JPH05276751A - リプル電流成分歪みを減少させ、かつゼロ電圧スイッチング能を有するパルス幅変調型直流‐直流変換器 - Google Patents
リプル電流成分歪みを減少させ、かつゼロ電圧スイッチング能を有するパルス幅変調型直流‐直流変換器Info
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- JPH05276751A JPH05276751A JP4118123A JP11812392A JPH05276751A JP H05276751 A JPH05276751 A JP H05276751A JP 4118123 A JP4118123 A JP 4118123A JP 11812392 A JP11812392 A JP 11812392A JP H05276751 A JPH05276751 A JP H05276751A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 28
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 claims abstract description 8
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 15
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 10
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 3
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 6
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 5
- 239000011162 core material Substances 0.000 description 5
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 3
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 2
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 2
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 1
- 239000000696 magnetic material Substances 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 239000013585 weight reducing agent Substances 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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-
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
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- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 リプル電流成分歪みを減少させ、かつゼロ電
圧スイッチング能を有する損失の少ないパルス幅変調型
直流‐直流変換器を経済的に構成しようとするものであ
る。 【構成】 入力電圧源１４と、エネルギー貯蔵用イン
ダクタンス１０と、キャパシタンス１６と、インダクタ
ンス１０を交互選択的に入力電圧１４及びキャパシタン
ス１６のいずれかに渡して接続するための少くとも一つ
のスイッチング回路１２と、インダクタンス１０の両端
間電圧を整流するための全波整流器２０と、ＤＣ出力電
圧を発生するために整流後の電圧をフィルタ処理するよ
うに接続されたフィルタ回路２２、２４と、及びＤＣ出
力電圧を変調するためにスイッチング回路１２の動作を
制御するための制御回路を備えたものである。
圧スイッチング能を有する損失の少ないパルス幅変調型
直流‐直流変換器を経済的に構成しようとするものであ
る。 【構成】 入力電圧源１４と、エネルギー貯蔵用イン
ダクタンス１０と、キャパシタンス１６と、インダクタ
ンス１０を交互選択的に入力電圧１４及びキャパシタン
ス１６のいずれかに渡して接続するための少くとも一つ
のスイッチング回路１２と、インダクタンス１０の両端
間電圧を整流するための全波整流器２０と、ＤＣ出力電
圧を発生するために整流後の電圧をフィルタ処理するよ
うに接続されたフィルタ回路２２、２４と、及びＤＣ出
力電圧を変調するためにスイッチング回路１２の動作を
制御するための制御回路を備えたものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、直流‐直流電力変換
器、特に、高電力密度が要求される変換器に関するもの
である。
器、特に、高電力密度が要求される変換器に関するもの
である。
【０００２】
【従来技術】電力変換器に関しては、多年にわたりその
電力密度を改善するために種々のトポロジーが開発され
てきた。これらのトポロジーの幾つかは高周波動作、高
効率、サイズ及び重量の縮小を可能にするため、スイッ
チング損失を低下し、又は除去するための手段を提供す
る。この試みの典型的なものは、例えば、Ｐ．ビンシア
レリに与えられた“ゼロ電流における順方向変換スイッ
チング”と題する米国特許第４４１５９５９号に開示さ
れた技術、すなわちエネルギー貯蔵素子のサイズを縮小
する技術がある。
電力密度を改善するために種々のトポロジーが開発され
てきた。これらのトポロジーの幾つかは高周波動作、高
効率、サイズ及び重量の縮小を可能にするため、スイッ
チング損失を低下し、又は除去するための手段を提供す
る。この試みの典型的なものは、例えば、Ｐ．ビンシア
レリに与えられた“ゼロ電流における順方向変換スイッ
チング”と題する米国特許第４４１５９５９号に開示さ
れた技術、すなわちエネルギー貯蔵素子のサイズを縮小
する技術がある。
【０００３】別の試みはまた、ヒューバート Ｃ．マー
チン，ジュニアに与えられた“低電圧及び低リプル要求
を満たすミニアチュア電源用トポロジー”と題する米国
特許第４６１８９１９号がある。この米国特許のもの
は、２基のシングルエンド（フライバック）型変換器を
結合して実効リプル周波数を上昇させ、かつエネルギー
貯蔵用素子のサイズを縮小したものである。
チン，ジュニアに与えられた“低電圧及び低リプル要求
を満たすミニアチュア電源用トポロジー”と題する米国
特許第４６１８９１９号がある。この米国特許のもの
は、２基のシングルエンド（フライバック）型変換器を
結合して実効リプル周波数を上昇させ、かつエネルギー
貯蔵用素子のサイズを縮小したものである。
【０００４】さらに、別の試みは、やはりＰ．ビンシア
レリに与えられた“シングルエンド型順方向変換器にお
ける変圧器鉄心の最適リセット法”と題する米国特許第
４４４１１４６号及びバーンに与えられた“シングルエ
ンド型完全磁化直流変換器”と題する米国特許第４８０
９１４８号があり、これらの米国特許には変換器のパワ
ー電圧特性を改善するためにスイッチング装置及び変圧
器のエネルギーを最大化することが記載されている。
レリに与えられた“シングルエンド型順方向変換器にお
ける変圧器鉄心の最適リセット法”と題する米国特許第
４４４１１４６号及びバーンに与えられた“シングルエ
ンド型完全磁化直流変換器”と題する米国特許第４８０
９１４８号があり、これらの米国特許には変換器のパワ
ー電圧特性を改善するためにスイッチング装置及び変圧
器のエネルギーを最大化することが記載されている。
【０００５】さらに、関連する事項はＰＣＩＭマガジ
ン、１９９１年１月号の第８頁において、“ゼロ電圧ス
イッチング及びコンスタントスイッチング周波数のため
の新規のＰＷＭトポロジー”と題して論述され、かつ、
ジョン Ａ．に対して与えられた米国特許第４９５９７
６４号においても開示されている。さらに、バセットは
電子要素の改善された使用及び無損失スイッチングを提
供し、これによって高周波における効率的な動作を許容
するためのトポロジーを提案している。上述した従来技
術の目的は、電力変換器の幾つかの側面について言及し
ているが、上述したすべての利点を実現するための試み
を提供するものではない。
ン、１９９１年１月号の第８頁において、“ゼロ電圧ス
イッチング及びコンスタントスイッチング周波数のため
の新規のＰＷＭトポロジー”と題して論述され、かつ、
ジョン Ａ．に対して与えられた米国特許第４９５９７
６４号においても開示されている。さらに、バセットは
電子要素の改善された使用及び無損失スイッチングを提
供し、これによって高周波における効率的な動作を許容
するためのトポロジーを提案している。上述した従来技
術の目的は、電力変換器の幾つかの側面について言及し
ているが、上述したすべての利点を実現するための試み
を提供するものではない。
【０００６】
【発明の要約】この発明は、次の特徴を含むトポロジー
を導入したものである。 −スイッチング装置及び出力整流器の双方には低電圧し
か印加しない。 −低リブル電圧であること。 −ゼロ電圧スイッチングによる固有の動作能力があるこ
と。 −回路中の磁気材料を最適利用すること。
を導入したものである。 −スイッチング装置及び出力整流器の双方には低電圧し
か印加しない。 −低リブル電圧であること。 −ゼロ電圧スイッチングによる固有の動作能力があるこ
と。 −回路中の磁気材料を最適利用すること。
【０００７】上記の基本的特徴のすべては、単一の電力
変換構造において双方向性バックブースト変換器（buck
boost converter）及びダブルエンド型バックデライブ
変換器（buck derived converter）を併合することによ
り達せられる。
変換構造において双方向性バックブースト変換器（buck
boost converter）及びダブルエンド型バックデライブ
変換器（buck derived converter）を併合することによ
り達せられる。
【０００８】
【好ましい実施例の説明】図１（ａ）に示した好ましい
実施例において、電圧源１４はトグルスイッチング装置
１２、値Ｃ1 のキャパシタ１６、及び値Ｌのインダクタ
１０より形成されたフライバック変換器に、電圧Ｖinを
印加するものである。
実施例において、電圧源１４はトグルスイッチング装置
１２、値Ｃ1 のキャパシタ１６、及び値Ｌのインダクタ
１０より形成されたフライバック変換器に、電圧Ｖinを
印加するものである。
【０００９】スイッチ１２は時間間隔ｔ1 において位置
Ａを占め、時間間隔ｔ2 に入った瞬間に位置Ｂに移動す
るものとする。このサイクルは次の数式１で与えられた
期間Ｔにおいて無限に繰り返される。
Ａを占め、時間間隔ｔ2 に入った瞬間に位置Ｂに移動す
るものとする。このサイクルは次の数式１で与えられた
期間Ｔにおいて無限に繰り返される。
【数１】
【００１０】デューティサイクルＤは次の数式２の通り
である。
である。
【数２】
【００１１】スイッチ１２のこのような作用はインダク
タ１０を交互に入力電圧源１４及びキャパシタ１６に接
続する。キャパシタ１６が時間間隔Ｔの間においてキャ
パシタ１６にかかる電圧Ｖｃ1 の変動が無視できる程度
に十分大きい値を有するものとすれば、その定常値はイ
ンダクタ１０に渡ってボルト‐秒平衡を満足しなければ
ならない。
タ１０を交互に入力電圧源１４及びキャパシタ１６に接
続する。キャパシタ１６が時間間隔Ｔの間においてキャ
パシタ１６にかかる電圧Ｖｃ1 の変動が無視できる程度
に十分大きい値を有するものとすれば、その定常値はイ
ンダクタ１０に渡ってボルト‐秒平衡を満足しなければ
ならない。
【数３】
【数４】
【００１２】数式１及び２を数式４に代入して、
【数５】
【００１３】これはバックブースト（フライバック）変
換器の一般的なＤＣ変換関数である。このフライバック
変換器の重要な特性は、スイッチ１２の双方向性に基づ
き、エネルギーを電圧源１４からキャパシタ１６へ又は
その逆の方向へとそのスイッチ位置に応じて流れ込ませ
ることである。
換器の一般的なＤＣ変換関数である。このフライバック
変換器の重要な特性は、スイッチ１２の双方向性に基づ
き、エネルギーを電圧源１４からキャパシタ１６へ又は
その逆の方向へとそのスイッチ位置に応じて流れ込ませ
ることである。
【００１４】これは図１（ｂ）に示される通り、インダ
クタ１０を流れる電流は三角波であって、平均値ゼロを
有し、その両端における電圧が正の値Ｖin負の値Ｖｃ1
を有する矩形波となる。
クタ１０を流れる電流は三角波であって、平均値ゼロを
有し、その両端における電圧が正の値Ｖin負の値Ｖｃ1
を有する矩形波となる。
【００１５】ここで、図２（ａ）を参照すると、ブリッ
ジ整流器２０、及び値Ｌｆのインダクタ２２と値Ｃｆの
キャパシタ２４より形成されるフィルタがインダクタ１
０に渡して接続され、抵抗２６がそのフィルタ出力に負
荷接続されている。負荷２６に現れる平均出力電圧Ｖｏ
は次の数式で与えられる。
ジ整流器２０、及び値Ｌｆのインダクタ２２と値Ｃｆの
キャパシタ２４より形成されるフィルタがインダクタ１
０に渡して接続され、抵抗２６がそのフィルタ出力に負
荷接続されている。負荷２６に現れる平均出力電圧Ｖｏ
は次の数式で与えられる。
【数６】 すなわち、
【数７】
【００１６】図２（ａ）の回路は本発明の原理的特徴を
示すものであるが、数式７はそのＤＣ変換特性、すなわ
ち入力電圧及び動作デューティサイクルの関数としての
その出力電圧の値を示している。
示すものであるが、数式７はそのＤＣ変換特性、すなわ
ち入力電圧及び動作デューティサイクルの関数としての
その出力電圧の値を示している。
【００１７】スイッチ１２は双方向性フライバック変換
器を駆動するだけでなく、インダクタ１０に並列接続さ
れた回路に関するダブルエンド型変換器として作動し、
数式７により与えられる出力電圧を発生する。全波整流
器２０を含む図２（ａ）の負荷回路の導入は、フィルタ
インダクタ２２およびキャパシタ２４と負荷抵抗２６が
後述の如くフライバックインダクタ１０における電流を
変換するものである。
器を駆動するだけでなく、インダクタ１０に並列接続さ
れた回路に関するダブルエンド型変換器として作動し、
数式７により与えられる出力電圧を発生する。全波整流
器２０を含む図２（ａ）の負荷回路の導入は、フィルタ
インダクタ２２およびキャパシタ２４と負荷抵抗２６が
後述の如くフライバックインダクタ１０における電流を
変換するものである。
【００１８】フライバックインダクタ１０はその電流ｉ
L にリプルが生じない程度に十分大きい値を有し、間隔
ｔ2 においてこの電流はキャパシタ１６から放出される
ものとする。その結果、フライバックインダクタ１０に
かかるボルト‐秒平衡は、その中にＤＣ電流レベルを確
立させ、これによってキャパシタ１６の電圧を数式５に
より与えられた値に維持する。中間負荷及び全負荷の下
におけるインダクタ１０の電流は図２（ｂ）に示されて
いる。後に示す通り、ΔＩLPTPが出力電流Ｉｏの２倍で
あるような状況は、ゼロ電圧スイッチング動作にとって
特に重要である。図２（ａ）の回路がそのように用いら
れるとしても、出力電圧が入力回路から切り離され、も
しくは少くとも同一基準値に対して照合されるような回
路設計とすれば、より広範な応用が可能となる。
L にリプルが生じない程度に十分大きい値を有し、間隔
ｔ2 においてこの電流はキャパシタ１６から放出される
ものとする。その結果、フライバックインダクタ１０に
かかるボルト‐秒平衡は、その中にＤＣ電流レベルを確
立させ、これによってキャパシタ１６の電圧を数式５に
より与えられた値に維持する。中間負荷及び全負荷の下
におけるインダクタ１０の電流は図２（ｂ）に示されて
いる。後に示す通り、ΔＩLPTPが出力電流Ｉｏの２倍で
あるような状況は、ゼロ電圧スイッチング動作にとって
特に重要である。図２（ａ）の回路がそのように用いら
れるとしても、出力電圧が入力回路から切り離され、も
しくは少くとも同一基準値に対して照合されるような回
路設計とすれば、より広範な応用が可能となる。
【００１９】図３（ａ）に示すような回路は、一次及び
二次巻線が電気的に分離された、いわゆる分離変圧器３
０を用いて整流器ブリッジ２０、フィルタ２２〜２４、
及び負荷２６を、相互結合によりフライバックインダク
タ１０に渡して接続し、構成されたものである。
二次巻線が電気的に分離された、いわゆる分離変圧器３
０を用いて整流器ブリッジ２０、フィルタ２２〜２４、
及び負荷２６を、相互結合によりフライバックインダク
タ１０に渡して接続し、構成されたものである。
【００２０】この点において、インダクタ１０を除去し
て変圧器３０の一次巻線３２の磁化インダクタンスと置
換することにより、重要な単純化を達成することができ
る。但し、変圧器はそのコアにギャップ形成した後、前
述したＤＣ電流の確立に基づいて生ずるＤＣ磁束を支持
するようなコア材料を用いたものである。変圧器３０は
オートトランスとして設計され、かつ２以上の出力電圧
が要求される場合には中間タップ付き二次巻線もしくは
複数二次巻線を有するものとし、構成し得ることは当業
者にとって自明であろう。
て変圧器３０の一次巻線３２の磁化インダクタンスと置
換することにより、重要な単純化を達成することができ
る。但し、変圧器はそのコアにギャップ形成した後、前
述したＤＣ電流の確立に基づいて生ずるＤＣ磁束を支持
するようなコア材料を用いたものである。変圧器３０は
オートトランスとして設計され、かつ２以上の出力電圧
が要求される場合には中間タップ付き二次巻線もしくは
複数二次巻線を有するものとし、構成し得ることは当業
者にとって自明であろう。
【００２１】この発明の利点を従来技術のものと対比す
るために図３（ｂ）に示した好ましい実施例を、例えば
米国特許第４４４１１４６号において開示されたような
従来型回路と比較する。ここでは２個のＭＯＳトランジ
スタ３４及び３６を用い、これらを二つの補数信号によ
り駆動し、トランジスタ３４が“オン”であるときはト
ランジスタ３６を“オフ”とし、及びその逆の状態とな
るように駆動されるものである。さらに、交差導通を避
けるため、一方のトランジスタのターンオフと他方のト
ンジスタのターンオンとの間に短い遅延時間を形成す
る。この遅延は上述したような動作に影響を与えるもの
ではない。すなわち、トランジスタ３４がオフに転じら
れるときはフライバックインダクタ（ここでは、変圧器
３０の分路インダクタンス）の電流がトランジスタ３６
のボディダイオードを通じて自走（フリーホイール）
し、トランジスタ３６がオフに転じられるときも同様に
他方のトランジスタに関する自走が使用されるためであ
る。
るために図３（ｂ）に示した好ましい実施例を、例えば
米国特許第４４４１１４６号において開示されたような
従来型回路と比較する。ここでは２個のＭＯＳトランジ
スタ３４及び３６を用い、これらを二つの補数信号によ
り駆動し、トランジスタ３４が“オン”であるときはト
ランジスタ３６を“オフ”とし、及びその逆の状態とな
るように駆動されるものである。さらに、交差導通を避
けるため、一方のトランジスタのターンオフと他方のト
ンジスタのターンオンとの間に短い遅延時間を形成す
る。この遅延は上述したような動作に影響を与えるもの
ではない。すなわち、トランジスタ３４がオフに転じら
れるときはフライバックインダクタ（ここでは、変圧器
３０の分路インダクタンス）の電流がトランジスタ３６
のボディダイオードを通じて自走（フリーホイール）
し、トランジスタ３６がオフに転じられるときも同様に
他方のトランジスタに関する自走が使用されるためであ
る。
【００２２】参考として、米国特許第４４４１１４６号
の図４（ｅ）に示された回路を、ここでは図３（ｃ）に
おいて示すものとする。これは幾つかの具体例のうちの
１つである。回路要素３８及び４０は変圧器のコアをリ
セットする“磁化電流ミラー”を形成する。この場合に
おいて、変圧器４２の磁化インダクタンスは有用な目的
を満たすものではない。多分、この磁化インダクタンス
は磁化電流を極小化するため、可能な最大値に維持さ
れ、したがって、本発明の回路とは逆に何らかの動作状
態におけるコア磁束から何分かのＤＣ成分を除去するも
のである。回路はさもなければシングルエンド型順方向
変換器であり、次のような出力電圧を発生する。
の図４（ｅ）に示された回路を、ここでは図３（ｃ）に
おいて示すものとする。これは幾つかの具体例のうちの
１つである。回路要素３８及び４０は変圧器のコアをリ
セットする“磁化電流ミラー”を形成する。この場合に
おいて、変圧器４２の磁化インダクタンスは有用な目的
を満たすものではない。多分、この磁化インダクタンス
は磁化電流を極小化するため、可能な最大値に維持さ
れ、したがって、本発明の回路とは逆に何らかの動作状
態におけるコア磁束から何分かのＤＣ成分を除去するも
のである。回路はさもなければシングルエンド型順方向
変換器であり、次のような出力電圧を発生する。
【数８】
【００２３】数式８は変圧器４２において単位巻数比を
有するものとする。
有するものとする。
【００２４】変換器はデューティサイクルＤmax 〜Ｄmi
n に対応する入力電圧範囲Ｖin(min) 〜Ｖin(max) に渡
って動作し、フィルタインダクタンスの両端に現れるリ
プル電圧は、次のような最大ピークツーピーク値を有す
るものとする。
n に対応する入力電圧範囲Ｖin(min) 〜Ｖin(max) に渡
って動作し、フィルタインダクタンスの両端に現れるリ
プル電圧は、次のような最大ピークツーピーク値を有す
るものとする。
【数９】
【００２５】図３（ｂ）に示された本発明の変換器にお
いて、ピークツーピークリプルはトランジスタ３４の導
通期間中における二次電圧とトランジスタ３６の導通期
間中における二次電圧との差となる。等しい入力電圧範
囲及び等しい出力電圧において、変圧器巻数比は０．５
（数式７参照）でなければならない。ピークツーピーク
電圧は次の通りである。
いて、ピークツーピークリプルはトランジスタ３４の導
通期間中における二次電圧とトランジスタ３６の導通期
間中における二次電圧との差となる。等しい入力電圧範
囲及び等しい出力電圧において、変圧器巻数比は０．５
（数式７参照）でなければならない。ピークツーピーク
電圧は次の通りである。
【数１０】 すなわち、
【数１１】
【００２６】電圧の値はデューティサイクルの関数であ
り、それはＤ＝０．５においてゼロになることは明らか
である。さらに、Ｄの実用的範囲が０．３５〜０．７
（２：１の入力電圧範囲）とすれば、最大ピークツーピ
ーク電圧は最大入力電圧において生じ、次のような値を
もつ。
り、それはＤ＝０．５においてゼロになることは明らか
である。さらに、Ｄの実用的範囲が０．３５〜０．７
（２：１の入力電圧範囲）とすれば、最大ピークツーピ
ーク電圧は最大入力電圧において生じ、次のような値を
もつ。
【数１２】
【００２７】この値はＶｐｔｐ(FWD) ／Ｖｐｔｐ(new)
＝４．３３という係数改善を達成したことを表わしてい
る。この結果の意味は、フィルタインダクタが同じ入力
電圧範囲及びデューティサイクルにおいて動作する従前
の変換器に比して、本発明の回路においては出力回路中
の等しいピークツーピークリプル電流について係数４．
３３だけ減少させ得たということである。
＝４．３３という係数改善を達成したことを表わしてい
る。この結果の意味は、フィルタインダクタが同じ入力
電圧範囲及びデューティサイクルにおいて動作する従前
の変換器に比して、本発明の回路においては出力回路中
の等しいピークツーピークリプル電流について係数４．
３３だけ減少させ得たということである。
【００２８】本発明の回路のさらなる実験は、その他の
重要な特性をも示している。すなわち、値Ｃｓ1 のキャ
パシタ４４と値Ｃｓ2 のキャパシタ４６をトランジスタ
３４及び３６に接続することにより、スイッチに流れる
電流がゼロとなり、見かけ上、ターンオフ損失を除去し
得るまでターンオフ時のスイッチにかかる電圧上昇を遅
延させることができる。
重要な特性をも示している。すなわち、値Ｃｓ1 のキャ
パシタ４４と値Ｃｓ2 のキャパシタ４６をトランジスタ
３４及び３６に接続することにより、スイッチに流れる
電流がゼロとなり、見かけ上、ターンオフ損失を除去し
得るまでターンオフ時のスイッチにかかる電圧上昇を遅
延させることができる。
【００２９】さらに、負荷電流がボディダイオード（す
なわち、ＭＯＳＦＥＴ以外の装置が用いられた場合にお
いて、スイッチと並列に接続されたダイオード）により
クランプされるまでトランジスタのターンオンを遅延さ
せることにより、装置に渡して接続されたキャパシタは
負荷電流により充放電され、これによってスイッチのタ
ーンオン損失を除去するものである。
なわち、ＭＯＳＦＥＴ以外の装置が用いられた場合にお
いて、スイッチと並列に接続されたダイオード）により
クランプされるまでトランジスタのターンオンを遅延さ
せることにより、装置に渡して接続されたキャパシタは
負荷電流により充放電され、これによってスイッチのタ
ーンオン損失を除去するものである。
【００３０】これらの動作条件を達するため、回路素子
には幾つかの強制が加えられる。
には幾つかの強制が加えられる。
【００３１】一つの最適性能を得るためには次のような
強制が加えられる。
強制が加えられる。
【数１３】
【００３２】この式は次のようなＬmag の計算を許容す
るものである。
るものである。
【数１４】 ここに、Ｉ´Ｏmax は変圧器３０の一次巻線に反映され
た出力電流の値である。この強制は変圧器３の磁化電流
を全負荷においてゼロ〜２Ｉ´Ｏmax （図４（ａ）参
照）の間に変化させるとともに、無負荷において−Ｉ´
Ｏmax 〜＋Ｉ´Ｏmax の間に変化させる。
た出力電流の値である。この強制は変圧器３の磁化電流
を全負荷においてゼロ〜２Ｉ´Ｏmax （図４（ａ）参
照）の間に変化させるとともに、無負荷において−Ｉ´
Ｏmax 〜＋Ｉ´Ｏmax の間に変化させる。
【００３３】図４（ｂ）及び４（ｃ）に示す通り、Ｑ1
トランジスタ３４のターンオフの瞬間における電流は無
負荷におけるＩ´Ｏmax から全負荷における３Ｉ´Ｏma
x に変化し、Ｑ2 トランジスタ３６のターンオフ時にお
いては常にＩ´Ｏmax に等しい値となる。これらの回路
はトランジスタの導通と導通の間のデッドタイム間隔中
の充放電キャパシタ４４及び４６に適用される。
トランジスタ３４のターンオフの瞬間における電流は無
負荷におけるＩ´Ｏmax から全負荷における３Ｉ´Ｏma
x に変化し、Ｑ2 トランジスタ３６のターンオフ時にお
いては常にＩ´Ｏmax に等しい値となる。これらの回路
はトランジスタの導通と導通の間のデッドタイム間隔中
の充放電キャパシタ４４及び４６に適用される。
【００３４】図４（ｄ）は変圧器３０の一次巻線８２の
電流を示している。
電流を示している。
【００３５】図５（ａ）及び５（ｂ）はそれぞれ無負荷
及び全負荷における図３のＡ点における電圧を示してい
る。無負荷では最少の電流が生ずるため、変圧器の一次
電流は成立可能なデッドタイム中の無負荷時におけるキ
ャパシタを充電することができ、キャパシタの値及びデ
ッドタイムに対する制約は無負荷条件により決定され
る。
及び全負荷における図３のＡ点における電圧を示してい
る。無負荷では最少の電流が生ずるため、変圧器の一次
電流は成立可能なデッドタイム中の無負荷時におけるキ
ャパシタを充電することができ、キャパシタの値及びデ
ッドタイムに対する制約は無負荷条件により決定され
る。
【数１５】 ここに、ｔd はトランジスタ３４及び３６の導通と導通
の間のデッドタイムであり、ΔＶmax は図３の点におけ
る電圧の最大ピークツーピーク値であり、この電圧の値
は次の数式１６により与えられる。
の間のデッドタイムであり、ΔＶmax は図３の点におけ
る電圧の最大ピークツーピーク値であり、この電圧の値
は次の数式１６により与えられる。
【数１６】
【００３６】この値は入力電圧範囲及び最大デューティ
サイクルに依存することは明らかである。
サイクルに依存することは明らかである。
【００３７】２倍の入力電圧範囲及び０．７の最大デュ
ーティサイクルの場合Ｖmax は最少入力電圧において発
生し、３．３３３Ｖinmin に等しくなる。
ーティサイクルの場合Ｖmax は最少入力電圧において発
生し、３．３３３Ｖinmin に等しくなる。
【００３８】数式１５は我々にキャパシタの値かデッド
タイムｔd の値のいずれかを任意に選択せしめるもので
ある。例えば、高周波において動作するときはトランジ
スタ自体のドレイン‐ソースキャパシタンスを用いるこ
とによりゼロ電圧スイッチングを達成することが好まし
い。
タイムｔd の値のいずれかを任意に選択せしめるもので
ある。例えば、高周波において動作するときはトランジ
スタ自体のドレイン‐ソースキャパシタンスを用いるこ
とによりゼロ電圧スイッチングを達成することが好まし
い。
【００３９】数式１５において、キャパシタンスの値を
置換することにより、我々はゼロ電圧スイッチングを確
保するために必要な値ｔd を見いだすことができる。あ
る種の場合において、トランジスタ３４及び３６の自己
キャパシタンスもしくは寄生キャパシタンス値が専用キ
ャパシタ４４及び４６を不要とする場合があり得る。変
換器はトランジスタ３４及び３６の自己キャパシタンス
を用いた場合においてもゼロスイッチング損失において
動作し得る。また、変圧器のピークツーピーク磁化電流
を反映負荷電流（式１３）の２倍以上もしくは未満のい
ずれかとすることにより、スイッチ及び変圧器一次巻線
の導通損失を増大させるか、又は全負荷に達するまでの
ゼロ電圧スイッチングを失うかのいずれかを選択する。
しかしながら、経済的及びその他の損失はこれらの制約
を取り除き、効果的な改良部分のみが達せられる。
置換することにより、我々はゼロ電圧スイッチングを確
保するために必要な値ｔd を見いだすことができる。あ
る種の場合において、トランジスタ３４及び３６の自己
キャパシタンスもしくは寄生キャパシタンス値が専用キ
ャパシタ４４及び４６を不要とする場合があり得る。変
換器はトランジスタ３４及び３６の自己キャパシタンス
を用いた場合においてもゼロスイッチング損失において
動作し得る。また、変圧器のピークツーピーク磁化電流
を反映負荷電流（式１３）の２倍以上もしくは未満のい
ずれかとすることにより、スイッチ及び変圧器一次巻線
の導通損失を増大させるか、又は全負荷に達するまでの
ゼロ電圧スイッチングを失うかのいずれかを選択する。
しかしながら、経済的及びその他の損失はこれらの制約
を取り除き、効果的な改良部分のみが達せられる。
【００４０】図１（ａ）、２（ａ）及び３（ｂ）の構成
に対して回路理論の規則を適用することにより、従来技
術における関連回路をそのトポロジー理論又はオペレー
ションモードを代えることなく変形することができる。
例えば、図６に示すように、二つの一次巻線６０及び６
２を用いることにより、回路は二つのスイッチが同一点
を基準とするように変形することができる。
に対して回路理論の規則を適用することにより、従来技
術における関連回路をそのトポロジー理論又はオペレー
ションモードを代えることなく変形することができる。
例えば、図６に示すように、二つの一次巻線６０及び６
２を用いることにより、回路は二つのスイッチが同一点
を基準とするように変形することができる。
【００４１】図７は本発明の別の実施例を示すものであ
る。特に、出力回路は二つの磁気的に分離されたインダ
クタ７０及び７２を含んでおり、これらインダクタの各
々は図１（ａ）のインダクタ１０の値の１／２、すなわ
ちＬ／２の値を有する。インダクタ７０及び７２はダイ
オード７４及び７６と直列接続されている。キャパシタ
７８とインダクタの共通端子とダイオードの共通端子と
の間に接続されている。したがって、出力回路は２個の
整流器７４及び７６とキャパシタ７８を用いることによ
り、全波整流するようになっている。図７において負荷
にかかる出力電圧は図２（ａ）の出力回路により達せら
れた電圧Ｖo の値の半分である。図７の出力回路の利点
は全波ブリッジ整流器を用いる代わりに２個の整流器の
みを用いるとである。また、別の利点はフライバック変
換インダクタ及び出力電圧のための出力フィルタインダ
クタとしてインダクタ７０及び７２を用いることであ
る。出力回路はザイエルセンに与えられた米国特許第４
８９９２７１号において開示された回路と同様である。
る。特に、出力回路は二つの磁気的に分離されたインダ
クタ７０及び７２を含んでおり、これらインダクタの各
々は図１（ａ）のインダクタ１０の値の１／２、すなわ
ちＬ／２の値を有する。インダクタ７０及び７２はダイ
オード７４及び７６と直列接続されている。キャパシタ
７８とインダクタの共通端子とダイオードの共通端子と
の間に接続されている。したがって、出力回路は２個の
整流器７４及び７６とキャパシタ７８を用いることによ
り、全波整流するようになっている。図７において負荷
にかかる出力電圧は図２（ａ）の出力回路により達せら
れた電圧Ｖo の値の半分である。図７の出力回路の利点
は全波ブリッジ整流器を用いる代わりに２個の整流器の
みを用いるとである。また、別の利点はフライバック変
換インダクタ及び出力電圧のための出力フィルタインダ
クタとしてインダクタ７０及び７２を用いることであ
る。出力回路はザイエルセンに与えられた米国特許第４
８９９２７１号において開示された回路と同様である。
【００４２】図８は本発明のさらに別の実施例を示すも
のである。この出力回路は２個の分離インダクタ８２及
び８４を備え、そのインダクタの各々は図１（ａ）にお
けるインダクタ１０の値の半分、すなわちＬ／２の値で
ある。インダクタ８２及び８４の各々は分離巻線８２ａ
及び８４ａを有する。インダクタ８２及び８４の各々は
低い磁化インダクタンスを有する。分離巻線８２ａ及び
８４ａはそれらの両端においてダイオード８０及び８６
と直列に接続される。キャパシタ８８は分離巻線の共通
端子とダイオードの共通端子との間に接続される。負荷
９０はキャパシタ８８と並列に接続される。したがっ
て、この出力回路は２個の整流器８０及び８６とキャパ
シタ８８を用いた全波整流器を構成するものである。出
力回路は図３（ｂ）及び図６に示した出力回路において
用いたような中間タップを必要とすることなく分離及び
電圧変換機能を提供するものである。図８に示した出力
回路のトポロジーは全波整流及び電気的分離を必要とす
る多くの利用分野において独立して用いることができ
る。
のである。この出力回路は２個の分離インダクタ８２及
び８４を備え、そのインダクタの各々は図１（ａ）にお
けるインダクタ１０の値の半分、すなわちＬ／２の値で
ある。インダクタ８２及び８４の各々は分離巻線８２ａ
及び８４ａを有する。インダクタ８２及び８４の各々は
低い磁化インダクタンスを有する。分離巻線８２ａ及び
８４ａはそれらの両端においてダイオード８０及び８６
と直列に接続される。キャパシタ８８は分離巻線の共通
端子とダイオードの共通端子との間に接続される。負荷
９０はキャパシタ８８と並列に接続される。したがっ
て、この出力回路は２個の整流器８０及び８６とキャパ
シタ８８を用いた全波整流器を構成するものである。出
力回路は図３（ｂ）及び図６に示した出力回路において
用いたような中間タップを必要とすることなく分離及び
電圧変換機能を提供するものである。図８に示した出力
回路のトポロジーは全波整流及び電気的分離を必要とす
る多くの利用分野において独立して用いることができ
る。
【００４３】以上説明した通り、本発明は従来技術によ
る変換器を上回る重要な利点を有するものであるが、さ
らにスイッチング装置に低電圧しか加えないというだけ
でなく、すべての負荷条件において広いデューティサイ
クル範囲とゼロ電圧スイッチングを提供するものであ
り、特に、従来技術に比して出力リプルの減少という経
済的な効果をもたらしたことは特筆すべきである。
る変換器を上回る重要な利点を有するものであるが、さ
らにスイッチング装置に低電圧しか加えないというだけ
でなく、すべての負荷条件において広いデューティサイ
クル範囲とゼロ電圧スイッチングを提供するものであ
り、特に、従来技術に比して出力リプルの減少という経
済的な効果をもたらしたことは特筆すべきである。
【図１】（ａ）部分は本発明の一実施例における特徴を
示す単純化された回路図であり、（ｂ）部分はその
（ａ）部分の回路各部における波形を示す線図である。
示す単純化された回路図であり、（ｂ）部分はその
（ａ）部分の回路各部における波形を示す線図である。
【図２】（ａ）部分は本発明の別の実施例における特徴
を示す回路線図であり、（ｂ）部分はその（ａ）部分の
各回路要素の波形を示す線図である。
を示す回路線図であり、（ｂ）部分はその（ａ）部分の
各回路要素の波形を示す線図である。
【図３】（ａ）部分は本発明のさらに別の実施例の特徴
を示す回路線図であり、（ｂ）部分はさらに別の実施例
を示す回路線図であり、（ｃ）部分は従来のトポロジー
による回路構成図である。
を示す回路線図であり、（ｂ）部分はさらに別の実施例
を示す回路線図であり、（ｃ）部分は従来のトポロジー
による回路構成図である。
【図４】（ａ）部分は図３（ｂ）の回路における全負荷
及び無負荷条件での磁化電流を示す波形図であり、
（ｂ）及び（ｃ）部分は図３（ｂ）におけるスイッチン
グトランジスタ電流を示す波形図であり、（ｄ）部分は
図３（ｂ）における一次巻線３２の電流を示す波形図で
ある。
及び無負荷条件での磁化電流を示す波形図であり、
（ｂ）及び（ｃ）部分は図３（ｂ）におけるスイッチン
グトランジスタ電流を示す波形図であり、（ｄ）部分は
図３（ｂ）における一次巻線３２の電流を示す波形図で
ある。
【図５】（ａ）部分は無負荷時における図３（ａ）又は
３（ｂ）のＡ点の波形図であり、（ｂ）部分は全負荷時
における図３（ａ）又は３（ｂ）のＡ点における波形図
である。
３（ｂ）のＡ点の波形図であり、（ｂ）部分は全負荷時
における図３（ａ）又は３（ｂ）のＡ点における波形図
である。
【図６】本発明の別の実施例を示す回路線図である。
【図７】本発明のさらに別の実施例を示す回路線図であ
る。
る。
【図８】本発明のいま一つの実施例を示す回路線図であ
る。
る。
１０、２２、７０、７２、８２、８４ インダクタ １２ スイッチ １４ 電圧源 １６、２４、４４、４６、７８、８８ キャパシタ ２０ ブリッジ整流器 ２６ 抵抗 ３０ 分離変圧器 ３２、６０、６２、８２ 一次巻線 ３４、３６ ＭＯＳトランジスタ ３８、４０ 回路要素 ４２ 変圧器 ７４、７６、８０、８６ ダイオード
Claims (29)
- 【請求項１】 入力電圧源と、 エネルギー貯蔵用インダクタンスと、 キャパシタンスと、 前記インダクタンスを交互選択的に前記入力電圧及び前
記キャパシタンスのいずれかに渡して接続するための少
くとも一つのスイッチング回路と、 前記インダクタンスの両端間電圧を整流するための全波
整流器と、 ＤＣ出力電圧を発生するために前記整流された電圧をフ
ィルタ処理するように接続されたフィルタ回路、及び前
記ＤＣ出力電圧を変調するために前記スイッチング回路
の動作を制御するための制御回路を備えたことを特徴と
する直流‐直流変換器。 - 【請求項２】 前記フィルタ回路が、フィルタインダク
タンス及びフィルタキャパシタを含むことを特徴とする
請求項１記載の変換器。 - 【請求項３】 前記スイッチング回路は二つのスイッチ
ング装置であって、それが閉じられたとき前記エネルギ
ー貯蔵用インダクタンスを前記入力電圧に渡して接続す
るための第１のスイッチング装置と、それが閉じられた
とき前記エネルギー貯蔵用インダクタンスを前記キャパ
シタンスに渡して接続するための第２のスイッチング装
置を含むことを特徴とする請求項１記載の変換器。 - 【請求項４】 前記制御回路が前記二つのスイッチング
装置を駆動することにより、（ａ）前記第１のスイッチ
ング装置をオンに転じるとともに、第２のスイッチング
装置をオフに転じ、（ｂ）前記第１のスイッチング装置
をオフに転じるとともに、このスイッチング装置及び前
記第２のスイッチング装置の双方を短いデッドタイム間
隔だけオフに維持し、（ｃ）前記第２のスイッチング装
置をオンに転じるとともに、前記第１のスイッチング装
置をオフに転じ、（ｄ）前記第２のスイッチング装置を
オフに転じるとともに、このスイッチング装置及び前記
第１のスイッチング装置の双方を再び短いデッドタイム
間隔だけオフに維持し、さらに、（ｅ）上記４段階を周
期的に繰返す、ことを特徴とする請求項３記載の変換
器。 - 【請求項５】 前記変換器がさらに、前記スイッチング
装置の少くとも一方と並列接続されたキャパシタンスを
含み、これによって前記一方のスイッチング装置にかか
る電圧がそのターンオン又はオフに先立って実質的にゼ
ロとなるようにしたことを特徴とする請求項４記載の変
換器。 - 【請求項６】 前記キャパシタンスが前記電子スイッチ
ング装置の自己キャパシタンスを含むものであることを
特徴とする請求項５記載の変換器。 - 【請求項７】 入力電圧源と、前記入力電圧原に結合さ
れたキャパシタンス、及びインダクタンスを有する直流
‐直流変換器において出力パワーを調整する方法であっ
て、 前記インダクタンスを、スイッチング回路を介して交互
選択的に前記入力電圧源及び前記キャパシタンスのいず
れかに渡して接続する段階と、 前記インダクタンスの両端間電圧を全波整流する段階
と、 ＤＣ出力電圧を発生するために前記整流された電圧をフ
ィルタ処理する段階、及び前記ＤＣ出力電圧を変調する
ために前記スイッチング回路の動作を制御する段階、 を含むことを特徴とする直流‐直流変換器の出力パワー
調整方法。 - 【請求項８】 前記フィルタ処理の段階が前記整流され
た電圧をフィルタインダクタンス及びフィルタキャパシ
タに印加する段階を含むことを特徴とする請求項７記載
の方法。 - 【請求項９】 前記インダクタンスを交互選択的に接続
する段階が、 二つのスイッチング装置を前記インダクタンスに渡して
結合する段階と、 第１のスイッチング装置を閉じて前記エネルギー貯蔵用
インダクタンスを前記入力電圧源に渡して接続する段
階、及び第２のスイッチング装置を閉じて前記エネルギ
ー貯蔵用インダクタンスを前記キャパシタンスに渡して
接続する段階を含むことを特徴とする請求項８記載の方
法。 - 【請求項１０】 前記スイッチング回路を制御する段階
が、 （ａ）前記第１のスイッチング装置をオンに転じるとと
もに、前記第２のスイッチング装置をオフに転じ、 （ｂ）前記第１のスイッチング装置をオフに転じるとと
もに、第２のスイッチング装置を短いデッドタイム間隔
だけオフに維持し、 （ｃ）前記第２のスイッチング装置をオンに転じるとと
もに、前記第１のスイッチング装置をオフに転じ、 （ｄ）前記第２のスイッチング装置をオフに転じるとと
もに、前記第１のスイッチング装置を短いデッドタイム
間隔だけオフに維持し、さらに、 （ｅ）前記の各段階（ａ）〜（ｄ）を周期的に繰返す、
ものであることを特徴とする請求項９記載の方法。 - 【請求項１１】 前記方法がさらに、前記スイッチング
装置と並列にキャパシンタスを結合することにより、前
記スイッチング装置がオン又はオフに転じられる前にそ
れらのスイッチにかかる電圧を実質的にゼロまで低下さ
せる段階を含むことング特徴とする請求項９記載の方
法。 - 【請求項１２】 入力電圧源と、 キャパシタンスと、 出力回路と、 前記出力回路を交互選択的に前記入力電圧源及び前記キ
ャパシタンスに渡して接続するためのスイッチング回路
とを備え、 前記出力回路がさらに、 前記スイッチング回路の出力に結合されるとともに両端
においてそれぞれ少くとも一つの整流器に接続されたイ
ンダクタンスを含み、各少くとも一つの前記整流器の第
２の端子を互いに接続して共通点を形成し、前記インダ
クタンスの中間点及び前記共通点に渡して一つのキャパ
シタンス及び負荷端子を接続したものである、 ことを特徴とする直流直流変換器。 - 【請求項１３】 前記インダクタンスが前記中間点を形
成するために直列接続された第１及び第２のインダクタ
ンスからなることを特徴とする請求項１２記載の変換
器。 - 【請求項１４】 前記第１及び第２のインダクタンスが
実質上等しい値を有するものであることを特徴とする請
求項１２記載の変換器。 - 【請求項１５】 前記スイッチング回路が二つの電子ス
イッチング装置であって、それが閉じられたとき前記出
力回路を前記入力電圧源に渡して接続するための第１の
スイッチング装置、及びそれが閉じられたとき前記出力
回路を前記キャパシタンスに渡して接続するための第２
のスイッチング装置を含むものであることを特徴とする
請求項１４記載の変換器。 - 【請求項１６】 前記スイッチング回路が前記二つのス
イッチング装置を駆動することにより、（ａ）前記第１
のスイッチング装置をオンに転じるとともに、第２のス
イッチング装置をオフに転じ、（ｂ）前記第１のスイッ
チング装置をオフに転じるとともに、このスイッチング
装置及び前記第２のスイッチング装置の双方を短いデッ
ドタイム間隔だけオフに維持し、（ｃ）前記第２のスイ
ッチング装置をオンに転じるとともに、前記第１のスイ
ッチング装置をオフに転じ、（ｄ）前記第２のスイッチ
ング装置をオフに転じるとともに、このスイッチング装
置及び前記第１のスイッチング装置の双方を再び短いデ
ッドタイム間隔だけオフに維持し、さらに、（ｅ）前記
（ａ）〜（ｄ）の駆動状態を周期的に繰返す、ようにし
たことを特徴とする請求項１５記載の変換器。 - 【請求項１７】 前記変換器がさらに、前記スイッチン
グ装置の少くとも一方に並列接続されたキャパシタンス
を含み、これによって前記スイッチング装置にかかる電
圧をそのターンオン又はオフに先立って実質上ゼロまで
低下させるようにしたことを特徴とする請求項１６記載
の変換器。 - 【請求項１８】 前記スイッチング装置に並列接続され
たキャパシタンスが前記電子スイッチング装置の自己キ
ャパシタンスを含むものであることを特徴とする請求項
１７記載の変換器。 - 【請求項１９】 入力電圧源と、 キャパシタンスと、 出力回路と、 前記出力回路を交互選択的に前記入力電圧源及び前記キ
ャパシタンスのいずれかに渡して接続するためのスイッ
チング回路とを備え、 前記出力回路がさらに、 前記スイッチング回路の出力と直列に接続された第１及
び第２のインダクタンスと、 前記第１及び第２のインダクタンスに渡して相互結合さ
れ、かつ互いに直列接続された分離巻線により形成され
た第３及び第４のインダクタンスであって、その両端に
おいて全波整流を行うための少くとも一つの整流器にそ
れぞれ接続されたものを含み、各少くとも一つの前記整
流器の第２の端子を互いに接続して共通点を形成し、こ
の共通点及び前記第３及び第４のインダクタンスの中間
点に渡して一つのキャパシタンス及び負荷端子を接続し
たものである、 ことを特徴とする直流‐直流変換器。 - 【請求項２０】 前記第１及び第２のインダクタンスが
実質上等しい値であることを特徴とする請求項１９記載
の変換器。 - 【請求項２１】 前記第３及び第４のインダクタンスが
実質上等しい値であることを特徴とする請求項２０記載
の変換器。 - 【請求項２２】 前記スイッチング回路が二つの電子ス
イッチング装置であって、それが閉じられたとき前記出
力回路を前記入力電圧源に渡して接続するための第１の
スイッチング装置、及びそれが閉じられたとき前記出力
回路を前記キャパシタンスに渡して接続するための第２
のスイッチング装置を含むことを特徴とする請求項２１
記載の変換器。 - 【請求項２３】 前記スイッチング回路が前記二つのス
イッチング装置を駆動することにより、（ａ）前記第１
のスイッチング装置をオンに転じるとともに、第２のス
イッチング装置をオフに転じ、（ｂ）前記第１のスイッ
チング装置をオフに転じるとともに、このスイッチング
装置及び前記第２のスイッチング装置の双方を短いデッ
ドタイム間隔だけオフに維持し、（ｃ）前記第２のスイ
ッチング装置をオンに転じるとともに、前記第１のスイ
ッチング装置をオフに転じ、（ｄ）前記第２のスイッチ
ング装置をオフに転じるとともに、このスイッチング装
置及び前記第１のスイッチング装置の双方を再び短いデ
ッドタイム間隔だけオフに維持し、さらに、（ｅ）前記
（ａ）〜（ｄ）の駆動状態を周期的に繰返す、ようにし
たことを特徴とする請求項２２記載の変換器。 - 【請求項２４】 前記変換器がさらに、前記スイッチン
グ装置の少くとも一方に並列接続されたキャパシタンス
を含むことにより、これによって前記スイッチング装置
にかかる電圧をそのターンオン又はオフに先立って実質
上ゼロまで低下させるようにしたことを特徴とする請求
項２３記載の変換器。 - 【請求項２５】 前記スイッチング装置に並列接続され
たキャパシタンスが前記電子スイッチング装置の自己キ
ャパシタンスを含むものであることを特徴とする請求項
２４記載の変換器。 - 【請求項２６】 直流‐直流変換器における出力回路で
あって、 前記出力回路の第１及び第２の端子を形成するように直
列接続された第１及び第２のインダクタンスと、 前記第１及び第２のインダクタンスに渡して相互結合さ
れ、かつ互いに直列接続された分離巻線より形成された
第３及び第４のインダクタンスであって、その両端がそ
れぞれ全波整流用の少くとも一つの整流器に接続された
ものと、 共通点において互いに接続された各少くとも一つの前記
整流器の第２の端子、及び前記第３及び第４のインダク
タンスの中間点と前記共通点との間に渡して接続された
一つのキャパシタンス及び負荷端子を含むものである、 ことを特徴とする出力回路を備えた直流‐直流変換器。 - 【請求項２７】 前記第１及び第２のインダクタンスが
実質上等しい値であることを特徴とする請求項２６記載
の変換器。 - 【請求項２８】 前記第３及び第４のインダクタンスが
実質上等しい値であることを特徴とする請求項２７記載
の変換器。 - 【請求項２９】 前記インダクタンスが実質上低磁化イ
ンダクタンスを有するものであることを特徴とする請求
項２８記載の変換器。
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| DE69226300T2 (de) | 1999-04-15 |
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