JPH05284751A

JPH05284751A - ３パルスｐｗｍインバータの制御装置

Info

Publication number: JPH05284751A
Application number: JP4074832A
Authority: JP
Inventors: Mitsuru Daiguuji; 充大宮司
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1992-03-31
Filing date: 1992-03-31
Publication date: 1993-10-29

Abstract

(57)【要約】【目的】インバータの出力電圧に含まれる直流分の検出
器を安価なものとし、その検出値を用いて効果的に直流
分を消去する。【構成】抵抗６１１と端子間を検出端子とするコンデン
サ６１２の直列回路からなる直流分検出回路６１，６２
をインバータの出力側の２つの線間であるＵＶ間とＶＷ
間に挿入すると、直流分が含まれたときに、回路時定数
に基づいて検出端子電圧が上昇する。これを絶縁増幅器
６３，６４で絶縁して直流分消去回路７の調節器７１，
７２を介して周期反転器７３，７４によって線間電圧に
同期した方形波交流に変換し、これをそれぞれＵ相、Ｗ
相の絶対値制御信号λに加算し、これら２つの方形波交
流を加算してＶ相の絶対値制御信号λに加算してそれぞ
れをパルス分配器２７Ａに入力して相ごとの制御信号１
０３Ｕ，１０３Ｖ，１０３Ｗを生成してインバータ１２
に入力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、太陽電池や燃料電池
などが出力する直流電力を交流電力に変換して単独運転
又は系統と連結する連携運転を行うインバータの制御装
置、特に大容量インバータに適した出力電圧の６倍の周
波数のキャリアを使用した３パルスＰＷＭインバータの
制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図３は燃料電池又は太陽電池を直流電源
として、単独運転と連携運転との双方を可能とした３パ
ルスＰＷＭインバータの従来の制御回路である。この図
において、直流電源１１が、インバータ１２に入力され
て、３相線路１３によって出力され、変圧器１４と遮断
器１５を介して系統線路１６に連携される。遮断器１５
よりもインバータ１２側の線路には図示しない負荷が接
続されて遮断器１５が「開」の状態でこの負荷だけが運
転される場合が単独運転であり、遮断器１５が「閉」の
状態が連携運転である。変流器１４と遮断器１５の間の
線路に計器用変圧器２１と計器用変流器２２とが接続さ
れていて変圧器１４の二次側の電圧と電流とが計測され
制御装置に入力されて後述する制御が行われて変圧器１
４二次側の電圧、電流が制御される。

【０００３】インバータ１２の制御は、ベクトル位相演
算器２４が出力する絶対値制御信号λと位相制御信号φ
を基にして、キャリア１０１を発生するキャリア発生器
２５、信号１０２を出力する比較器２６及びこの信号１
０２がパルス分配器２７に入力されて生成される３つの
相ごとの制御信号１０３Ｕ，１０３Ｖ，１０３Ｗ（図で
は単に１０３として図示してある）によって行われる。
キャリア発生器２５が生成するキャリア１０１は、後述
のように周波数がインバータ１２の出力電圧の周波数の
６倍の周波数を持つ鋸状波であり、絶対値制御信号λや
位相制御信号φは直流である。位相制御信号φはキャリ
ア発生器２５とパルス分配器２７に入力されてそれぞれ
の位相を合わせるとともに必要に応じ所定の値に制御す
る。

【０００４】比較器２６は絶対値制御信号λとキャリア
信号１０１とを比較して、キャリア信号の大きい期間に
High 、それ以外ではLow となる周波数がキャリア１０
１と同じ方形波パルス列である制御信号１０２をを出力
する。パルス分配器２７は２つの制御信号λとφが入力
されてインバータ１２の各相の出力電圧に相似の制御信
号１０３（各相３つの信号１０３Ｕ，１０３Ｖ，１０３
Ｗの総称）を出力する。この信号１０３を基にしてイン
バータ１２のスイッチング素子であるＧＴＯサイリスタ
のターンオンパルス、ターンオフパルスがインバータ１
２内で生成され基本調波が所定の波高値と位相を持った
３相交流が出力される。

【０００５】前述のように、図示の制御回路は単独運転
と連携運転の双方が行えるように構成されている。単独
運転の場合は、系統線路１６との位相調整や有効・無効
電力の調整が不要で定電圧制御だけでよい。したがっ
て、計器用変圧器２１と絶対値演算器３２とで得られた
検出信号と電圧設定器５６とが減算器５３によって演算
された差信号が入力される電圧調節器５１の出力信号が
ベクトル位相演算器２４に入力される。切換スイッチ５
５は設定器５６の出力側が減算器５３に接続される側に
セットされる。有効電力調節器４１、無効電力調節器４
２及び位相差調節器５２の出力信号は不要なのでそれぞ
れの調節器の出力側に図示しないスイッチを設けて不要
な調節器の出力が遮断される。

【０００６】連携運転の場合は、有効電力調節器４１、
無効電力調節器４２によってそれぞれが有効電力設定器
４５、無効電力設定器４５によって設定された値になる
ように有効電力・無効電力演算器３１の出力信号との差
信号が減算器４３、４４によって演算されて有効電力調
節器４１、無効電力調節器４２に入力されこれらの出力
信号がベクトル位相演算器２４に入力されるとともに、
系統線路１６の電圧とその位相に合うように、電圧調節
器５１の出力信号が無効電力調節器４２の出力信号に加
算器４８によって、位相調節器５２の出力信号が有効電
力調節器４１の出力信号に加算器４７によってそれぞれ
加算される。このとき切換スイッチ５５は、計器用変圧
器２３の出力の絶対値を絶対値演算器３２で演算した信
号を選択し、これと計器用変圧器２１と絶対値演算器３
３とで演算した信号との差信号が電圧調節器５１に入力
されて遮断器１５の両側の電圧絶対値が一致するように
制御されるとともに、それぞれの計器用変圧器２１，２
３の出力を位相演算器３４に入力して両者の位相差を演
算しこれと位相差設定器５７の出力との差信号を減算器
５４で求めて位相差調節器５２に入力する回路構成とな
る。位相差設定器５７は実際には零が設定されるので実
際の制御回路では省略することができる。

【０００７】図４は各部の信号とインバータ１２の出力
電圧の関係を示す波形図である。この図において、横軸
は時間又は位相、縦軸はそれぞれの波形の大きさであ
り、キャリアとインバータ１２の出力電圧以外の信号は
High とLow の２値信号である。λは図３にも示すベク
トル位相演算器２４の出力信号の１つである絶対値制御
信号、１０１はキャリア発生器２５の出力信号であるキ
ャリア、１０２は比較器２６の出力信号、１０３Ｕ，１
０３Ｖ，１０３Ｗはインバータ１２に対するＵ，Ｖ，Ｗ
各相の制御信号でもあるパルス分配器の出力信号であり
図３では単に符号１０３で示してある。１０４ＵＶ，１
０４ＶＷ，１０４ＷＵはインバータ１２の出力電圧であ
る線間電圧である。なお、信号１０３Ｕ，１０３Ｖ，１
０３Ｗはインバータ１２の対地電圧と波高値は異なるが
波形は相似である。

【０００８】キャリア１００は図示のように直線的に上
昇する期間と直線的に下降する期間が交互に反復する鋸
状波でありその周波数はインバータ１２の出力電圧の基
本調波の周波数の６倍である。このキャリア１０１と絶
対値制御信号λとが比較器２６で比較され、ここでは絶
対値制御信号λの方が大きいときに比較器２６の出力信
号１０２が High 、小さいときにLow となり、結果的に
比較器２６の出力信号１０２は図示のような方形波列と
なる。絶対値制御信号λの値が大きくその位置が上にな
ると出力信号１０２の High の期間が短くなりLow の期
間が長くなる。

【０００９】High になる立ち上がり時点を横軸に奇数
数字で示しLow になる立ち下がり時点を偶数数字で示し
てある。パルス分配器２７では図４に示す各相ごとの３
つの制御信号１０３Ｕ，１０３Ｖ，１０３Ｗが出力され
る。制御信号１０３Ｕは、周波数がインバータ１２の出
力電圧の周波数でありその立ち上がり時点ａが位相制御
信号φによって設定される時点になるように制御されこ
の時点から半周期後の時点ｄまで High でこの時点ｄで
反転してLow となりその後の半周期の間Low を維持しこ
れを繰り返す方形波列である。周知のように半周期が位
相にして１８０°である。制御信号１０３Ｖは制御信号
１０３Ｕよりも位相にして１２０°遅れて時点ｃで立ち
上がり、制御信号１０３Ｗは制御信号１０３Ｖよりも更
に１２０°遅れて時点ｅで立ち上がる。それぞれの制御
信号１０３には High 期間の中央部に溝部２０１、Low
期間の中央部に突出部２０２があり、これらが前述の信
号１０２によって生成される。すなわち、制御信号１０
３Ｕにおいて、時点ａからｄまでの High の期間の中央
部の時点３から４までのLow 部が溝部２０１であり、時
点ｄからの半周期のLow の期間の中央部の時点７から８
までの High 部が突出部２０２ある。信号１０２のパル
ス幅が絶対値制御信号λによって変化することによって
溝部２０１と突出部２０２の幅が変化する。信号１０３
Ｕは波高値は異なるがインバータ１２のＵ相の出力電圧
と同じなので、前述の溝部２０１や突出部２０２の幅が
変化することによってインバータ１２の出力電圧の絶対
値が変化することになる。

【００１０】インバータ１２は前述のように、これら３
つの制御信号１０３Ｕ，１０３Ｖ，１０３Ｗに比例した
波形を持つ各相電圧を出力する。インバータ１２のスイ
ッチング素子がＧＴＯサイリスタの場合には、そのター
ンオン、ターンオフを制御する信号は短い期間のパルス
でありインバータ１２内で作成される。その場合、制御
信号１０３Ｕ，１０３Ｖ，１０３Ｗの立ち上がり時点を
検出して所定の波高値と波形のターンオンパルス、立ち
下がり時点を検出して所定の波高値と波形のターンオフ
パルスが生成されて各スイッチング素子に注入される。

【００１１】インバータ１２が出力する線間電圧１０４
ＵＶ，１０４ＶＷ，１０４ＷＵは図示のように３つの方
形波パルスが交互に正側と負側に生ずる波形となる。こ
の波形は絶対値を問題にしなければ、線間電圧１０４Ｕ
Ｖは制御信号１０３Ｕから１０３Ｖを差し引いた波形か
ら得られ、同じようにして線間電圧１０４ＶＷは制御信
号１０３Ｖから１０３Ｗを差し引いて、線間電圧１０４
ＷＵは制御信号１０３Ｗから１０３Ｕを差し引いて得ら
れる。これら線間電圧１０４ＵＶ，１０４ＶＷ，１０４
ＷＵは高調波成分を多く含んでいるので図示しないフィ
ルタで高調波成分が除去される。絶対値制御信号λが制
御するのは高調波成分が除去された後の基本調波成分の
波高値である。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】前述のように、インバ
ータ１２を構成するＧＴＯサイリスタのようなスイッチ
ング素子のオン、オフの切り換えのためのパルスは制御
信号１０３を基にインバータ１２内で生成されるが、例
えば、そのうちの１つのパルスが何らかの理由で発生時
点が遅れたりすると、結果的に線間電圧１０４の正側と
負側とでパルス幅が異なりその結果正側と負側の電圧積
分値が異なってきてこの線間電圧に直流分が重畳するこ
とになる。このような直流分が発生すると、周知のよう
に変圧器１４の励磁電流にこの直流分が重畳して鉄心が
偏磁するという問題が生ずる。一般に変圧器１４の一次
電圧に直流分が重畳して偏磁が生ずると騒音が増加した
り鉄心が半波ごとに飽和するために磁束が鉄心から漏れ
出して鉄心周辺の金属性構成材に渦電流を発生させて局
部過熱の原因になるなど種々の問題が生ずる。

【００１３】インバータ１２の出力電圧に直流分が重畳
すると前述のような問題が生ずることから、これを検出
して制御装置にフィードバックし、直流分が生じないよ
うに制御する方式が採用されることがある（例えば、特
開平２−１１１２６６号公報）。その場合、インバータ
出力側の電流を計測してその中に含まれる直流分を検出
して制御装置にフィードバックするのが一般的である。
このとき使用される電流計測器としては、一般に交流電
流の計測に使用される変圧器と同じ原理になる計器用変
流器は直流分をカットしてしまうので使用できないこと
から、ホール効果を利用したホールＣＴが使用される。
しかし、ホールＣＴは電源が必要であること、高価であ
ることなどの問題があり、これを解決するために前述の
公報では電流調節器の出力信号がインバータの出力電圧
に比例した波形になることに着目して、電流調節器の出
力信号に含まれる直流分をその入力側に負のフィードバ
ックをする制御によって結果的にインバータの出力電圧
に含まれる直流分を零にするような構成が提案されてい
る。しかし、このような構成が採用できるのは電流調節
器の出力信号がインバータの出力に比例する交流信号で
あることが条件であり、前述した３パルスＰＷＭインバ
ータでは採用することができないのは明らかである。

【００１４】この発明の目的は、電源を必要とししかも
高価なホールＣＴを使用せずに、３パルスＰＷＭインバ
ータの出力側の直流分を零にする制御が可能な３パルス
ＰＷＭインバータの制御装置を提供することにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、３パルスＰＷＭインバータの出力電圧に含まれる直
流分を補償する直流分消去回路を設けた制御装置であっ
て、前記インバータの出力側の線間電圧に挿入した、抵
抗とコンデンサとの直列回路のコンデンサ間電圧を検出
値とする直流分検出回路、この直流分検出回路の出力電
圧を入力して前記インバータの出力側から絶縁をとる絶
縁増幅器、この絶縁増幅器の出力信号を入力して前記イ
ンバータの出力電圧に含まれる直流分を消去する直流分
消去回路を設けてなるものとし、また、直流分消去回路
が、絶縁増幅器の出力信号を調節器を介して線間電圧に
同期して符号を反転する周期反転器に入力して方形波交
流に変換し、この方形波交流を前記インバータの出力電
圧の絶対値を制御する絶対値制御信号に加算してなるも
のとし、また、インバータの出力電圧が３相交流電圧で
あり、その３つの相の名称をＵ，Ｖ，Ｗとしたとき、直
流分検出回路をＵＶ間とＶＷ間の線間に挿入し、その出
力信号をそれぞれ絶縁増幅器と調節器を介してそれぞれ
の線間電圧に同期して正負が反転する周期反転器に入力
して方形波交流に変換し、この方形波交流をそれぞれＵ
相とＷ相の絶対値制御信号に加算し、前記方形波交流の
加算値をＶ相の絶対値制御信号に加算して得られる３つ
の相ごとの絶対値制御信号をそれぞれごとの比較器でキ
ャリアと比較し、これら比較器の出力信号をインバータ
の相ごとの制御信号を生成するパルス分配器に入力して
なるものとする。

【００１６】

【作用】この発明の構成において、コンデンサと抵抗の
直列回路のコンデンサ間電圧を検出端子とする直流分検
出回路をインバータの出力側の線間に挿入することによ
って、線間電圧に直流分が含まれた場合に、抵抗のレジ
スタンスＲとコンデンサのキャパシタンスＣとの積で決
まる時定数に基づいて漸次検出端子間の電圧が上昇する
のでこれによって前述の直流分を検出することができ
る。この検出電圧を絶縁増幅器によってインバータの出
力側の電位から絶縁した上で、制御装置内に設けた前述
の直流分を消去するための直流分消去回路に入力する。
このような直流分検出回路を用いることによって高価な
ホールＣＴを使用することなくインバータの出力電圧に
含まれる直流分を検出することができる。

【００１７】また、直流分消去回路を、入力信号を調節
器を介してインバータ出力の線間電圧に同期して正負を
反転させる周期反転器に入力して方形波交流に変換し、
この方形波交流をインバータの絶対値制御信号に加算す
ることによって、インバータの出力電圧に直流分が生ず
るとこれを零にするように絶対値制御信号の値が半周期
ごとに変化して出力電圧に含まれる直流分を消去する方
向に働く。

【００１８】また、インバータの出力電圧が３相交流の
場合には、それぞれの相の名称をＵ，Ｖ，Ｗとしたと
き、直流分検出回路をＵＶ間とＶＷ間に挿入し、その出
力信号をそれぞれ絶縁増幅器、調節器及びそれぞれの線
間電圧に同期して正負を反転させる周期反転器に入力し
て方形波交流を生成し、これをそれぞれＵ相、Ｗ相の絶
対値制御信号に加算するとともに、Ｖ相にこれら２つの
方形波交流を加算してＶ相の絶対値制御信号に加算する
ことによって、１つの相の出力電圧に直流分が重畳した
ときに線間電圧でこの直流分が検出されて対応する相の
絶対値制御信号に同期して方形波交流が重畳することに
なり前述の直流分を消去する。

【００１９】

【実施例】以下この発明を実施例に基づいて説明する。
図１はこの発明の実施例を示す部分回路図であり、絶対
値制御信号λ、位相制御信号φが出力される図３のベク
トル位相演算器２４とそれよりも左側の回路、変圧器１
４の二次側とこれに設けられる各計器及びその出力が入
力される図３の左側の制御回路部を省略してある。この
図において、３相線路１３の３つの相をＵ，Ｖ，Ｗと符
号を付ける。ＵＶの線間に直流分検出回路６１を、ＶＷ
の線間に直流分検出回路６２をそれぞれ挿入し、その出
力を絶縁増幅器６３，６４を介して絶縁をとり制御装置
内の直流分消去回路７に入力する。直流分検出回路６１
は抵抗６１１とコンデンサ６１２の直列回路になってい
てコンデンサ６１２の端子を出力端子としたものであ
り、直流分検出回路６２も全く同じ構成である。

【００２０】直流分検出回路６１の抵抗６１１の抵抗値
をＲ、コンデンサ６１２のキャパシタンス値をＣとする
と直流分検出回路６１の時定数τはＣとＲの積ＣＲとな
るが、検出端子に交流分を実質的に含まない直流成分が
生ずるためには時定数τの値をインバータ１２の出力電
圧の基本波の周期Ｔに比べて充分大きくしておく。すな
わち、ＣＲ＝τ≫Ｔを満足するようにＣとＲを設定す
る。このとき交流分は殆ど抵抗６１１が負担することに
なるから抵抗６１１はこれに耐えるだけの充分の絶縁強
度を持つものを使用する。

【００２１】絶縁増幅器６３，６４は、絶縁層を介して
入力側と出力側に増幅器を持っていて、光伝送又は電磁
誘導などの原理を用いて絶縁層間でアナログデータの伝
送を行うもので、種々の工夫によって良好な直線性を維
持したものになっていて、入力側と出力側とを絶縁して
アナログ伝送するのに使用されるものであり市販されて
いるものである。

【００２２】絶縁増幅器６３，６４の出力信号は直流分
消去回路７の調節器７１，７２に入力され周期反転器７
３，７４によって３相線路１３のそれぞれの線間電圧に
同期して正負を反転させて方形波交流に変換され、加算
器７５，７７及び７８に入力される。加算器７８に入力
されて加算された信号は加算器７６に入力される。加算
器７５，７６，７７にはそれぞれ絶対値制御信号λが入
力されている。したがって、加算器７５の出力信号は絶
対値制御信号λと周期反転器７３の出力信号が加算され
たもの、加算器７７の出力信号は絶対値制御信号λと周
期反転器７４の出力信号が加算されたもの、加算器７６
の出力信号は絶対値制御信号λと周期反転器７３と７４
の出力信号の和の信号を加算したものである。

【００２３】図２は図１の制御信号及びインバータ１２
の出力電圧の波形を示す波形図で、図４と類似なので図
４で説明済の共通する事項については新たな説明を省略
する。この図は仮にＵ相電圧が正常状態に比べて直流分
が小さくなったとしたときを想定した波形を示すもので
ある。このような現象が生ずると、図１において、直流
分が抵抗６１１を介してコンデンサ６１２を充電しその
端子電圧が前述の時定数τにしたがって指数関数的に上
昇する。これが検出電圧になって絶縁増幅器６１を介し
て消去回路７に入力され、周期反転器７３によって線間
ＵＶの電圧に同期して正負を反転した方形波交流に変換
された上で加算器７５で絶対値制御信号λと加算されて
信号λ_Uとなる。図２に示すように、信号λ_Uは時点
までは絶対値制御信号λよりも大きな値であり、この時
点でλよりも小さな値になる。この時点は丁度ＵＶ
間の線間電圧の基本調波成分が正から負に反転する時点
である。なお、鎖線で示す波形は図４と一致する波形で
この発明を適用しない場合であり、実戦がこの発明を適
用した場合である。

【００２４】図の最も左側の時点１から図示しない更に
左側から時点までの半周期の期間はλ_Uがλよりも大
きいので、キャリア１０１がλ_Uよりも大きい期間は小
さくなり、その結果、信号１０２Ｕのパルス幅は減少す
る。また、時点から時点までの次の半周期では逆に
λ_Uがλよりも小さいので、信号１０２Ｕのパルス幅は
増大する。この信号１０２Ｕから生成されるパルス分配
器２７Ａの出力信号１０３Ｕは溝部２０１の幅（時点２
〜３）が縮小し突出部２０２の幅（時点９〜１０）が拡
大し、その結果、線間電圧１０４ＵＶの時点１〜２、３
〜４の溝部の幅が縮小、時点７〜８、９〜１０の突出部
の幅が拡大して正の成分が大きくなって直流分が増大し
てこの線間電圧で直流分が減少したのを消去する方向に
制御される。一方、出力信号１０３Ｖは、図１で周期反
転器７３の出力信号を加算器７８に入力していることで
判るように、信号λ_Vの方形波交流成分は信号λ_Uと同
じなので、図２のλ_uと同じ波形である（括弧内で表
示）。したがって、これから生成される信号１０３Ｖは
突出部（時点１〜２間）の幅が縮小し溝部（時点９〜１
０間）の幅が拡大して直流分が減少する。直流分検出回
路６２からは直流分は検出されないので信号１０３Ｗは
変化はない。

【００２５】このように、インバータ１２の出力電圧の
線間ＵＶで直流分が検出されるとこれを減ずるように制
御されることになる。しかし、このような変化によって
線間ＶＷで直流分が検出されることになって信号１０３
Ｖで減少した直流分を消去するようにＶ相で増大、Ｗ相
で減少するように制御が働く。このような変化は実際に
は殆ど同時に生じ、単に１つの相の変化に対しても２つ
の直流分検出回路６１，６２で直流分が検出され適切な
消去が行われる。調節器７１，７２に含まれる比例定数
や積分器の定数はこのような制御が最適になる値が設定
される。

【００２６】図１，２では３相インバータの場合を示し
たが、単相の場合は同じ構成の１つの直流分検出回路を
線間に挿入して絶縁増幅器を介して直流分消去回路に入
力することでインバータ出力電圧に含まれる直流分の検
出と零にする制御を行うことができる。このときの直流
分消去回路として、図１と同様に出力電圧に同期して反
転する周期反転器とその出力を絶対値制御信号λに加算
する構成を採用することができる。単相なので比較器や
その前段の加算器は１つずつでよい。

【００２７】また、図１では３つの相の直流分消去のた
めの方形波交流の信号を周期反転器７３，７４の２つの
出力信号から得ているが、これの代わりに調節器７１，
７２の入力側又は出力側でそれぞれの相ごとの信号に分
ける構成を採用することもできる。この場合には周期反
転器が３つ必要になる。

【００２８】

【発明の効果】この発明は前述のように、直流分検出回
路を抵抗と端子間を検出端子とするコンデンサの直列回
路で構成することによって、高価でかつ電源を必要とす
るホールＣＴを使用することなくインバータの出力電圧
に含まれる直流分を検出することができる。この直流分
検出回路をインバータの出力側の線間に挿入する。線間
電圧に直流分が含まれた場合に、回路時定数に基づいて
検出端子間の電圧が上昇するので、これを絶縁増幅器に
よってインバータの出力側の電位から絶縁した上で制御
装置内に設けた直流分消去回路に入力して制御方式に適
合した直流分消去のための制御を行うことができる。

【００２９】また、直流分消去回路を、入力信号を調節
器を介してインバータ出力の線間電圧に同期して正負を
反転させる周期反転器に入力して方形波交流に変換し、
この方形波交流をインバータの絶対値制御信号に加算す
る構成とすることによって、インバータの出力電圧に直
流分が生ずるとこれを零にするように絶対値制御信号の
値が半周期ごとに変化して出力電圧に含まれる直流分が
消去されるという効果が得られる。

【００３０】また、インバータの出力電圧が３相交流の
場合には、それぞれの相の名称をＵ，Ｖ，Ｗとしたと
き、直流分検出回路をＵＶ間とＶＷ間に挿入し、その出
力信号をそれぞれ絶縁増幅器、調節器及びそれぞれの線
間電圧に同期して正負を反転させる周期反転器に入力し
て方形波交流を生成し、これをそれぞれＵ相、Ｗ相の絶
対値制御信号に加算するとともに、Ｖ相にこれら２つの
方形波交流を加算してＶ相の絶対値制御信号に加算する
ことによって、１つの相の出力電圧に直流分が重畳した
ときに線間電圧でこの直流分が検出されて対応する相の
絶対値制御信号に同期して方形波交流が重畳することに
なり前述の直流分が消去されるという効果がえられる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例を示す制御装置の部分回路図

【図２】図１の各部の信号及びインバータの出力電圧の
波形を示す波形図

【図３】従来の３パルスＰＷＭインバータの制御回路図

【図４】図３の各部の信号及びインバータの出力電圧の
関係を示す波形図

【符号の説明】

１１直流電源１２インバータ１３３相線路１４変圧器２５キャリア発生器２６Ｕ比較器２６Ｖ比較器２６Ｗ比較器２７Ａパルス分配器６１直流分検出回路６１１抵抗６１２コンデンサ６２直流分検出回路６３キャリア信号６４比較器出力信号７直流分消去回路７１調節器７２調節器７３周期反転器７４周期反転器７５加算器７６加算器７７加算器７８加算器１０１キャリア信号１０２Ｕ信号１０２Ｖ信号１０２Ｗ信号１０３Ｕ制御信号１０３Ｖ制御信号１０３Ｗ制御信号１０４Ｕ線間電圧１０４Ｖ線間電圧１０４Ｗ線間電圧

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】３パルスＰＷＭインバータの出力電圧に含
まれる直流分を補償する直流分消去回路（７）を設けた
制御装置であって、前記インバータ（１２）の出力側の
線間電圧（１０４）に挿入した、抵抗（６１１）とコン
デンサ（６１２）との直列回路のコンデンサ間電圧を検
出値とする直流分検出回路（６１，６２）、この直流分
検出回路（６１，６２）の出力電圧を入力して前記イン
バータの出力側から絶縁をとる絶縁増幅器（６３，６
４）、この絶縁増幅器（６３，６４）の出力信号を入力
して前記インバータの出力電圧に含まれる直流分を消去
する直流分消去回路（７）を設けてなることを特徴とす
る３ＰＷＭインバータの制御装置。
【請求項２】直流分消去回路（７）が、絶縁増幅器（６
３，６４）の出力信号を調節器（７１，７２）を介して
線間電圧に同期して符号を反転する周期反転器（７３，
７４）に入力して方形波交流に変換し、この方形波交流
を前記インバータ（１２）の出力電圧の絶対値を制御す
る絶対値制御信号（λ）に加算してなることを特徴とす
る請求項１記載の３ＰＷＭインバータの制御装置。
【請求項３】インバータの出力電圧が３相交流電圧であ
り、その３つの相の名称をＵ，Ｖ，Ｗとしたとき、直流
分検出回路（６１，６２）をＵＶ間とＶＷ間の線間に挿
入し、その出力信号をそれぞれ絶縁増幅器（６３，６
４）と調節器（７１，７２）を介してそれぞれの線間電
圧に同期して正負が反転する周期反転器（７３，７４）
に入力して方形波交流に変換し、この方形波交流をそれ
ぞれＵ相とＷ相の絶対値制御信号（λ）に加算し、前記
方形波交流の加算値をＶ相の絶対値制御信号（λ）に加
算して得られる３つの相ごとの絶対値制御信号（λ_U，
λ _V，λ_W）をそれぞれごとの比較器（２６Ｕ，２６
Ｖ，２６Ｗ）でキャリア（１０１）と比較し、これら比
較器（２６Ｕ，２６Ｖ，２６Ｗ）の出力信号（１０２
Ｕ，１０２Ｖ，１０２Ｗ）をインバータ（１２）の相ご
との制御信号（１０３Ｕ，１０３Ｖ，１０３Ｗ）を生成
するパルス分配器（２７Ａ）に入力してなることを特徴
とする請求項１記載の３ＰＷＭインバータの制御装置。