JPH0531339B2 - - Google Patents

Description

請求の範囲 １ 同相Ｉおよび直角位相Ｑチヤンネル上に直角
位相振幅変調信号を送信するデジタル変調方法に
おいて、前記方法は： メモリに格納された最適なパルスを引き出す段
階であつて、前記段階は： 低符号間妨害特性を示し、第１パルスに対応す
る自己相関関数Ｒ（τ）を選択する段階； 前記自己相関関数Ｒ（τ）の低符号間妨害特性
を実質的に保持しながら、前記自己相関関数Ｒ
（τ）の尾部を減衰するために選択された関数で
前記自己相関関数Ｒ（τ）を窓付けし、第２パル
スに対応する窓付けされた自己相関関数R_w（τ）
を発生する段階； 前記窓付けされた自己相関関数R_w（τ）のフー
リエ変換を行うことによつて前記第２パルスのパ
ワースペクトルを決定する段階； 前記第２パルスの電圧スペクトルを決定する段
階； 前記電圧スペクトルを周波数の上限と下限とで
断ち切り、第３パルスに対応する断ち切られた電
圧スペクトルを発生する段階であつて、前記自己
相関関数Ｒ（τ）の低符号間妨害特性を実質的に
保持しながら、前記周波数の上限と下限とが、前
記第３パルスの占有帯域幅を最小にするように選
択される前記段階； 前記断ち切られた電圧スペクトルの逆フーリエ
変換を決定する段階；および 前記断ち切られた電圧スペクトルの逆フーリエ
変換を任意の関数で窓付けして前記最適パルスを
発生する段階であつて、前記任意の関数は、その
低符号間妨害特性を実質的に保持し、かつ前記占
有帯域幅を実質的に最小にしながら、時間領域内
の前記最適パルスの長さを最小にするように選択
される前記段階； によつて構成され、 第１デジタル信号レベルの送信をする場合前記
段階によつて形成された前記最適パルスを選択
し、第２デジタル信号レベルの送信をする場合前
記段階によつて形成された前記最適パルスの極性
の反転したパルスを選択する段階；ならびに 前記選択段階によつて選択されたパルスをＩお
よびＱチヤンネルに交互に供給した後各チヤンネ
ルの出力を加算する段階； によつて構成されることを特徴とするデジタル変
調方法。

２ 電圧スペクトルを決定する前記段階が前記パ
ワースペクトルの平方根をとることによつて行な
われることを特徴とする請求項１記載の方法。

３ 最適電気パルスを発生する方法において、前
記方法は： 低符号間妨害特性を示し第１パルスに対応する
自己相関関数Ｒ（τ）を選択する段階； 前記自己相関関数Ｒ（τ）の低符号間妨害特性
を実質的に保持しながら、前記自己相関関数Ｒ
（τ）の尾部を減衰するために選択された第１窓
付け関数によつて前記自己相関関数（τ）を窓付
けし、第２パルスに対応する窓付けされた自己相
関関数R_w（τ）を発生する段階； 周波数領域内で前記第２パルスの電圧スペクト
ルを決定する段階； 前記電圧スペクトルを周波数の上限と下限とで
断ち切り、第３パルスに対応する断ち切られた電
圧スペクトルを発生する段階であつて、前記自己
相関関数Ｒ（τ）の低符号間妨害特性を実質的に
保持しながら、前記周波数の上限と下限とが、前
記第３パルスの占有帯域幅を実質的に最小にする
ように選択される前記段階； 前記断ち切られた電圧スペクトルの逆フーリエ
変換を決定する段階；および 前記断ち切られた電圧スペクトルの逆フーリエ
変換を第２窓付け関数によつて窓付けして前記最
適パルスを発生する段階であつて、前記第２窓付
け関数は、その低符号間妨害特性を実質的に保持
し、かつ前記占有帯域幅を実質的に最小にしなが
ら、時間領域内の前記最適パルスの長さを最小に
するように選択される前記段階； によつて構成されることを特徴とする最適電気パ
ルス発生方法。

４ 最適電気パルスを発生する方法において、前
記方法は： 低符号間妨害特性を示し第１パルスに対応する
自己相関関数Ｒ（τ）を選択する段階； 前記自己相関関数Ｒ（τ）の低符号間妨害特性
を実質的に保持しながら、前記自己相関関数Ｒ
（τ）の尾部を減衰するために選択された指数関
数によつて前記自己相関関数Ｒ（τ）を窓付けし、
第２パルスに対応する窓付けされた自己相関関数
R_w（τ）を発生する段階； 前記窓付けされた自己相関関数R_w（τ）のフー
リエ変換を行なうことによつて前記第２パルスの
パワースペクトルを決定する段階； 前記パワースペクトルの平方根をとることによ
つて前記第２パルスの電圧スペクトルを決定する
段階； 前記電圧スペクトルを周波数の上限と下限とで
断ち切り、第３パルスに対応する断ち切られた電
圧スペクトルを発生する段階であつて、前記自己
相関関数Ｒ（τ）の低符号間妨害特性を実質的に
保持しながら、前記周波数の上限と下限とが、前
記第３パルスの占有帯域幅を実質的に最小にする
ように選択される前記段階； 前記断ち切られた電圧スペクトルの逆フーリエ
変換を決定する段階；および 前記最適パルスを発生するため前記断ち切られ
た電圧スペクトルの逆フーリエ変換を余弦関数に
よつて窓付けする段階であつて、前記余弦関数
は、その低符号間妨害特性を実質的に保持し、か
つ前記占有帯域幅を実質的に最小にしながら、時
間領域内の前記最適パルスの長さを最小にするよ
うに選択される前記段階； によつて構成されることを特徴とする最適電気パ
ルス発生方法。

５ 自己相関関数Ｒ（τ）を選択する前記段階は、
τ＝０の時に最大を示し、前記パルスのビツト時
間のＮ倍の時点で周期的にゼロを示し、Ｎ＝１、
２、３、…およびＮ＝−１、−２、−３…であるこ
とを特徴とする請求項４記載の方法。

技術分野 本発明は、デジタル通信システムに関する。更
に詳しくは、本発明は、無線電波を介して伝達さ
れるデジタル信号の特性が高いスペクトル効率と
高いビツト・レートを達成するために修正される
通信システムに関する。

背景技術 単位時間当たりに送信される情報量を最大にす
るためにビツト・レートの高い通信システムが一
般的に望まれている。また、スペクトル効率の高
い通信システムも利用者数を最大にするために望
まれており、利用者は周波数スペクトルの与えら
れた部分を効率的に占有することができる。デジ
タル無線通信の当業者は、デジタル無線通信シス
テムにおいて高ビツト・レートを達成することの
目標が一般に周波数スペクトルを管理することの
目標と相対立することを理解している。すなわ
ち、送信されるデジタル信号のビツト・レートを
増加すると、使用される周波数スペクトルの量も
同様に増加する傾向にある。

スペクトル効率に影響を与える別の要素は、送
信するデジタル無線信号の出力である。すなわ
ち、もし特定のタイプのデジタル変調が、受信機
において適切な検波を実現するために、比較的高
出力を必要とすれば、そのような高出力送信は、
より低い出力で同程度の受信機感度または、効率
の良い受信を達成するデジタル変調方式より隣接
チヤンネルの信号に妨害を起こしやすい。

効率の良いデジタル送信システムを設計する上
で鍵となる点は、送信される符号を表すのに使用
する原形パルスの選択にある。デジタル通信の当
業者は、このような原形パルスをまた「信号化波
形（signalling waveform）」と呼ぶ。送信可能
な信号化波形としては、数学的な表現ではK_o×
Ｐ(t)で与えられ、ここでＰ(t)は、原形パルス、
K_oは、１組の定数のうちの一方である。例えば、
２進化送信システムでは、しばしばK₀＝−１を
「０」の送信に、K₁＝１を「１」の送信に使用す
る。

最善の出力効率を得るため、原形パルスは符号
間妨害が低くなければならない。数学的な表現を
すれば、信号化波形のセツトは直交するセツト、
もしくは直交に近いセツトでなくてはならない。

送信における最善のスペクトル効率を得るた
め、原形パルスは可能なかぎり最も小さなスペク
トルを持つものでなくてはならない。

送信する信号の符号化および復号化に使用する
ハードウエアの効率を最善にするには、原形パル
スは可能なかぎり時間的に短くなくてはならな
い。ハードウエアの複雑性は、原形パルスまたは
信号化波形の長さに比例する傾向がある。

上で説明した３つの効率の基準には、互いに排
他的な傾向がある。すなわち、これらの基準の１
つを最適化すると、他の基準のうちの少なくとも
１つが満足されないという傾向がある。例えば、
１ビツト時間の長さを有する長方形の原形パルス
は、パルス長さをできるだけ小さくすることによ
つて最適化される。残念ながら、そのような原形
パルスの広いスペクトルは、情報を送信するため
に要求されるものよりも数百倍も幅が広い。これ
と実質的に反対の例は、原形パルスがsin（Pi×
ｔ）／（Pi×ｔ）パルスの場合である。そのよう
なパルスは、最も小さい周波数スペクトルを持つ
可能性があるが、残念ながら、時間領域における
そのパルス長さは、長方形の原形パルスのパルス
長よりも数百倍もある。

いかなる従来の方法または装置も、上記の効率
基準の３つの全てを同時に十分満足させる原形パ
ルスまたは信号化波形をうまく発生し得なかつた
と思われる。

発明の開示 本発明の１つの目的は、高いビツト・レートと
同時に高いスペクトル高率で送信できる長さが最
小のデジタル・パルスまたは信号化波形を発生す
ることのできるパルス成形法を提供することであ
る。

本発明の他の目的は、比較的低い出力レベルで
送信でき、なお効率的に受信することのできるデ
ジタル・パルスを発生するパルス成形法を提供す
ることである。

本発明の１つの実施例では、所定のパルス形状
に対して相互に対応する複数のサンプルを引き出
す段階、および前記複数のサンプルを前記所定の
パルス形状を示すアナログ信号に変換する段階を
有するデジタル信号の送信方法が提供される。こ
の方法は、第１および第２デジタル信号レベルの
一方の通信を希望する場合、この所定のパルス形
状を送信する段階、およびこの第１および第２デ
ジタル信号レベルの他方の通信を希望する場合、
この所定のパルス形状の否定を送信する段階をさ
らに有している。

本発明の他の実施例では、直角位相振幅変調
（QAM）信号の送信方法が提供され、この方法
はメモリに格納されたパルスを引き出す段階を有
し、このパルスは低符号間妨害特性を示すととも
に第１パルスに対応する自己相関関数Ｒ（τ）を
選択することによつて発生する。この自己相関関
数Ｒ（τ）は、自己相関関数Ｒ（τ）の低符号間妨
害特性を実質的に保持しながら、自己相関関数Ｒ
（τ）の尾部を減衰するために選択された関数に
よつて窓付けされ、第２パルスに対応する窓付け
された自己相関関数R_w（τ）を発生する。第２パ
ルスのパワースペクトルは、この窓付けされた自
己相関関数R_w（τ）のフーリエ変換を行うことに
よつて決定される。第２パルスの電圧スペクトル
が決定される。このようにして決定された電圧ス
ペクトルは、周波数の上限と下限で断ち切られ、
第３パルスに対応する断ち切られた電圧スペクト
ルを発生し、この周波数の上限と下限は、自己相
関関数Ｒ（τ）の低符号間妨害特性を実質的に保
持しながら、第３パルスの占有帯域幅を最小にす
るように選択される。断ち切られ電圧スペクトル
の逆フーリエ変換が決定され、任意の関数によつ
て窓付けして、最適パルスを発生する。この任意
の関数は、その低符号間妨害特性を実質的に保持
しかつ前記の占有帯域幅を実質的に最小にしなが
ら、時間領域における前記最適パルスの長さを最
小にするように選択される。このようにして形成
した最適パルスは、必要に応じて呼び出されるよ
うにメモリに格納され、デジタル情報の特定のビ
ツト・ストリームに対応するデジタル信号を形成
する。すなわち、最適パルスはメモリから引き出
され、第１および第２デジタル信号レベルの一方
の通信が希望される場合、ＩおよびＱチヤンネル
の一方に送信され、第１および第２デジタル信号
レベルの他方の通信が希望される場合、引き出さ
れた最適パルスの否定がＩおよびＱチヤンネルの
一方に送信される。

本発明の新規であると信じられる特徴は、添付
の請求の範囲に特に詳細に述べられている。しか
し、本発明自身は、その構造と動作方法の両方に
関して、下記の説明および添付図を参照すること
によつて最もよく理解される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、無線周波数搬送信号で変調された場
合、比較的多くの周波数スペクトルを使用する長
方形のデジタル原形パルスまたは信号化波形を示
す。

第２Ａ図は、符号間妨害のない特性、すなわ
ち、sin（pi×τ）／（pi×τ）自己相関関数を示
すパルスの自己相関関数のグラフ表示である。

第２Ｂ図は、指数窓付け関数を示す。

第２Ｃ図は、第２Ａ図の自己相関関数が第２Ｂ
図の窓付け関数によつて窓付けされた場合に得ら
れる自己相間関数を示す。

第２Ｄ図は、第２Ｃ図の自己相間関数に対応す
るパルスのパワースペクトルを示す。

第２Ｅ図は、第２Ｃ図の自己相間関数に対応す
るパルスの電圧スペクトルを示す。

第２Ｆ図は、電圧スペクトルが選択した周波数
の上限および下限で断ち切られた後の第２Ｅ図の
電圧スペクトルを示す。

第２Ｇ図は、第２Ｆ図に示す電圧スペクトルの
時間領域における波形を示す。

第２Ｈ図は、余弦窓付け関数を示す。

第２Ｉ図は、選択した境界で第２Ｇ図のパルス
を断ち切ることによつて発生した最適原形パルス
を示す。

第２Ｊ図は、選択した時間間隔で取られた第２
Ｉ図のパルス波形のサンプルを示す。

第３図は、本発明による送信装置のブロツク図
である。

第４図は、この送信装置の動作を行うため、第
３図の送信装置のメモリに格納したソフトウエ
ア・プログラムのフローチヤートである。

第５図は、第３図の送信装置からの送信を受信
するために使用する受信装置のブロツク図であ
る。

第６図は、この受信装置の動作を行うため、第
５図の受信装置のメモリに格納したソフトウエ
ア・プログラムのフローチヤートである。

発明を実施する最良の形態 本発明に対する理解に便宜を与えるため、時間
領域（ビツト・レート、パルス継続時間）および
周波数領域（周波数使用）の両方に基づいて最適
化するデジタル・パルスの発生方法の議論を行
う。この例の目的のため、第１図に図示したパル
スのような１ビツト／秒に標準化したデジタル・
パルスの送信を希望すると仮定する。もし方形波
に近いかまたは、長方形のパルスの連続が、搬送
電磁波上で変調されるとすれば、そのようなパル
スの急峻な遷移は、周波数スペクトルの過度に大
きな量の消費を引き起こす。これは、現代の通信
システムに課せられた所定の帯域幅の制約に適合
しない。

むしろ、利用価値の高い周波数スペクトルを保
存し、さらに単位時間当たり十分な情報量を可能
にする一層最適なパルス波形が必要である。本発
明に従つて、そのような最適な形のパルスつまり
最適パルスを発生させる第一段階は、符号間妨害
のない特性を示す特定の自己相関関数Ｒ（τ）を
選択することである。自己相関関数は、ある信号
波形とその信号波形を時間τだけ遅延させた信号
波形との近似性を表す関数であると考えられるの
で、自己相関関数の値が０となる時間τは、ある
信号波形とその信号波形を時間τだけ遅延させた
信号波形との間に近似性がないことを意味し、別
の表現をすれば、ある信号波形とその信号波形を
時間τだけ遅延させた信号波形とは相互に符号間
妨害がないことを意味する。したがつて、自己相
関関数の値が周期的に０を示す関数を選択し、周
期的に０を示す時間遅延毎に１ビツトのデータを
送信することにより、符号間妨害のない送信を行
なうことができる。自己相関関数が、τ＝０で最
大を示し、１ビツト時間の間隔で周期的に０を示
す場合、この自己相関関数は符号間妨害のない特
性を示す。すなわちそのような自己相関関数は、
ビツト時間をＮ倍した倍数においてゼロを示し、
ここでＮ＝１、２、３、…であり、かつＮ＝−
１、−２、−３、…である。たとえば、これらの基
準を満たす１つのパルスの自己相関関数、すなわ
ち自己相関関数Ｒ（τ）＝sin（pi×τ）／（pi×
τ）を、第２Ａ図に示す。Ｒ（τ）は、あるパル
スの自己相関関数であつて、パルスそれ自体では
ないことに注意すべきである。さらに詳しくは、
第２Ａ図の自己相関関数Ｒ（τ）は、１つのパル
スに対応し、もしこれが無線周波数（RF）の搬
送波による送信に選択されれば、マツチト・フイ
ルタ受信機では、符号間妨害のないことが保証さ
れる。しかし、そのようなパルスは、もしそれ以
外の処理をしないで送信すると、多くのビツト時
間にわたつて時間が伸びるという欠点がある。本
発明は、最適化された原形パルスを格納すること
とこれを送信することを含むものであるから、第
２Ａ図のパルスの欠点は重要である。なぜなら
ば、そのような長いパルスによつて構成される全
てのデータを格納したり、引き出したりすると効
率が悪くなる。

低符号間妨害特性を保持しながら、なお自己相
関関数Ｒ（τ）の尾部を素早く減衰させるために
は、Ｒ（τ）は指数関数によつて窓付けされる。
（第３図の特定の用途の場合、低符号間妨害は、
約10％の符号間妨害より少ないと考えられるが、
低符号間妨害であると考えられるものは、その用
途によつてある程度変化する場合がある。）本発
明のこの実施例では、例えば、Ｒ（τ）は第２Ｂ
図に示す指数関数exp（−（．165×τ）²）で窓付
けされ、したがつて第２Ｃ図に示す窓付けされた
自己相関関数R_w（τ）が作られる。自己相関関数
の「尾部」は、このような関数の中央から外向き
に、＋と−の無限大に向かつて伸びる自己相関関
数の部分と定義され、この部分は、自己相関関数
Ｒ（τ）の信号の内容に実質的に影響を与えるこ
となく除去することができる。本例では、正の尾
部とはＲ（τ）の＋t_tより大きい部分で（ここで
＋τ_tは５に等しい）、負の尾部はＲ（τ）の−τ_tよ
り小さい部分（ここで＋τ_tは５に等しい）であ
る。これらの尾部は、結果として生じるパルスの
長さを減じるために実質的に除去される。

当業者は、＋τ_tおよび−τ_tとして選択された値
は、特定の用途によつて変化することを理解して
いる。このような自己相関関数の尾部を実質的に
減衰させるために選択されたウインド関数が上に
述べた基準を満足する限り、当業者は、上に例と
して与えた指数関数以外のウインド関数がＲ（τ）
自己相関関数の尾部を減衰させるために使用でき
ることを理解する。

窓付けした自己相関関数R_w（τ）に対応するパ
ルスの出力スペクトルは、R_w（τ）のフーリエ変
換を行なうことによつて決定される。結果として
生じるパワースペクトルは、Ｆ［R_w（τ）］対周波
数ｆとして第２Ｄ図に図示されている。

窓付けした自己相関関数R_w（τ）に対応するパ
ルスの電圧スペクトルは、そのパルスの出力スペ
クトルの平方根を取ることで決定される。周波数
の関数としての、そのような電圧スペクトルは、
Ｆ［Ｘ(t)］で与えられ第２Ｅ図に示される。第２
Ｅ図の電圧スペクトルは、周波数の正および負の
無限大まで伸びている点に注意すること。

電圧スペクトルは、周波数の上限f₁および周波
数の下限f₂において断ち切られ、この周波数範囲
の上限と下限は、このパルスの低符号間妨害特性
を実質的に保持しながら、このようにして発生し
た断ち切られた電圧スペクトルに対応するパルス
に占有された帯域幅を最小にするように選択され
る。断ち切られた電圧スペクトルは、Ｚ(f)対周波
数として第２Ｆ図に示される。この特定の例で
は、f₁と−f₁は、上に設定した基準により、それ
ぞれ0.6348Hzと−0.648Hzに設定される。

断ち切られた電圧スペクトル波形Ｚ(f)は、逆フ
ーリエ変換され、パルス形状Ｚ(t)の波形を決定
し、この波形は、断ち切られた電圧スペクトル波
形Ｚ(f)に対して発生される。すなわちこれに対応
する。すなわちＺ(t)＝F^-1［Ｚ(t)］である。Ｚ(f)
のパルス波形は、第２Ｇ図に示される。

ハードウエアの効率を最大にするため、Ｚ(f)波
形は最小の長さで断ち切られなくてはならず、こ
うすることで実質的に低符号間妨害特性と小型の
スペクトルを保持することになる。例えば本発明
の実施例では、最適化された原形パルスは、第３
図に示すQAM送信システムで送信することを目
的としており、パルス関数Ｚ(t)は、20Tの長さで
断ち切られ、Ｔは１ビツト時間に等しい。パルス
関数Ｚ(t)をそのように断ち切るには、関数Ｚ(t)は
第２Ｈ図に示すように適当な余弦関数で窓付けさ
れる。このその余弦関数は、−10Tと＋10Tの間
に伸び、窓付けをしようとする20ビツト時間にわ
たつて伸びる。すなわち、第２Ｈ図の20ビツト時
間の窓の外側に現れるパルス波形Ｚ(t)のこの部分
は、最適原形パルスZ_w(t)を発生させるため、第
２Ｉ図に示すようにＺ(t)波形から除去される。

上に示す例において、第２Ｉ図の特定の最適原
形パルス波形は、直交位相振幅変調（QAM）方
式のデジタル送信システムにおいて送信するため
に最適化されてきた。当業者は、本発明の各段階
において採用されている特定の値を他の方式のデ
ジタル変調送信システムに適用するため、変更で
きることを理解している。例えば、幾つかの応用
例において、自己相関関数Ｒ（τ）に窓付けする
各段階は、例として上で与えられた以外の値を有
する指数関数で窓付けすることによつて達成でき
る。ただし、これは、自己相関関数の尾部が選択
された特定のデジタル変調システムに対して必要
な範囲にまで減衰され、窓付けされた自己相関関
数の低符号間妨害特性が保持されている限りにお
いてである。この例における指数関数以外の窓付
け関数は、また与えられた上記の基準を満足すれ
ば採用される。

デジタル変調方式が異なると、異なつた帯域幅
の信号を送信する傾向があるので、電圧スペクト
ルを周波数の上限と下限で断ち切る方法の段階
で、このような周波数の上限と下限が選択され、
その結果得られるパルス（この方法のその後の段
階で変更さえるように）が、選択された特定のデ
ジタル変調方式において無線搬送波で変調された
場合、受入可能な帯域幅を占める限り、この周波
数の上限と下限は上の例の周波数の上限と下限と
異なつてもよいことを当業者は理解している。例
で述べたように、結果として得られた対応するパ
ルスの低符号間妨害特性が保持されるか、または
実質的に保持されるように、このような上下限周
波数が選択されることが、本発明の方法にとつて
重要である。

断ち切られた電圧スペクトルの逆フーリエ変換
を、この方法の前の段階の結果である最適化され
たパルスを発生するための関数で窓付けする段階
において、当業者は実質的に低符号間妨害特性を
保持しながら時間領域の中で最適化されたパルス
の長さを制御するのに、上記例で採用した余弦関
数以外の窓付け関数が使用できることを理解して
いる。例えば、上記の基準を満足すれば、カイザ
ー窓またはドルフ／チエビシエフ窓を採用するこ
とができる。この窓付けの段階において、時間領
域内の最適化されたパルスの長さは、利用者の意
図する特定の用途に対して受入可能な程度のハー
ドウエアの効率を得るのに必要な範囲に制限され
ることに、ここで再び注意する必要がある。

本発明にしたがつて、第２Ｉ図の最適化された
パルス波形の例は、少なくとも各ビツト時間毎に
一回供給される。１ビツト時間毎に最適パルスサ
ンプルを１個供給すると、最適パルスの波形の比
較的大雑把な近似が得られる。１ビツト時間毎に
最適パルス波形の２つ以上供給すると、例えば２
ないし８またはそれ以上のサンプルが、第２Ｊ図
に示すように、最適パルスのより優れた近似で得
られる。第２Ｊ図の最適パルス波形の近似のサン
プルは、第２Ｉ図の最適パルス波形をあらかじめ
定める時間間隔t_iでサンプリングすることで得ら
れ、または本発明の方法のすでに述べられた段階
により１ビツト時間の中のあらかじめ定める時間
間隔で最適パルス波形の値を数値的に決定するこ
とで得られる。

第３図は、第２Ｉ図の最適パルスを送信するの
に使用される送信機１００のブロツク図である。
本発明にしたがつて、第２Ｊ図のサンプルは送信
機１００のメモリに格納され、第２Ｉ図のパルス
を再構成するためのパターンとして使用される。
送信機１００がデジタルの１を送信する必要があ
る場合、これは、送信機のメモリに格納されてい
るパルス・サンプルから引き出されて再構成され
た最適パルス（再構成パルス）を送信する。送信
機１００がデジタルの０を送信する必要がある場
合、これは、送信機のメモリに格納されているパ
ルス・サンプルから引き出された再構成パルスの
極性の反転した信号を送信する。

すでにのべたように、特定の「最適パルス」
は、本例においては、QAM方式の送信機用に最
適化されてきた。したがつて、第３図に見られる
ように、「正位相」チヤンネル（Ｉチヤンネル）
および「直交位相チヤンネル」（Ｑチヤンネル）
を含むQAM送信機は、送信機１００として示さ
れている。Ｑチヤンネルの信号の内容は、後に述
べるＩチヤンネルの信号内容を90゜変位させたも
のである。

更に詳しくは、QAM送信機１００は、送信機
１００の動作を制御するマイクロプロセツサ１１
０を含む。マイクロプロセツサ１１０は、データ
入力１１０Ａと１１０Ｂ、および出力１１０Ｃと
１１０Ｄを含む。マイクロプロセツサ１１０は、
メモリ・ポート１１０Ｅと１１０Ｆを含む。マイ
クロプロセツサ１１０として送信機１００に使用
することのできるマイクロプロセツサの１つは、
テキサス・インスツルメント社によつて製造され
たモデルTITMS320／10である。

送信機１００は、無線送信で必要とするデジタ
ル・データをマイクロプロセツサ１１０に直接供
給するためのマイクロプロセツサのデータ入力１
１０Ｂに接続された入力１１５を含んでいる。送
信機１００は、また送信機１００に音声等のオー
デイオ信号を入力するのに使用するマイクロフオ
ン入力１２０を含む。

プリアンプ１２５は、発生した音声信号を後段
の送信機１００が処理するのに適した信号レベル
に増幅するためにマイクロフオン１２０の出力に
接続される。Ａ／Ｄ変換器１２７は、プリアンプ
１２５の出力とマイクロプロセツサのデータ入力
１１０Ａとの間に接続され、アナログ音声信号を
マイクロプロセツサ１１０による別のデジタル処
理に適したデジタル音声信号へ変換する。

ランダム・アクセス・メモリ（RAM）１３０
は、第３図に示すように、メモリ・ポート１１０
Ｆに接続され、マイクロプロセツサ用の一時的な
記憶に使用される。リード・オンリ・メモリ
（ROM）１３５は、メモリ・ポート１１０Ｅに
接続される。第２Ｊ図に示す最適パルスのサンプ
ル値は、ROM１３５に格納され、マイクロプロ
セツサ１１０は、これらのサンプル値を引き出
し、送信機１００の後段で送信するため最適原形
パルス波形を再構成するのに利用する。

マイクロプロセツサ１１０が第１デジタル信号
レベルである論理１を送信すると判断すると（す
なわち、マイクロプロセツサ１１０が、データ入
力１１０Ａまたは１１０Ｂのいずれかから論理１
を受信した場合）このマイクロプロセツサ１１０
は、ROM１３５から最適パルスのサンプルを引
き出し、データ出力１１０Ｃまたは１１０Ｄの一
方にこのようにして形成されたパルス・サンプル
群を出力へ供給する。しかし、マイクロプロセツ
サ１１０が第２デジタル信号レベルである論理０
を送信すると判断する場合（すなわち、マイクロ
プロセツサが、データ入力１１０Ａまたは１１０
Ｂいずれかより論理０を受信した場合）マイクロ
プロセツサ１１０は、ROM１３５から最適パル
スのサンプルを引き出し、データ出力の一方にこ
のようにして形成されたパルス・サンプル群の極
性の反転した信号を出力へ供給する。

本発明の１つの実施例の現実の例において、パ
ルス・サンプル群は、データ出力１１０Ｃおよび
１１０Ｄに交互に供給される。したがつて、この
ような実施例においては、パルス・サンプル群
は、送信用としてＩチヤンネルへ、そして送信用
としてＱチヤンネルへ交互に供給される。

Ｉチヤンネルは、Ｄ／Ａ変換器１４０を含み、
これはマイクロプロセツサのデータ出力１１０Ｃ
に供給されている。Ｄ／Ａ変換器１４０は、これ
に加えられたパルス・サンプリング群を第２Ｉ図
の最適パルスと実質的に同じパルス形状を有する
再構成されたアナログ最適パルスに変換する。Ｉ
チヤンネルは、さらに低域通過フイルタ１４５を
含み、これはＤ／Ａ変換器１４０の出力に接続さ
れ、変換器１４０から供給される再構成パルスに
存在する可能性のある望ましくない高い周波数成
分を実質的に減衰させる。Ｉチヤンネルはフイル
タ１４５の出力に接続された入力１５０Ａと搬送
周波数発振器１５５の出力に接続された入力１５
０Ｂとを有するミキサ１５０を含む。発振器１５
５は、送信を希望する無線周波数で搬送信号を発
生する。ミキサ入力１５０Ａに供給されるろ波さ
れた再構成パルスは、搬送周波数発振器１５５に
よつてミキサ入力１５０Ｂに供給される無線周波
数搬送波に変調される。

Ｑチヤンネルは、Ｄ／Ａ変換器１６０を含み、
これはマイクロプロセツサ・データ出力１１０Ｄ
に接続される。Ｄ／Ａ変換器１６０は、これに供
給されたパルス・サンプル群を第２Ｉ図の最適パ
ルスと実質的に同じパルス形状を有する再構成さ
れたアナログ最適パルスに変換する。Ｑチヤンネ
ルは、さらに低域通過フイルタ１６５を含み、こ
れはＤ／Ａ変換器１６０の出力に接続され、変換
器１６０から供給される再構成パルスに存在する
可能性のある望ましくない高い周波数成分を実質
的に減衰させる。Ｑチヤンネルはミキサ１７０を
有し、このミキサ１７０は、フイルタ１６５の出
力に接続された入力１７０Ａと、このミキサと搬
送周波数発振器１５５との中間にある90゜位相シ
フト・ネツトワーク１７５を介してこの搬送周波
数発振器１５５の出力に接続さた入力１７０Ｂと
を有する。ミキサ入力１７０Ａに供給されるろ波
された再構成パルスは、Ｉチヤンネルに供給され
る搬送信号に対して90゜位相をシフトした無線周
波数搬送波に変調される。

ミキサ１５０と１７０との出力は、加算すなわ
ち混合回路１８０の２つの入力に接続され、その
結果、Ｉチヤンネルの信号とＱチヤンネルの信号
は送信の前に混合される。無線周波数増幅器１８
５は、加算回路１８０の出力に接続され、加算さ
れた信号を増幅器１８５の出力に接続されたアン
テナ１９０で送信するのに十分なレベルに増幅す
る。

第４図は、ソフトウエア・プログラムのフロー
チヤートで、本発明にしたがつて、マイクロプロ
セツサ１１０の動作を制御するのに使用される。
このようなソフトウエア・プログラムはROM１
３５に格納されている。第４図に見られるよう
に、動作ルーチンはブロツク２００で始まり、こ
こでシステムは初期化される。Ｎはインデツクス
番号として定義され、送信機１００で送信される
データ・ビツトのそれぞれに対応する。例えば、
データ入力１００Ａまたはデータ入力１００Ｂの
いずれかにおいて、送信されているデータの最初
のビツトに対してＮは１に等しいと定義される。
このようなデータの第２ビツトの場合、Ｎは２に
等しい等々である。フローは、ブロツク２０５に
続き、ここでＮ、データ入力ビツトの数は１に等
しくセツトされる。ブロツク２１０では、マイク
ロプロセツサ１１０はデータ入力１１０Ａまたは
１１０Ｂのいずれかからのデータの最初のビツト
（Ｎ＝１）を読む。マイクロプロセツサ１１０は、
次ぎに判断ブロツク２１５でこの最初のビツトが
論理０か１かを決定する。もし最初のビツト（Ｎ
＝１）が論理１であると決定されると、マイクロ
プロセツサ１１０はROM１３５（ブロツク２２
０）に格納されている最適パルスのサンプルを引
き出し、マイクロプロセツサ１１０（ブロツク２
２５）の出力の１つにこのサンプルを加える。し
かし、もしこの最初のビツト（Ｎ＝１）が論理０
であると決定されると、マイクロプロセツサ１１
０はROM１３５（ブロツク２３５）に格納され
ている最適パルスのサンプルを引き出し、そして
マイクロプロセツサ１１０（ブロツク２４０）の
出力の１つからこのサンプルを差し引く。どちら
の場合も、最適パルスのサンプル（正であつても
負であつても）は、Ｄ／Ａ変換器（ブロツク２５
０）に供給され、ここでこのサンプルは最適パル
スの再生されたアナログ値に変換される。再構成
された最適パルスは、ブロツク２５５で送信機１
００によつて送信される。マイクロプロセツサ１
１０（ブロツク２６０）は、次にＮカウンタ・ビ
ツトを入力データ（Ｎ＝２）の次ぎのビツトに進
め、その結果、マイクロプロセツサ１１０はブロ
ツク２１０で第２ビツトを読み出し、この２番目
のビツトを上で述べたように処理する。処理フロ
ーは、後続のビツトＮ＝３、４、…に対しても実
質的に同様の方法で継続する。

第１表は、ROM１３５に格納され、マイクロ
プロセツサ１１０にROM１３５から最適パルス
を引き出させたり、論理０すなわちゼロが送信を
希望されているか否かにしたがつてこのパルスま
たはその否定を送信させたりするためのオブジエ
クト・コードのリストの一例である。

第５図は、第３図の送信機１００によつて送信
された最適デジタルパルスを受信するために使用
するQAM型受信機３００を示す。この受信機３
００は、これに当たつた無線周波数信号を集める
ためのアンテナ３０５を有する相関受信機であ
る。アンテナ３０５は、受信機の前置部３１０に
接続され、この前置部３１０は、これに加えられ
た無線信号を受信機３００のその後の段で処理す
るのに十分なレベルに増幅する。前置部３１０の
出力は、受信機３００のI′とQ′チヤンネルの入力
に加えられる。すなわち、前置部３１０の出力
は、入力ミキサ３１５の２つの入力の１つに接続
され、このミキサの残りの入力は、発振器３２０
に接続される。発振器３２０の周波数は、ミキサ
３１５に加えられた入力デジタル無線周波数信号
とミツクスされたとき、この入力信号が受信機３
００のその後の段による処理に適したベースバン
ドI′（位相チヤンネルで）信号になるように復調
されるように選択される。ミキサ３１５の出力は
低域通過フイルタ３２５を介してＡ／Ｄ変換器３
２０の入力に接続される。フイルタ３２５は、ベ
ースバンドI′信号に存在する全ての望ましくない
高周波成分を実質的に減衰する。ろ波されたI′チ
ヤンネルのベースバンド信号は、次にＡ／Ｄ変換
器３２０でデジタルI′チヤンネル信号に変換され
る。Ａ／Ｄ変換器３２０の出力は、マイクロプロ
セツサ３３０のデータ入力３２０Ａに接続され
る。したがつて、I′チヤンネルは、受信機３００
によつて受信された送信機１００からの信号に存
在する「正位相」最適デジタル無線周波数信号を
復調し、このような各最適パルスをサンプルし、
以下で説明する方法でマイクロプロセツサ３３０
によつて処理されるパルス・サンプルを発生す
る。

第５図に示すように前置部３１０の出力は、ま
た受信機３００のQ′（または直角位相）チヤンネ
ルの入力に接続される。さらに詳しくは、前置部
３１０の出力は、ミキサ３３５の１つの入力に接
続され、そのミキサの残りの入力は90゜位相シフ
ト・ネツトワーク３３７を介して発振器３２０に
接続される。したがつて、ミキサ３３５は受信し
たデジタル無線周波数信号のこれらの信号成分を
復調するが、これらの成分は、受信したデジタル
無線周波数信号の「正位相」信号成分と直角位相
の関係にある。ミキサ３３５の出力は、低域通過
フイルタを介して、Ａ／Ｄ変換器３４０に接続さ
れる。フイルタ３４５は、ミキサ３３５の出力で
発生された復調直角位相ベースバンド信号に存在
する可能性のある望ましくない高周波数信号成分
を全て実質的に減衰する。ろ波されたQ′チヤン
ネルのベースバンド信号は、次にＡ／Ｄ変換器３
４０でデジタルQ′チヤンネル信号に変換される。
Ａ／Ｄ変換器３４０の出力は、マイクロプロセツ
サ３３０のデータ入力３２０Ｂに接続される。し
たがつて、Q′チヤンネルは、受信機３００で受
信した「直角位相」デジタル・パルス無線周波数
信号を復調し、最適化された原形パルスの各々を
サンプリングして、以下説明する方法でマイクロ
プロセツサ３３０によつて処理されるデジタル・
パルス・サンプルを発生する。

マイクロプロセツサ３３０として使用すること
のできる１つのマイクロプロセツサは、テキサ
ス・インスツルメント社によつて製造されている
モデルTMS320／10である。マイクロプロセツサ
３３０は、データ出力３３０Ｃと３３０Ｄを有
し、さらにメモリ・ポート３３０Ｅと３３０Ｆを
有する。読み出し専用メモリ（ROM）３５０
は、メモリ・ポート３３０Ｅに接続され、第６図
の以下のフローチヤートに従う特定のソフトウエ
ア・コードを有し、I′およびQ′チヤンネルからデ
ータ・ポート３３０Ａと３３０Ｂでそれぞれ受信
したデジタル信号をどのように処理するかをこの
マイクロプロセツサ３３０に指示する。送信機１
００によつて送信された最適パルスの形状の適当
なレプリカがROM３５０に格納され、マイクロ
プロセツサのデータ入力３３０Ａと３３０Ｂに与
えられた復調パルス・サンプルをこのマイクロプ
ロセツサが適切に受け取り処理することを可能に
する。便宜上送信機１００のROM１３５に格納
されている基本的に同一のパルス形状の情報が受
信機３００のROM３３５に格納される。ランダ
ム・アクセス・メモリ（ROM）３６０がメモ
リ・ポート３３０Ｆに接続され、マイクロプロセ
ツサ３３０のための一時的な記憶を行う。第６図
のフローチヤートによれば、マイクロプロセツサ
３３０は、I′とQ′チヤンネルによつて与えられた
パルス・サンプルを処理し、現時点でどのタイプ
の信号が受け取られているかによつて、データ出
力３３０Ｄに情報デジタル信号を発生するか、デ
ータ出力３３０Ｅに音声データ信号を発生するか
のいずれかを行う。音声データ信号の場合、マイ
クロプロセツサのデータ出力３３０ＣはＤ／Ａ変
換器３７０の入力に接続され、このようなデジタ
ル音声信号をアナログ音声信号に変換することに
留意のこと。このようにして発生されたアナログ
音声信号はユーザに対する出力を行うためスピー
カー３９０に接続されたオーデイオ増幅器３８０
によつて増幅される。受信されたデータ信号は、
データ出力３３０Ｄに出力される。

第６図は、マイクロプロセツサ３３０の動作を
示すフローチヤートである。マイクロプロセツサ
３３０の動作は、ブロツク４００でスタートすな
わち初期化される。フローは、ブロツク４０５へ
進み、ここでマイクロプロセツサ３３０が処理す
る第１パルス・サンプルのグループに対応させる
ため、カウンタＭが１にセツトされる。この第１
パルス・サンプルのグループは、受信機３００に
よつて受信された第１の最適原形パルスのサンプ
ルによつて構成されることに留意のこと。（本発
明の１実施例では、Ａ／Ｄ変換器３２０と３４０
は、交互に各々に受信されたパルスのサンプルを
受け取る。すなわち、Ａ／Ｄ変換器３４０は、第
１パルス・サンプルのグループを形成するため第
１の受信パルス（Ｍ＝１）のサンプルを受取る。
Ａ／Ｄ変換器３４０は、次に第２パルス・サンプ
ルのグループを形成するため、第２の受信された
パルス（Ｍ＝２）のサンプルを受け取る。Ａ／Ｄ
変換器３４０は、次に第３パルス・サンプルのグ
ループを形成するため、第３の受け取られたパル
ス（Ｍ＝３）のサンプルを受取る。このサンプリ
ング・プロセスは、その後連続するパルスについ
て同じ方法で継続される、即ち上述のようにI′と
Q′チヤンネルの間で交互に行われる。）再び、第
１パルスの受け取りの議論にもどつて、マイクロ
プロセツサ３３０は、ブロツク４１０で、このマ
イクロプロセツサ３３０のデータ入力の１つに存
在する第１パルス（Ｍ＝１）のパルス・サンプル
を読み取る。マイクロプロセツサ３３０は、次に
ブロツク４１５で、第１パルス・グループに対す
るＶの値を決定するが、ここで Ｖ＝Σp′（ｔ−MT_b）Ｘ(t) であり、ここでp′は受信機の相関波形であり； Ｘ(t)は時間ｔにおけるＡ／Ｄ変換器３２０と３
４０からの各々のサンプルを示し； Ｍはパルス数またはビツト数であり； T_bは標準化されたビツト期間であり、そして ｔは時間である。

さらに詳しくは、マイクロプロセツサ３３０
は、全てのｔの値に対する積p′（ｔ−MT_b）Ｘ(t)
の合計を計算することによつて、第１パルス・グ
ループに対するＶを決定し、ここでp′（ｔ−
MT_b）は非ゼロである。この加算ステツプの一
部として、マイクロプロセツサ３３０は、メモリ
から相関波形、p′を引き出す。最大パワー効率を
達成するため、第５図の相関受信機３００によつ
て使用される相関波形p′は、第３図の送振機１０
０によつて送信されたものと同じ原形パルス波形
である。留意することは、送信機１００で使用し
ているよりも若干短いパルスを相関波形として受
信機３００で使用してもよいことであるが、但し
このパルスはこの受信機の性能を大幅に劣化させ
るほど短いものであつてはならない。

上述した方法で第１パルス・サンプルのグルー
プ（Ｍ＝１）に対するＶの値を決定した後、マイ
クロプロセツサ３３０は、次に判断ブロツク４２
０でこのＶの値がゼロ（０）以上であるかどうか
を判断する。もし第１パルス・サンプルのグルー
プに対するこのＶの値がゼロ以上であると判断さ
れれば、次にマイクロプロセツサ３３０はブロツ
ク４２５でそのデータ出力の１つに１を発生す
る。もしこの第１パルス・サンプルのグループに
対するＶの値がゼロ未満であると判断されれば、
次にマイクロプロセツサ３３０はブロツク４３０
でそのデータ出力の１つに０を発生する。送信さ
れた信号は、このようにしてマイクロプロセツサ
３３０の出力で１連の１と０として再構成され
る。

マイクロプロセツサ３３０は、ブロツク４３５
でカウンタＭに１を加え、その結果、Ｍ＝２とな
る。プロセス・フローは次にブロツク４１０に戻
り、ここでマイクロプロセツサ３３０は、そのデ
ータ入力に与えられた第２パルス・グループのサ
ンプルを読み出す。Ｖを決定する加算ステツプ
は、以前と同様に進行し、第２パルス・グループ
のサンプルが論理０または１に相当するかどうか
の決定が行われる。これに続くパルス・サンプル
のグループ３、４、…の処理が上述したのと実質
的に同じ方法で連続して行われる。

第２表は、マイクロプロセツサ３３２に上述し
た方法で受け取つた最適パルスを処理させるため
にROM３５０に格納されているオブジエクト・
コードのリストの一例である。

再び第３図を参照して、現実の例において、送
信機１００が最適パルスを送信すると、本発明の
一実施例では、第１最適パルスをＩチヤンネルで
送信、第２最適パルスをＱチヤンネルで送信、第
３最適パルスをＩチヤンネルで送信が行われる。
すなわち、送信機１００は１つおきにパルスを送
信するため、ＩおよびＱチヤンネルの間で切替わ
る。この実施例の場合、このように送信されたパ
ルス信号を受信するのに使用する対応する相関受
信機もまた、このパルス信号を受信するために
I′とQ′チヤンネルの間で処理を交互に行う。

本発明の他の実施例が考えられているが、この
場合、２つの別のデータ・ストリームが送信機１
００のＩとＱチヤンネルに伝送される。この場
合、相関受信機は、I′とQ′チヤンネルを別のデー
タ・ストリームの発生源として取扱い、これにし
たがつて受信されたパルス・サンプルのグループ
を処理する。

上記の説明から、本発明にはデジタル信号を送
信する方法ばかりでなく、このような信号を送信
するための装置が含まれていることが明らかであ
る。要約すれば、このような装置は、所定のパル
ス形状に共に対応する複数のサンプルを格納する
ためのメモリを有している。この装置は、さらに
メモリに接続されたデジタル信号をアナログ信号
に変換する回路を有し、複数のサンプルを所定の
パルス形状を示すアナログ信号に変換する。Ｄ／
Ａ変換器に接続された回路が設けられ、これは第
１及び第２デジタル信号の１つが通信を行うこと
を希望された場合、無線周波数搬送波で変調され
た所定のパルス形状を送信し、第１と第２デジタ
ル信号レベルの他方の通信が希望された場合には
所定のパルス信号の否定を送信する。

上記なデジタル信号を送信するための方法と装
置を示し、この場合独特のパルス成形を使用して
相対的なビツド・レートと同時に高いスペクトル
効率で送信されるデジタル・パルスを発生する。
さらに、このようなパルス成形方法および装置に
よつて、比較的低い出力レベルで送信することが
可能であり、かつ効率的に受信することのできる
デジタル・パルスが発生される。

一定の好適な特徴を実例によつて示したが、当
業者は多くの変更と変形を行うことができる。従
つて、この特許請求の範囲は、本発明の真の精神
内に包含されるこのような変更と変形を全て含む
ことを意図している。