JPH05268285A - モデム識別信号シーケンスの検出方法およびモデム装置 - Google Patents
モデム識別信号シーケンスの検出方法およびモデム装置Info
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- JPH05268285A JPH05268285A JP4215905A JP21590592A JPH05268285A JP H05268285 A JPH05268285 A JP H05268285A JP 4215905 A JP4215905 A JP 4215905A JP 21590592 A JP21590592 A JP 21590592A JP H05268285 A JPH05268285 A JP H05268285A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0012—Modulated-carrier systems arrangements for identifying the type of modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 送受信モデムのサンプリング相およびキャリ
ヤ相の同期を必要としないモデム識別信号（Ｓ１）シー
ケンス検出方法を提供する。 【構成】 Ｓ１モデム識別シーケンスの発生を決定する
方法および装置。Ｓ１シーケンスは、時間間隔Ｔ／２で
得られる信号サンプルの振幅の共役複素積の和が、負の
スカラ値を任意の数だけ連続して発生するとき、存在す
ることが検出される。
ヤ相の同期を必要としないモデム識別信号（Ｓ１）シー
ケンス検出方法を提供する。 【構成】 Ｓ１モデム識別シーケンスの発生を決定する
方法および装置。Ｓ１シーケンスは、時間間隔Ｔ／２で
得られる信号サンプルの振幅の共役複素積の和が、負の
スカラ値を任意の数だけ連続して発生するとき、存在す
ることが検出される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、アナログ変調波形が送
信側から受信側に送信されるべきモデム、データ・セッ
ト、回線アタプタ等に関する。特に、本発明は「Ｓ１」
と呼ばれるＣＣＩＴＴ歓告のモデム識別信号シーケンス
に従ってモデム速度の自動モード検出に関する。
信側から受信側に送信されるべきモデム、データ・セッ
ト、回線アタプタ等に関する。特に、本発明は「Ｓ１」
と呼ばれるＣＣＩＴＴ歓告のモデム識別信号シーケンス
に従ってモデム速度の自動モード検出に関する。
【０００２】
【従来の技術】自動モード検出は、モデムが、１２００
ｂｐｓモデムであるＣＣＩＴＴのＶ．２２標準、および
１２００または２４００ｂｐｓモデムであるＶ．２２ｂ
ｉｓ標準を検出しそれらを適正に識別することを可能と
するためにＣＣＩＴＴ Ｖ．２２およびＶ．２２ｂｉｓ
標準に従って作られたモデムに使用される。この識別
は、「Ｓ１」シーケンスと呼ばれる標準パターンを有す
る短い変調信号シーケンスの起動相（ｓｔａｒｔ−ｕｐ
ｐｈａｓｅ）における送受信に依存する。このＳ１シ
ーケンスは、応答（受信）側のＶ．２２ｂｉｓモデムに
より受信され認識される時、発呼（送信）側のモードが
Ｖ．２２ｂｉｓ能力を持つ、即ち毎秒２４００ビットで
送受信ができることを示す。Ｓ１シーケンスを受信する
応答モデムは、これまた同様なシーケンスを送信するこ
とによりＳ１シーケンスの受信を確認する。このような
シーケンスが発呼モデムにより適正に受信され検出され
る時、両方のモデムがＶ．２２ｂｉｓ接続の存在を宣言
することができ、また更に起動シーケンスを２４００ビ
ット／秒の共通データ速度で全２重送信を達成するため
交換することができる。いずれか一方のモデムがＳ１シ
ーケンスの相互交換に失敗すると、モデムの少なくとも
一方がＶ．２２を許容するモデムであるという想定を双
方にもたらし、この場合起動シーケンスは、１２００ｂ
ｐｓの共通データ速度で全２重送信を達成しようとす
る。
ｂｐｓモデムであるＣＣＩＴＴのＶ．２２標準、および
１２００または２４００ｂｐｓモデムであるＶ．２２ｂ
ｉｓ標準を検出しそれらを適正に識別することを可能と
するためにＣＣＩＴＴ Ｖ．２２およびＶ．２２ｂｉｓ
標準に従って作られたモデムに使用される。この識別
は、「Ｓ１」シーケンスと呼ばれる標準パターンを有す
る短い変調信号シーケンスの起動相（ｓｔａｒｔ−ｕｐ
ｐｈａｓｅ）における送受信に依存する。このＳ１シ
ーケンスは、応答（受信）側のＶ．２２ｂｉｓモデムに
より受信され認識される時、発呼（送信）側のモードが
Ｖ．２２ｂｉｓ能力を持つ、即ち毎秒２４００ビットで
送受信ができることを示す。Ｓ１シーケンスを受信する
応答モデムは、これまた同様なシーケンスを送信するこ
とによりＳ１シーケンスの受信を確認する。このような
シーケンスが発呼モデムにより適正に受信され検出され
る時、両方のモデムがＶ．２２ｂｉｓ接続の存在を宣言
することができ、また更に起動シーケンスを２４００ビ
ット／秒の共通データ速度で全２重送信を達成するため
交換することができる。いずれか一方のモデムがＳ１シ
ーケンスの相互交換に失敗すると、モデムの少なくとも
一方がＶ．２２を許容するモデムであるという想定を双
方にもたらし、この場合起動シーケンスは、１２００ｂ
ｐｓの共通データ速度で全２重送信を達成しようとす
る。
【０００３】もし最適のサンプリング相（ｓａｍｐｌｉ
ｎｇ ｐｈａｓｅ）およびキャリヤ相（ｃａｒｒｉｅｒ
ｐｈａｓｅ）が予め判っているならば、Ｓ１シーケン
スは受信側のモデムにおける古典的な記号検出法によっ
て迅速に認識できる。複素信号ｘkの虚部（あるいは虚
数成分）における交番符号（ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇｓ
ｉｇｎｓ）の検出に依存するＳ１シーケンスの観察手法
は、従来技術においてＳ１シーケンスの受信の認識とし
て確認されている特有の特徴である。しかし、この手法
は、それぞれサンプリング相τおよびキャリヤ相φの慎
重な調整を要求する。このような値は、発呼モデムがそ
のＳ１シーケンスの送信をプリアンブルなしに急に開始
するため、通常は起動時には都合よく使用できない。従
って、受信即ち応答モデムは、Ｓ１シーケンスが古典的
記号検出法により認識されるのであれば、適正なサンプ
リング（タイミング）相τおよびキャリヤ相φの同期を
非常に迅速に取得しなければならない。このことは、実
際には非常に困難であることが判っており、しばしば限
界検出性能をもたらす結果となる。これは更に、かなり
の数の２４００ｂｐｓ接続の失敗があり得ることにな
る。同じ状況は、Ｓ１シーケンスに先立ち応答モデムか
ら受信する起動信号からタイミング相およびキャリヤ相
の同期を確立し得ない発呼モデムに対しても存在する。
ｎｇ ｐｈａｓｅ）およびキャリヤ相（ｃａｒｒｉｅｒ
ｐｈａｓｅ）が予め判っているならば、Ｓ１シーケン
スは受信側のモデムにおける古典的な記号検出法によっ
て迅速に認識できる。複素信号ｘkの虚部（あるいは虚
数成分）における交番符号（ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇｓ
ｉｇｎｓ）の検出に依存するＳ１シーケンスの観察手法
は、従来技術においてＳ１シーケンスの受信の認識とし
て確認されている特有の特徴である。しかし、この手法
は、それぞれサンプリング相τおよびキャリヤ相φの慎
重な調整を要求する。このような値は、発呼モデムがそ
のＳ１シーケンスの送信をプリアンブルなしに急に開始
するため、通常は起動時には都合よく使用できない。従
って、受信即ち応答モデムは、Ｓ１シーケンスが古典的
記号検出法により認識されるのであれば、適正なサンプ
リング（タイミング）相τおよびキャリヤ相φの同期を
非常に迅速に取得しなければならない。このことは、実
際には非常に困難であることが判っており、しばしば限
界検出性能をもたらす結果となる。これは更に、かなり
の数の２４００ｂｐｓ接続の失敗があり得ることにな
る。同じ状況は、Ｓ１シーケンスに先立ち応答モデムか
ら受信する起動信号からタイミング相およびキャリヤ相
の同期を確立し得ない発呼モデムに対しても存在する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従って、従来技術にお
ける上記の公知の諸問題に照らして、本発明の目的は、
送信側および受信側モデムのサンプリング相およびキャ
リヤ相の同期を要求しない改善されたモデム識別信号
（Ｓ１）シーケンス検出法の提供にある。
ける上記の公知の諸問題に照らして、本発明の目的は、
送信側および受信側モデムのサンプリング相およびキャ
リヤ相の同期を要求しない改善されたモデム識別信号
（Ｓ１）シーケンス検出法の提供にある。
【０００５】本発明の別の目的は、全２重モデムにおい
て使用される新規の改善されたモデム識別信号（Ｓ１）
シーケンス検出法の提供にある。
て使用される新規の改善されたモデム識別信号（Ｓ１）
シーケンス検出法の提供にある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】ＣＣＩＴＴ Ｖ．２２ｂ
ｉｓモデム標準におけるＳ１シーケンスは、１をＴで除
した変調速度で送信されるプラスまたはマイナス９０°
の交番移相を有する４移相のキー信号からなっている。
本発明によれば、Ｓ１複合シーケンス信号は変調間隔Ｔ
あたり２回振幅サンプリングされて、それぞれｘ2n-0、
ｘ2n-1、ｘ2n-2およびｘ 2n-3に対応する４つの複素数値
ｘkを得る。このサンプルは、対をなすサンプルの複素
積の後、複素積サンプルからの虚部と、１変調間隔Ｔに
等しい前の類似の複素積の結果の遅延時間との間のスカ
ラ積を行うことにより、一つと見做される２つの偶数番
号サンプルおよび２つの奇数番号サンプルとにインタリ
ーブされる。同じ操作は２つの奇数番号サンプルに対し
ても行われ、そのスカラ積の結果が第１のスカラ積の結
果と加算される。結果として得る和の符号が負である、
即ちこの和が、連続するサンプル・セットに対してゼロ
より小さい場合、Ｓ１シーケンスが存在することが判っ
た。Ｓ１シーケンスの発生を検証するため、ゼロより小
さい和の値の連続する検出に対して任意のカウントが行
われる。このカウントの検証閾値に達すると、Ｓ１信号
が妥当であると見做され検出される。カウントおよび加
算は、この和に対する負でない値が検出されるまで継続
され、この検出によりＳ１シーケンスの終りを検出す
る。
ｉｓモデム標準におけるＳ１シーケンスは、１をＴで除
した変調速度で送信されるプラスまたはマイナス９０°
の交番移相を有する４移相のキー信号からなっている。
本発明によれば、Ｓ１複合シーケンス信号は変調間隔Ｔ
あたり２回振幅サンプリングされて、それぞれｘ2n-0、
ｘ2n-1、ｘ2n-2およびｘ 2n-3に対応する４つの複素数値
ｘkを得る。このサンプルは、対をなすサンプルの複素
積の後、複素積サンプルからの虚部と、１変調間隔Ｔに
等しい前の類似の複素積の結果の遅延時間との間のスカ
ラ積を行うことにより、一つと見做される２つの偶数番
号サンプルおよび２つの奇数番号サンプルとにインタリ
ーブされる。同じ操作は２つの奇数番号サンプルに対し
ても行われ、そのスカラ積の結果が第１のスカラ積の結
果と加算される。結果として得る和の符号が負である、
即ちこの和が、連続するサンプル・セットに対してゼロ
より小さい場合、Ｓ１シーケンスが存在することが判っ
た。Ｓ１シーケンスの発生を検証するため、ゼロより小
さい和の値の連続する検出に対して任意のカウントが行
われる。このカウントの検証閾値に達すると、Ｓ１信号
が妥当であると見做され検出される。カウントおよび加
算は、この和に対する負でない値が検出されるまで継続
され、この検出によりＳ１シーケンスの終りを検出す
る。
【０００７】
【実施例】図１は、記号Ａ、Ｂ、ＣおよびＤを示す極座
標図において４移相でキーされた記号送信ベースを示す
グラフである。
標図において４移相でキーされた記号送信ベースを示す
グラフである。
【０００８】図２は、任意の位相角φを持つＳ１ベース
バンド・シーケンスを受信する受信側のオシロスコープ
上で時間の経過とともに観察しうる変調複素ベースバン
ドＳ１シーケンスを示すグラフである。
バンド・シーケンスを受信する受信側のオシロスコープ
上で時間の経過とともに観察しうる変調複素ベースバン
ドＳ１シーケンスを示すグラフである。
【０００９】図３は、サンプル・シーケンスｘ2n-0、ｘ
2n-1、ｘ2n-2、ｘ2n-3を得るための複素数領域における
任意のクロック相τおよびキャリヤ相φに対する、時間
間隔Ｔ／２の４サンプリング時点における瞬間振幅を測
定する、受信側でのＳ１シーケンスのサンプリング結果
を示すグラフである。
2n-1、ｘ2n-2、ｘ2n-3を得るための複素数領域における
任意のクロック相τおよびキャリヤ相φに対する、時間
間隔Ｔ／２の４サンプリング時点における瞬間振幅を測
定する、受信側でのＳ１シーケンスのサンプリング結果
を示すグラフである。
【００１０】図４は、図３と同じ任意のキャリヤ相φを
有する時、図３と異なる任意のクロック相τで、かつ当
技術で周知の複素ベースバンド・サンプリングを用いて
行なった複素数領域における同様なサンプリング結果を
示すグラフである。
有する時、図３と異なる任意のクロック相τで、かつ当
技術で周知の複素ベースバンド・サンプリングを用いて
行なった複素数領域における同様なサンプリング結果を
示すグラフである。
【００１１】以上の図１〜４は、Ｓ１シーケンスを検出
する従来の手法を開示するために示したものであり、こ
こでは詳細な説明を省略する。本発明は、このような手
法とは異なる新しい検出方法を提示するものである。本
発明は、Ｓ１識別信号シーケンスの正確な検出に先立っ
て要求されていた、送信および受信モデム間のキャリヤ
相およびサンプリング相の同期の要件を排除する。信号
サンプルが変調間隔Ｔで隔てられるならば、複素信号サ
ンプルのある数学的組合わせが、Ｓ１シーケンスを一義
的に識別する相関をもたらすことが判った。Ｔの時間間
隔を有する「インタレースされた」２セットのサンプル
（即ち、本明細書にいう時間交番サンプル：ｔｉｍｅ
ａｌｔｅｒａｔｅｄ ｓａｍｐｌｅ）を用いて、各変調
間隔で処理されるサンプル・セットを形成し、虚部を生
成することができる。次に、この虚部が組合わされてサ
ンプリング相またはキャリヤ相のいずれかの差に対して
不変である和即ちメトリック（ｍｅｔｒｉｃ）を形成す
る。検出のための閾値カウントと比較して、和の相関の
逐次発生のカウントに組合わされた適当な低域フィルタ
によりこのメトリックを更にフィルタして、Ｓ１信号検
出のプロセスを完了する。
する従来の手法を開示するために示したものであり、こ
こでは詳細な説明を省略する。本発明は、このような手
法とは異なる新しい検出方法を提示するものである。本
発明は、Ｓ１識別信号シーケンスの正確な検出に先立っ
て要求されていた、送信および受信モデム間のキャリヤ
相およびサンプリング相の同期の要件を排除する。信号
サンプルが変調間隔Ｔで隔てられるならば、複素信号サ
ンプルのある数学的組合わせが、Ｓ１シーケンスを一義
的に識別する相関をもたらすことが判った。Ｔの時間間
隔を有する「インタレースされた」２セットのサンプル
（即ち、本明細書にいう時間交番サンプル：ｔｉｍｅ
ａｌｔｅｒａｔｅｄ ｓａｍｐｌｅ）を用いて、各変調
間隔で処理されるサンプル・セットを形成し、虚部を生
成することができる。次に、この虚部が組合わされてサ
ンプリング相またはキャリヤ相のいずれかの差に対して
不変である和即ちメトリック（ｍｅｔｒｉｃ）を形成す
る。検出のための閾値カウントと比較して、和の相関の
逐次発生のカウントに組合わされた適当な低域フィルタ
によりこのメトリックを更にフィルタして、Ｓ１信号検
出のプロセスを完了する。
【００１２】送信歪みおよびノイズが存在しなければ、
複合信号が速度Ｔ／２でサンプリングされる時、ＣＣＩ
ＴＴ Ｓ１信号セットは式１の形態の複素サンプリング
された信号サンプルを生じる。
複合信号が速度Ｔ／２でサンプリングされる時、ＣＣＩ
ＴＴ Ｓ１信号セットは式１の形態の複素サンプリング
された信号サンプルを生じる。
【００１３】
【数３】
【００１４】式１において、τおよびφはそれぞれ任意
のサンプリング・タイミング相およびキャリヤ相であ
る。本発明によるＳ１シーケンスを検出するため、下記
のアルゴリズムが行われなければならない。
のサンプリング・タイミング相およびキャリヤ相であ
る。本発明によるＳ１シーケンスを検出するため、下記
のアルゴリズムが行われなければならない。
【００１５】
【数４】
【００１６】
【数５】
【００１７】
【数６】
【００１８】
【数７】
【００１９】式２、３および４の右辺における括弧内に
示された値は、入力信号ｘkがＳ１信号である時有効で
ある。式４における和ｕnで仮定される負の値はサンプ
リング相およびキャリヤ相には依存しないが、これはこ
れらの項が形成される和では消えるためであることが判
る。もしノイズまたはランダム・データが受信されれ
ば、和ｕnは０の付近でランダムに変動するが、Ｓ１シ
ーケンスが送信中であれば、和ｕnは常に負となる。同
様に、変調されないキャリヤ信号が受信されるならば、
ｕnは途中で消滅し、ランダム・ノイズが優勢となる。
従って、特定数の連続変調間隔の間、メトリックｕnが
０より小さいことを観察することにより真の検出が得ら
れる。任意の数を選択することができるが、Ｓ１シーケ
ンスの受信のための適当な基準は、０より小さいメトリ
ックｕnの３２の連続的な発生の逐次カウントであるこ
とが実験により判った。
示された値は、入力信号ｘkがＳ１信号である時有効で
ある。式４における和ｕnで仮定される負の値はサンプ
リング相およびキャリヤ相には依存しないが、これはこ
れらの項が形成される和では消えるためであることが判
る。もしノイズまたはランダム・データが受信されれ
ば、和ｕnは０の付近でランダムに変動するが、Ｓ１シ
ーケンスが送信中であれば、和ｕnは常に負となる。同
様に、変調されないキャリヤ信号が受信されるならば、
ｕnは途中で消滅し、ランダム・ノイズが優勢となる。
従って、特定数の連続変調間隔の間、メトリックｕnが
０より小さいことを観察することにより真の検出が得ら
れる。任意の数を選択することができるが、Ｓ１シーケ
ンスの受信のための適当な基準は、０より小さいメトリ
ックｕnの３２の連続的な発生の逐次カウントであるこ
とが実験により判った。
【００２０】ノイズまたはジッタに対するより大きな抵
抗は、式６により示される如く、メトリックｕnにフィ
ルタ関数ξを与えることにより達成することができる。
抗は、式６により示される如く、メトリックｕnにフィ
ルタ関数ξを与えることにより達成することができる。
【００２１】
【数８】
【００２２】実アナログ・ハードウエア・フィルタは、
式６により示されるように０乃至１の範囲内にあるフィ
ルタ係数ξで作られるが、あるいはフィルタに対してデ
ィジタル的に実現されたアルゴリズムを採用してもよ
い。
式６により示されるように０乃至１の範囲内にあるフィ
ルタ係数ξで作られるが、あるいはフィルタに対してデ
ィジタル的に実現されたアルゴリズムを採用してもよ
い。
【００２３】式２乃至式５におけるアルゴリズムを実施
するための回路の望ましい実施例が図５に示される。
するための回路の望ましい実施例が図５に示される。
【００２４】図５において、受信地点における入力アナ
ログ波形信号は、ナイキスト・サンプリング速度と等し
いかこれより大きい速度でストローブされるアナログ−
ディジタル・コンバータのサンプラ１２にって複素サン
プリングされる。選択されるＳ１処理速度は、先に述べ
たように、変調速度の２倍即ちＴ／２の時間間隔であ
る。適当なフィルタリングおよび復調の後、連続的なベ
ースバンド・サンプルが繰返し形成されて、複素乗算器
１、２の入力へそれぞれ送られる。任意の地点で始まる
入力信号がサンプリングされて、第１のサンプルｘ2n、
第２のサンプルｘ2n-1、第３のサンプルｘ2n-2および第
４のサンプルｘ2n-3を結果として生じる。４つの連続す
るサンプルからなる各グループが、偶数番目のサンプル
同士および奇数番目のサンプル同士が複素乗算器１、２
において処理される。このため、例えば複素乗算器１へ
の入力は、信号ｘ2nおよび時間的にＴだけずれた次の偶
数番目のサンプルｘ2n-2（共役複素数）を含む。
ログ波形信号は、ナイキスト・サンプリング速度と等し
いかこれより大きい速度でストローブされるアナログ−
ディジタル・コンバータのサンプラ１２にって複素サン
プリングされる。選択されるＳ１処理速度は、先に述べ
たように、変調速度の２倍即ちＴ／２の時間間隔であ
る。適当なフィルタリングおよび復調の後、連続的なベ
ースバンド・サンプルが繰返し形成されて、複素乗算器
１、２の入力へそれぞれ送られる。任意の地点で始まる
入力信号がサンプリングされて、第１のサンプルｘ2n、
第２のサンプルｘ2n-1、第３のサンプルｘ2n-2および第
４のサンプルｘ2n-3を結果として生じる。４つの連続す
るサンプルからなる各グループが、偶数番目のサンプル
同士および奇数番目のサンプル同士が複素乗算器１、２
において処理される。このため、例えば複素乗算器１へ
の入力は、信号ｘ2nおよび時間的にＴだけずれた次の偶
数番目のサンプルｘ2n-2（共役複素数）を含む。
【００２５】同様に、複素乗算器２に対する入力は、複
素サンプルｘ2n-1およびｘ2n-3（共役複素数）である。
このように、サンプリング速度Ｔ／２における偶数番目
のサンプルおよび奇数番目のサンプルは図５に示される
如き異なる複素乗算器１、２に対する個々の入力を含
む。複素サンプル信号は、先に式１に示した如き形態を
有する。この２セットの複素サンプルは、任意のクロッ
ク時間およびその変位Ｔ／２を表わす。
素サンプルｘ2n-1およびｘ2n-3（共役複素数）である。
このように、サンプリング速度Ｔ／２における偶数番目
のサンプルおよび奇数番目のサンプルは図５に示される
如き異なる複素乗算器１、２に対する個々の入力を含
む。複素サンプル信号は、先に式１に示した如き形態を
有する。この２セットの複素サンプルは、任意のクロッ
ク時間およびその変位Ｔ／２を表わす。
【００２６】図５における複素乗算器１、２からの出力
は、それぞれ虚部ｖcos,nおよびｖsin,nを計算するため
の式２および式３に対する計算の開始点である。この事
実は、図５において複素乗算器１の出力の後に式２（Ｉ
ｍ）（虚数）により、また複素乗算器２の出力の後に式
３（Ｉｍ）により示される。これらの結果は、それぞれ
遅延回路３または４へ入力され、ここで遅延された計算
虚数値およびその時の虚数値を図５に示す如きスカラ乗
算器５に、あるいは他の２つの複素サンプルおよび共役
複素サンプルｘ2n-1、ｘ2n-3の場合は、図示の如くスカ
ラ乗算器６に直接送る前に、１つの変調期間の時間遅延
Ｔが生じる。その結果は加算器７において一緒に合計さ
れ、その出力は式４により示されるメトリックｕnであ
る。判定回路が、値ｕnを０と比較して負の値が存在す
るかどうかを判定する。もし負の値が存在するならば、
出力「ｙｅｓ」がＳ１カウンタ９を１だけ増進し、また
負でない結果がコンパレータ８において生じるならば、
出力「ｎｏ」がカウンタ９を０にリセットする。
は、それぞれ虚部ｖcos,nおよびｖsin,nを計算するため
の式２および式３に対する計算の開始点である。この事
実は、図５において複素乗算器１の出力の後に式２（Ｉ
ｍ）（虚数）により、また複素乗算器２の出力の後に式
３（Ｉｍ）により示される。これらの結果は、それぞれ
遅延回路３または４へ入力され、ここで遅延された計算
虚数値およびその時の虚数値を図５に示す如きスカラ乗
算器５に、あるいは他の２つの複素サンプルおよび共役
複素サンプルｘ2n-1、ｘ2n-3の場合は、図示の如くスカ
ラ乗算器６に直接送る前に、１つの変調期間の時間遅延
Ｔが生じる。その結果は加算器７において一緒に合計さ
れ、その出力は式４により示されるメトリックｕnであ
る。判定回路が、値ｕnを０と比較して負の値が存在す
るかどうかを判定する。もし負の値が存在するならば、
出力「ｙｅｓ」がＳ１カウンタ９を１だけ増進し、また
負でない結果がコンパレータ８において生じるならば、
出力「ｎｏ」がカウンタ９を０にリセットする。
【００２７】カウンタ９の内容は、有効Ｓ１シーケンス
の検出のための任意の閾値を持つコンパレータ１０によ
り連続的に監視される。閾値３２が比較のための適当な
レベルであることが判っている。０より小さいメトリッ
クｕnの３２の連続的な発生がカウンタ９においてカウ
ントされると、コンパレータ１０がＳ１シーケンスの検
出を示してラッチするが、さもなければ、図示の如く
「Ｓ１なし」と示す。ＡＮＤゲート１１は、Ｓ１検出を
示す入力とｕnの負でない入力を受信して、Ｓ１シーケ
ンスの終りを論理的に表示し、ＡＮＤゲート１１は、負
の値ｕnが不充分な数において見出されつ故に条件付け
られ、次いで、コンパレータ８が後で負でない値ｕnの
発生を表示することになる。
の検出のための任意の閾値を持つコンパレータ１０によ
り連続的に監視される。閾値３２が比較のための適当な
レベルであることが判っている。０より小さいメトリッ
クｕnの３２の連続的な発生がカウンタ９においてカウ
ントされると、コンパレータ１０がＳ１シーケンスの検
出を示してラッチするが、さもなければ、図示の如く
「Ｓ１なし」と示す。ＡＮＤゲート１１は、Ｓ１検出を
示す入力とｕnの負でない入力を受信して、Ｓ１シーケ
ンスの終りを論理的に表示し、ＡＮＤゲート１１は、負
の値ｕnが不充分な数において見出されつ故に条件付け
られ、次いで、コンパレータ８が後で負でない値ｕnの
発生を表示することになる。
【００２８】図７は、Ｓ１検出器に対する入力として指
定される複素ベースバンド信号サンプルのシーケンスを
生じるための典型的なモデムの前置部を示す。
定される複素ベースバンド信号サンプルのシーケンスを
生じるための典型的なモデムの前置部を示す。
【００２９】アナログ低域フィルタ（ＬＰＦ）は、その
入力で真のアナログ線信号を受信し、このアナログ信号
の制御されたスペクトル・バージョンをＡ／Ｄコンバー
タ１５へ与える。スペクトル制御は、コンバータ出力に
おけるサンプリングの折返し（エイリアジング）雑音を
低減する。このＡ／Ｄコンバータは、エイリアス防止フ
ィルタ出力を、通常はサンプリング定理で指定される最
小速度（ナイキスト速度）よりも大きい均一な速度で周
期的にサンプリングする。Ａ／Ｄコンバータ１５からの
ディジタル的に量子化された信号値が、同じ帯域制御応
答であるが異なる位相応答を有する「ヒルバート」フィ
ルタ対１６に対して同様に送られ、復調器１７に対する
入力に複素サンプル信号対を生じる。復調器１７は、１
９から第２の複素キャリヤ入力シーケンスを受取り、与
えられたキャリヤ角の復調により信号のベクトル回転を
生じる。これにより元の「パスバンド」サンプルは、複
素ベースバンド・サンプルに変換される。これらのベー
スバンド・サンプルのシーケンスは速度セレクタ入力の
制御下で１８に緩衝されて、図５のＳ１検出器により要
求される時間間隔がＴ／２の複素ベースバンド信号サン
プルを生じる。
入力で真のアナログ線信号を受信し、このアナログ信号
の制御されたスペクトル・バージョンをＡ／Ｄコンバー
タ１５へ与える。スペクトル制御は、コンバータ出力に
おけるサンプリングの折返し（エイリアジング）雑音を
低減する。このＡ／Ｄコンバータは、エイリアス防止フ
ィルタ出力を、通常はサンプリング定理で指定される最
小速度（ナイキスト速度）よりも大きい均一な速度で周
期的にサンプリングする。Ａ／Ｄコンバータ１５からの
ディジタル的に量子化された信号値が、同じ帯域制御応
答であるが異なる位相応答を有する「ヒルバート」フィ
ルタ対１６に対して同様に送られ、復調器１７に対する
入力に複素サンプル信号対を生じる。復調器１７は、１
９から第２の複素キャリヤ入力シーケンスを受取り、与
えられたキャリヤ角の復調により信号のベクトル回転を
生じる。これにより元の「パスバンド」サンプルは、複
素ベースバンド・サンプルに変換される。これらのベー
スバンド・サンプルのシーケンスは速度セレクタ入力の
制御下で１８に緩衝されて、図５のＳ１検出器により要
求される時間間隔がＴ／２の複素ベースバンド信号サン
プルを生じる。
【００３０】サンプラ１２からの複素サンプルは図６に
示され、無期限に継続するサンプル・セット１およびサ
ンプル・セット２などの場所を略図的に示す。実部（実
数成分）および虚部（虚数成分）の両方に対するサンプ
ルおよび回路におけるその使用の番号が時間遅延Ｔだけ
ずれていることが判るであろう。このため、入力信号を
確立した後、最初の２つのサンプルは第１の入力を複素
乗算器１および２に与え、次の２つのサンプルが第２の
入力を２つの複素乗算器に与え、この乗算器の出力は図
５の乗算器５、６におけるスカラ乗算のため周期Ｔの分
だけ遅延する。このように、入力サンプルが逐次取得さ
れるが、新しい計算は２つの新しいサンプルが取得され
た後にのみ生じ、５番目および６番目のサンプルなどが
それぞれ受取られた時２つの最も早く取得されたサンプ
ルはもはや使用されないことが判るであろう。
示され、無期限に継続するサンプル・セット１およびサ
ンプル・セット２などの場所を略図的に示す。実部（実
数成分）および虚部（虚数成分）の両方に対するサンプ
ルおよび回路におけるその使用の番号が時間遅延Ｔだけ
ずれていることが判るであろう。このため、入力信号を
確立した後、最初の２つのサンプルは第１の入力を複素
乗算器１および２に与え、次の２つのサンプルが第２の
入力を２つの複素乗算器に与え、この乗算器の出力は図
５の乗算器５、６におけるスカラ乗算のため周期Ｔの分
だけ遅延する。このように、入力サンプルが逐次取得さ
れるが、新しい計算は２つの新しいサンプルが取得され
た後にのみ生じ、５番目および６番目のサンプルなどが
それぞれ受取られた時２つの最も早く取得されたサンプ
ルはもはや使用されないことが判るであろう。
【００３１】図５に示された実施例は、サンプル値の一
部が虚数値を表わすという事実について適切な配慮が保
持されることを前提とした場合、図示の如くハードウエ
アにおいて容易に実現され、あるいは簡単なコンピュー
タでプログラムとして実現される。式２および式３にお
いて、ｘ2n-2およびｘ2n-3は共役複素数サンプルであ
り、これも図５の記載に示される如くｘ上に＊により示
される。
部が虚数値を表わすという事実について適切な配慮が保
持されることを前提とした場合、図示の如くハードウエ
アにおいて容易に実現され、あるいは簡単なコンピュー
タでプログラムとして実現される。式２および式３にお
いて、ｘ2n-2およびｘ2n-3は共役複素数サンプルであ
り、これも図５の記載に示される如くｘ上に＊により示
される。
【００３２】図５において、式２乃至式５により記述さ
れるアルゴリズムを実施するための論理の流れが示され
ている。図５に示されるように、４つの複素数データ・
サンプルが、ｘn-0乃至ｘn-3の各時間間隔で提供され、
これは図６において略図的に示される。図６は、２つの
隣接する時間間隔Ｔの場合である。これらの４つのサン
プルは、連続的な複素サンプル値が時間間隔Ｔ／２の分
だけ隔てられたサンプリング時点に取得される２つの交
互のサンプル対を構成する。従って、各時間間隔Ｔは２
つの新しい複素サンプルを含むことになる。２つの新し
い複素サンプルが受取られると、２つの最も古いサンプ
ルが置換されるように全てのサンプルが割付けられる。
サンプル対は、図６に示される如く２つの異なるクロッ
クまたはサンプル・セットに対するものである。指示さ
れた共役乗算が図５の乗算器ブロック１、２において行
われ、前の時間間隔Ｔのサンプルの極座標角にわたり比
較的最近受取った複素サンプルを回転させる。予期され
るように、Ｓ１シーケンスにおけるこのような異なる回
転に対する虚部の結果は、交互に変化する数学符号を有
する。式２および式３により示されるこれらの虚部は、
Ｓ１の交番ＡＢＡＢ記号セットが受取られる時それぞれ
特定の条件を満たす。各虚部は、同じソースから１変調
周期だけ遅れた前の虚部で乗じられる、即ち、この遅れ
は図５のブロック３、４およびブロック５、６における
乗算において生じ、前に遅延された虚部により虚部の乗
算のスカラ値を得る。
れるアルゴリズムを実施するための論理の流れが示され
ている。図５に示されるように、４つの複素数データ・
サンプルが、ｘn-0乃至ｘn-3の各時間間隔で提供され、
これは図６において略図的に示される。図６は、２つの
隣接する時間間隔Ｔの場合である。これらの４つのサン
プルは、連続的な複素サンプル値が時間間隔Ｔ／２の分
だけ隔てられたサンプリング時点に取得される２つの交
互のサンプル対を構成する。従って、各時間間隔Ｔは２
つの新しい複素サンプルを含むことになる。２つの新し
い複素サンプルが受取られると、２つの最も古いサンプ
ルが置換されるように全てのサンプルが割付けられる。
サンプル対は、図６に示される如く２つの異なるクロッ
クまたはサンプル・セットに対するものである。指示さ
れた共役乗算が図５の乗算器ブロック１、２において行
われ、前の時間間隔Ｔのサンプルの極座標角にわたり比
較的最近受取った複素サンプルを回転させる。予期され
るように、Ｓ１シーケンスにおけるこのような異なる回
転に対する虚部の結果は、交互に変化する数学符号を有
する。式２および式３により示されるこれらの虚部は、
Ｓ１の交番ＡＢＡＢ記号セットが受取られる時それぞれ
特定の条件を満たす。各虚部は、同じソースから１変調
周期だけ遅れた前の虚部で乗じられる、即ち、この遅れ
は図５のブロック３、４およびブロック５、６における
乗算において生じ、前に遅延された虚部により虚部の乗
算のスカラ値を得る。
【００３３】交番Ｓ１シーケンスＡＢＡＢにおける乗算
の積に対して予期される値は、サンプルが選択される特
定の任意の位置に応じて、−１または０のいずれかであ
る。１つのチャネルにおけるブロック１、３、５および
他のチャネルにおけるブロック２、４、６からなる、図
５における前記計算のための２つの同様なチャネルが存
在することが判るであろう。チャネルは、その入力にお
いて使用されるサンプル指標により示されるクロック位
置において異なる。従って、ブロック５および６の出力
は、ブロックの１つから予期されるシーケンス−１、−
１、、、を、また他方から０、０を生じ、あるいはその
逆であり、あるいは両方のブロックが出力−０．５を有
する。ブロック７は、２つのスカラ乗算の結果を組合わ
せて式４の和ｕnを生じる。これは、Ｓ１シーケンスが
存在する限り、その出力に一連の−１、−１、、、を略
々生じる一次加算である。０より小さい発生値ｕnの連
続的カウントを保持し、これを適当な閾値カウントに対
してテストすることにより、有効Ｓ１シーケンスを検出
することができる。各時間間隔Ｔにおいて、ブロック７
の出力がブロック８における負の値についてテストされ
る。負の値が見出されるならば、カウンタ９における連
続カウントは１だけ増分されるが、そうでなければカウ
ントは０にリセットされる。任意の数の連続する負の
値、例えば０より小さい３２の時間間隔Ｔの結果が見出
されると、Ｓ１シーケンスの生起が示されることを受入
れ得る。他の非Ｓ１有効シーケンスあるいはノイズの干
渉がブロック７の出力を０より小さい予測テスト値に一
致させず、連続カウントをして０にリセットさせ、これ
によりカウンタ９におけるＳ１カウントを閾値より低く
保持する。有効Ｓ１シーケンスの終りもまた容易に検出
され、Ｓ１信号の正確な終りは大半のモデムにおける他
の事象に対して必要である。図５のブロック１１は、Ｓ
１シーケンスが検出されるブロック１０からラッチされ
た有効判定をブロック７からの値シーケンスの連続判定
と論理的に組合わせ、−１、−１、、、パターンの違法
について探し、即ち０より大きな値または０が見出され
るならば、これはＳ１シーケンスの終りを表わす。
の積に対して予期される値は、サンプルが選択される特
定の任意の位置に応じて、−１または０のいずれかであ
る。１つのチャネルにおけるブロック１、３、５および
他のチャネルにおけるブロック２、４、６からなる、図
５における前記計算のための２つの同様なチャネルが存
在することが判るであろう。チャネルは、その入力にお
いて使用されるサンプル指標により示されるクロック位
置において異なる。従って、ブロック５および６の出力
は、ブロックの１つから予期されるシーケンス−１、−
１、、、を、また他方から０、０を生じ、あるいはその
逆であり、あるいは両方のブロックが出力−０．５を有
する。ブロック７は、２つのスカラ乗算の結果を組合わ
せて式４の和ｕnを生じる。これは、Ｓ１シーケンスが
存在する限り、その出力に一連の−１、−１、、、を略
々生じる一次加算である。０より小さい発生値ｕnの連
続的カウントを保持し、これを適当な閾値カウントに対
してテストすることにより、有効Ｓ１シーケンスを検出
することができる。各時間間隔Ｔにおいて、ブロック７
の出力がブロック８における負の値についてテストされ
る。負の値が見出されるならば、カウンタ９における連
続カウントは１だけ増分されるが、そうでなければカウ
ントは０にリセットされる。任意の数の連続する負の
値、例えば０より小さい３２の時間間隔Ｔの結果が見出
されると、Ｓ１シーケンスの生起が示されることを受入
れ得る。他の非Ｓ１有効シーケンスあるいはノイズの干
渉がブロック７の出力を０より小さい予測テスト値に一
致させず、連続カウントをして０にリセットさせ、これ
によりカウンタ９におけるＳ１カウントを閾値より低く
保持する。有効Ｓ１シーケンスの終りもまた容易に検出
され、Ｓ１信号の正確な終りは大半のモデムにおける他
の事象に対して必要である。図５のブロック１１は、Ｓ
１シーケンスが検出されるブロック１０からラッチされ
た有効判定をブロック７からの値シーケンスの連続判定
と論理的に組合わせ、−１、−１、、、パターンの違法
について探し、即ち０より大きな値または０が見出され
るならば、これはＳ１シーケンスの終りを表わす。
【００３４】式１に示される形態を有する入力サンプル
から式２、式３の結果を最初に計算することにより、式
４の和を形成するためのアルゴリズムを実現するソフト
ウエア・プログラムの実現は自明であり、これ以上説明
を要さない。
から式２、式３の結果を最初に計算することにより、式
４の和を形成するためのアルゴリズムを実現するソフト
ウエア・プログラムの実現は自明であり、これ以上説明
を要さない。
【図１】記号Ａ、Ｂ、ＣおよびＤを示す極座標図におい
て４移相でキーされた記号送信ベースを示すグラフであ
る。
て４移相でキーされた記号送信ベースを示すグラフであ
る。
【図２】任意の位相角φを持つＳ１ベースバンド・シー
ケンスを受信する受信側のオシロスコープ上で時間の経
過とともに観察しうる変調複素ベースバンドＳ１シーケ
ンスを示すグラフである。
ケンスを受信する受信側のオシロスコープ上で時間の経
過とともに観察しうる変調複素ベースバンドＳ１シーケ
ンスを示すグラフである。
【図３】サンプル・シーケンスｘ2n-0、ｘ2n-1、
ｘ2n-2、ｘ2n-3を得るための複素数領域における任意の
クロック相τおよびキャリヤ相φに対する、時間間隔Ｔ
／２の４サンプリング時点における瞬間振幅を測定す
る、受信側でのＳ１シーケンスのサンプリング結果を示
すグラフである。
ｘ2n-2、ｘ2n-3を得るための複素数領域における任意の
クロック相τおよびキャリヤ相φに対する、時間間隔Ｔ
／２の４サンプリング時点における瞬間振幅を測定す
る、受信側でのＳ１シーケンスのサンプリング結果を示
すグラフである。
【図４】図３と同じ任意のキャリヤ相φを有する時、図
３と異なる任意のクロック相τで、かつ当技術で周知の
複素ベースバンド・サンプリングを用いて行なった複素
数領域における同様なサンプリング結果を示すグラフで
ある。
３と異なる任意のクロック相τで、かつ当技術で周知の
複素ベースバンド・サンプリングを用いて行なった複素
数領域における同様なサンプリング結果を示すグラフで
ある。
【図５】複素サンプルを組合わせて本発明によるＳ１シ
ーケンスの検出をもたらす結果を計算するための回路を
示す望ましい実施例を示すグラフである。
ーケンスの検出をもたらす結果を計算するための回路を
示す望ましい実施例を示すグラフである。
【図６】本発明の望ましい実施例に用いられる実部およ
び虚部における複素サンプルのタイミングおよび位置を
示す概略図である。
び虚部における複素サンプルのタイミングおよび位置を
示す概略図である。
【図７】図５の望ましい実施例において使用されるサン
プル・ストリームを提供するため使用される複素サンプ
ル装置を示す概略図である。
プル・ストリームを提供するため使用される複素サンプ
ル装置を示す概略図である。
１ 複素乗算器 ２ 複素乗算器 ３ 遅延回路 ４ 遅延回路 ５ スカラ乗算器 ６ スカラ乗算器 ７ 加算器 ８ コンパレータ ９ Ｓ１カウンタ １０ コンパレータ １１ ＡＮＤゲート １２ サンプラ １３ アナログ入力 １５ Ａ／Ｄコンバータ １６ 「ヒルバート」フィルタ対 １７ 復調器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ゴットフリード・ウンガーベック スイス国ツェーハー−8135 ラングナウ・ アー・アー、アイッヒシュトラッセ ４番 地 (72)発明者 マルコム・スコット・ウェアー アメリカ合衆国 ノースカロライナ州レイ レイ、ロックブリッジ・コート 2712番地
Claims (4)
- 【請求項１】受信したＣＣＩＴＴ標準のモデム識別信号
シーケンスを検出する方法であって、 キャリヤ変調速度τの２倍の速度で、受信したベースバ
ンド信号の振幅を複素サンプリングし、４つの連続する
サンプルｘ２ｎ−０、ｘ2n-1、ｘ2n-2、ｘ2n-3を、 【数１】 の形態で生成するステップと、 ｖcos,n及びｖsin,nが、 【数２】 である時、ｕn＝ｖcos,nｖcos,n-1＋ｖsin,nｖsin,n-1
＝［−１］に従って和ｕnを形成するステップと、 前記信号シーケンスの受信を表わす０より小さい前記和
ｕnの値の連続発生を、所定の数だけカウントするステ
ップと、 を含む、識別信号シーケンスの検出方法。 - 【請求項２】前記和の形成ステップにおいて使用できる
ように、前記サンプリングが、２つの偶数サンプルｘ
2n-0およびｘ2n-2と、２つの奇数サンプルｘ2n-1、ｘ
2n-3を選択することにより、４つの連続するサンプルｘ
nのグループ毎に、インタレースされたサンプル値の対
を形成するステップを含むことを特徴とする請求項１に
記載の方法。 - 【請求項３】前記和ｕnを形成するステップが、式ｕn＝
（１−ε）ｕn-1+ε（ｖcos,nｖcos,n-1＋ｖsin,nｖ
sin,n-1），０＜ε＜１で示されるフィルタ係数で前記
和ｕnを乗じることにより、前記和ｕnをランダム・ノイ
ズおよび歪みからフィルタリングすることを含む請求項
１または２に記載の方法。 - 【請求項４】ＣＣＩＴＴ勧告に従って、信号受信手段、
複素サンプリング手段、およびモデム識別信号シーケン
スの受信を検出する手段を有するモデム装置において、 前記サンプリング手段からベースバンド信号の複素サン
プルを受信するよう接続され、１つおきに連続する該複
素サンプルの複素積を形成する第１の乗算手段と、 前記第１の乗算手段に接続され、前記複素積の１変調間
隔Ｔの分だけ送信を遅らせる時間遅延手段と、 前記第１の乗算手段の出力と前記時間遅延手段の出力の
双方を受信するよう接続され、両者のスカラ積を生じる
第２の乗算手段と、 前記第２の乗算手段に接続され、該手段からの結果を受
信して前記スカラ積の和を生じる加算手段と、 前記加算手段に接続され、前記和が負の値であるかどう
かを決定する第１の比較手段と、 前記第１の比較装置に接続され、前記比較結果が負とな
る連続する瞬間をカウントするカウント手段と、 前記カウント手段に接続され、該カウント手段からの前
記カウントを任意の値と比較してモデム識別シーケンス
の存在を示す第２の比較手段と、 を設けてなることを特徴とするモデム装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/766,881 US5309476A (en) | 1991-09-26 | 1991-09-26 | Automode signal detection in full duplex modems |
| US766881 | 1991-09-26 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05268285A true JPH05268285A (ja) | 1993-10-15 |
| JP2522887B2 JP2522887B2 (ja) | 1996-08-07 |
Family
ID=25077812
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4215905A Expired - Lifetime JP2522887B2 (ja) | 1991-09-26 | 1992-08-13 | モデム識別信号シ―ケンスの検出方法及びモデム装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5309476A (ja) |
| EP (1) | EP0534885B1 (ja) |
| JP (1) | JP2522887B2 (ja) |
| DE (1) | DE69220169T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1989002905A1 (fr) * | 1987-09-25 | 1989-04-06 | Mitsubishi Rayon Co., Ltd. | Procede de production en continu d'un polymere granulaire et procede de regulation de la granulometrie de polymere |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2724518B1 (fr) * | 1994-09-14 | 1996-12-13 | Sgs Thomson Microelectronics | Detecteur de presence d'une sequence de signaux en modulation fsk arrivant sur un modem |
| FR2724512B1 (fr) * | 1994-09-14 | 1996-12-13 | Sgs Thomson Microelectronics | Dispositif d'identification d'une sequence predeterminee de signaux dans un modem |
| US6765955B1 (en) * | 1999-10-29 | 2004-07-20 | International Business Machines Corporation | Methods, systems and computer program products establishing a communication configuration for a modem connection to compensate for echo noise |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS55114042A (en) * | 1979-02-23 | 1980-09-03 | Nec Corp | Training sequence discrimination circuit |
| JPS6266726A (ja) * | 1985-09-18 | 1987-03-26 | Fujitsu Ltd | トレ−ニング同期方式 |
| JPS62214735A (ja) * | 1986-03-15 | 1987-09-21 | Ricoh Co Ltd | モデムのトレ−ニング検出回路 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4691342A (en) * | 1983-09-09 | 1987-09-01 | Cts Corporation | Multi-speed, full duplex modem |
| US4663766A (en) * | 1984-10-10 | 1987-05-05 | Paradyne Corporation | Method of determining automatically the rate of data signals in a modem |
| US4894847A (en) * | 1987-05-26 | 1990-01-16 | Hayes Microcomputer Products, Inc. | High speed half duplex modem with fast turnaround protocol |
| US4890316A (en) * | 1988-10-28 | 1989-12-26 | Walsh Dale M | Modem for communicating at high speed over voice-grade telephone circuits |
-
1991
- 1991-09-26 US US07/766,881 patent/US5309476A/en not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-08-13 JP JP4215905A patent/JP2522887B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1992-08-28 EP EP92480118A patent/EP0534885B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-08-28 DE DE69220169T patent/DE69220169T2/de not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0534885A3 (en) | 1993-09-29 |
| EP0534885B1 (en) | 1997-06-04 |
| DE69220169T2 (de) | 1997-12-18 |
| EP0534885A2 (en) | 1993-03-31 |
| JP2522887B2 (ja) | 1996-08-07 |
| US5309476A (en) | 1994-05-03 |
| DE69220169D1 (de) | 1997-07-10 |
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