１になると機械短絡器
３１が閉路動作に入る。３５は時間遅れ要素で信
号SMがレベル０から１になつた後、機械短絡器
３１の投入時間に相当する設定時間後に出力信号
SCのレベルが０から１に変化する。信号SCはし
や断器３０に供給され、レベル１になるとしや断
動作に入り、誘導機２は交流系統１から解列され
る。一方、信号SCのレベルが１になると論理回
路３６の出力信号STがレベル０となり電気弁２
０の点弧指令が解除される。
以上説明した様に機械短絡器３１の閉路により
誘導機解列時の２次側過電圧発生を防止すると同
時に電気弁２０の過負荷を防止する事が出来る。
誘導機解列時の２次側過電圧発生を防止すると同
時に電気弁２０の過負荷を防止する事が出来る。
本発明によれば誘導機の２次側に無循環方式サ
イクロコンバータを接続した発電電動装置におい
て、交流系統側で発生した過渡現象時の誘起電圧
から機器を保護し、サイクロコンバータ制御を持
続させる事ができるので、信頼性を高める効果が
ある。また、電気弁によりサイクロコンバータの
過負荷を防止した後で通常動作に復帰させる事に
より発電電動装置としての信頼性を高める効果が
ある。
イクロコンバータを接続した発電電動装置におい
て、交流系統側で発生した過渡現象時の誘起電圧
から機器を保護し、サイクロコンバータ制御を持
続させる事ができるので、信頼性を高める効果が
ある。また、電気弁によりサイクロコンバータの
過負荷を防止した後で通常動作に復帰させる事に
より発電電動装置としての信頼性を高める効果が
ある。
第１図〜第８図は本発明の実施例を示すもの
で、第１図は電力変換装置の回路構成図、第２図
は該電力変換装置を利用した交流励磁発電電動装
置の全体ブロツク図、第３図および第４図は電力
変換装置の変形例を示す回路構成図、第５図およ
び第８図は動作波形図、第６図は電気弁制御回路
構成図、第７図はその動作波形図であり、第９図
〜第１５図は従来例を示すもので、第９図、第１
２図および第１３図は全体ブロツク図、第１０図
は電流指令演算器の回路構成図、第１１図は電力
変換装置の回路構成図、第１４図および第１５図
は動作波形図である。 １……交流系統、２……誘導機、３……位相検
出器、６……電流演算器、１１……電流検出器、
１２……電流制御装置、１３……移相器、１５
１，１５２……サイリスタ変換器、１６……極性
切替指令発生器、１７……正逆切替論理回路、１
８……電流零検出器、１９……非線形抵抗、２０
……電気弁、２１……有効電力検出器、２２，２
３……電流指令発生器、２４ａ〜２４ｃ……電力
変換装置、２５……電圧検出器、２６……過電圧
検出器、２７，２９……極性反転指令パルス発生
器、２８……極性指令反転器、３２１ａ〜３２１
ｃ，３２２ａ〜３２２ｃ……比較器、３３１，３
３２……OR回路、３４……時限回路、３５……
時間遅れ要素、３６……論理回路。
で、第１図は電力変換装置の回路構成図、第２図
は該電力変換装置を利用した交流励磁発電電動装
置の全体ブロツク図、第３図および第４図は電力
変換装置の変形例を示す回路構成図、第５図およ
び第８図は動作波形図、第６図は電気弁制御回路
構成図、第７図はその動作波形図であり、第９図
〜第１５図は従来例を示すもので、第９図、第１
２図および第１３図は全体ブロツク図、第１０図
は電流指令演算器の回路構成図、第１１図は電力
変換装置の回路構成図、第１４図および第１５図
は動作波形図である。 １……交流系統、２……誘導機、３……位相検
出器、６……電流演算器、１１……電流検出器、
１２……電流制御装置、１３……移相器、１５
１，１５２……サイリスタ変換器、１６……極性
切替指令発生器、１７……正逆切替論理回路、１
８……電流零検出器、１９……非線形抵抗、２０
……電気弁、２１……有効電力検出器、２２，２
３……電流指令発生器、２４ａ〜２４ｃ……電力
変換装置、２５……電圧検出器、２６……過電圧
検出器、２７，２９……極性反転指令パルス発生
器、２８……極性指令反転器、３２１ａ〜３２１
ｃ，３２２ａ〜３２２ｃ……比較器、３３１，３
３２……OR回路、３４……時限回路、３５……
時間遅れ要素、３６……論理回路。
Claims (1)
- １ １次巻線と２次巻線をもつた誘導機と、該誘
導機の１次巻線を交流系統に接続する手段と、正
接続側変換器とこれに逆並列接続された逆接続側
変換器とからなる無循環方式サイクロコンバータ
を前記誘導機の２次巻線の各相に接続して２次電
流を供給する交流励磁用の電力変換装置と、前記
交流系統の電圧位相と前記誘導機の回転子の回転
位相の差に等しいすべり位相を検出する位相検出
器と、このすべり位相に同期して変化する前記誘
導機の２次巻線各相の電流指令値を発生する電流
指令発生器と、前記交流励磁用の電力変換装置の
出力電流を検出する２次電流検出器と、この２次
電流検出値と前記電流指令値の偏差が零となるよ
うに前記交流励磁用の電力変換装置を制御する位
相制御装置と、前記２次電流検出器の電流検出値
と前記電流指令発生器の指令値とから前記交流励
磁用の電力変換装置の無循環方式サイクロコンバ
ータの逆並列変換器の動作を制御するための極性
切替信号を発生する極性切替装置とを備えた交流
励磁発電電動装置において、前記誘導機の２次側
に星形または三角結線され前記交流系統の電圧ま
たは前記誘導機の１次巻線側電流または２次巻線
側電流が予め設定した範囲の値となつた時に所定
の時間だけ点弧信号が印加されてすべての相が同
時に閉路する逆並列サイリスタよりなる電気弁
と、誘導機の２次側電圧を検出する２次電圧検出
値と、この２次電圧検出値が予め設定した範囲に
なつた時に前記極性切替装置の正逆切換信号を反
転させる極性指令反転装置とを設けたことを特徴
とする交流励磁発電電動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61078127A JPS62236325A (ja) | 1986-04-07 | 1986-04-07 | 交流励磁発電電動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61078127A JPS62236325A (ja) | 1986-04-07 | 1986-04-07 | 交流励磁発電電動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62236325A JPS62236325A (ja) | 1987-10-16 |
| JPH0526416B2 true JPH0526416B2 (ja) | 1993-04-16 |
Family
ID=13653216
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61078127A Granted JPS62236325A (ja) | 1986-04-07 | 1986-04-07 | 交流励磁発電電動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62236325A (ja) |
-
1986
- 1986-04-07 JP JP61078127A patent/JPS62236325A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62236325A (ja) | 1987-10-16 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |