JPH05316721A - 並列制御型ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
並列制御型ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は並列制御型ＤＣ／ＤＣコンバータに
関し、整流用ダイオードと結合用ダイオードを兼ねるこ
とにより、ダイオードの電圧降下の影響を少なくすると
共に、制御回路を１個で動作させることにより、効率の
向上ができる安価な並列制御型ＤＣ／ＤＣコンバータを
提供することを目的としている。 【構成】 アースを共通にし、別個の電源又は電池を入
力とする少なくとも２個のコンバータ１０と、前記各コ
ンバータ１０内のスイッチング素子を出力電圧に応じて
同じ幅のオンパルスで駆動する制御回路１１とを具備
し、これらコンバータ１０の出力を並列接続して負荷に
パワーを供給するように構成される。
関し、整流用ダイオードと結合用ダイオードを兼ねるこ
とにより、ダイオードの電圧降下の影響を少なくすると
共に、制御回路を１個で動作させることにより、効率の
向上ができる安価な並列制御型ＤＣ／ＤＣコンバータを
提供することを目的としている。 【構成】 アースを共通にし、別個の電源又は電池を入
力とする少なくとも２個のコンバータ１０と、前記各コ
ンバータ１０内のスイッチング素子を出力電圧に応じて
同じ幅のオンパルスで駆動する制御回路１１とを具備
し、これらコンバータ１０の出力を並列接続して負荷に
パワーを供給するように構成される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は並列制御型ＤＣ／ＤＣコ
ンバータに関し、更に詳しくは負荷に複数のコンバータ
からパワーを供給するようにした並列制御型ＤＣ／ＤＣ
コンバータに関する。
ンバータに関し、更に詳しくは負荷に複数のコンバータ
からパワーを供給するようにした並列制御型ＤＣ／ＤＣ
コンバータに関する。
【０００２】ＤＣ／ＤＣコンバータは、電子機器の電源
として、特に携帯用機器で電池使用の機器の電源として
利用されている。この種の電源で、電源容量を増やすた
めに電池を並列接続し、又は電池を直列接続し、所要の
電圧値になるように変換している。電源容量を増やすた
めに、電池を直に並列接続すると、電池間の電圧差及び
内部抵抗の差によって電池間に循環電流が流れるので、
逆流阻止用タイオードを介して並列接続している。この
場合、電池電圧に比較してダイオードの順方向電圧降下
が大きく、電池利用効率を低下させるという問題があ
る。
として、特に携帯用機器で電池使用の機器の電源として
利用されている。この種の電源で、電源容量を増やすた
めに電池を並列接続し、又は電池を直列接続し、所要の
電圧値になるように変換している。電源容量を増やすた
めに、電池を直に並列接続すると、電池間の電圧差及び
内部抵抗の差によって電池間に循環電流が流れるので、
逆流阻止用タイオードを介して並列接続している。この
場合、電池電圧に比較してダイオードの順方向電圧降下
が大きく、電池利用効率を低下させるという問題があ
る。
【０００３】
【従来の技術】図１３乃至図１７は従来回路例を示す図
である。先ず、図１３に示す第１の例について説明す
る。この例は昇圧型（ブースト型）ＤＣ／ＤＣコンバー
タである。図において、Ｅ１，Ｅ２は直流電圧であり、
電源電圧又は電池により実現される。Ｅ１，Ｅ２にそれ
ぞれ直列に接続されたダイオードＤ１，Ｄ２は逆阻止ダ
イオード（結合用ダイオード）であり、Ｅ１，Ｅ２の値
が異なっていた時に、循環電流が流れるのを防ぐための
ものである。
である。先ず、図１３に示す第１の例について説明す
る。この例は昇圧型（ブースト型）ＤＣ／ＤＣコンバー
タである。図において、Ｅ１，Ｅ２は直流電圧であり、
電源電圧又は電池により実現される。Ｅ１，Ｅ２にそれ
ぞれ直列に接続されたダイオードＤ１，Ｄ２は逆阻止ダ
イオード（結合用ダイオード）であり、Ｅ１，Ｅ２の値
が異なっていた時に、循環電流が流れるのを防ぐための
ものである。
【０００４】１は、スイッチング素子としてのトランジ
スタＱ１をオン／オフ制御する制御回路である。該制御
回路１の端子はパワー供給端子、端子は出力電圧の
センス端子、はアース端子、はトランジスタＱ１の
駆動端子である（以下、制御回路１の各端子は特に断ら
ない限り同じ機能を有しているものとする）。Ｌ１はダ
イオードＤ１，Ｄ２の共通接続点に接続された平滑用チ
ョークコイル、Ｄ３はチョークコイルＬ１と直列に接続
された整流用ダイオード、Ｃ１は該ダイオードＤ３のカ
ソードとアースライン間に接続された平滑用コンデンサ
である。２は出力に接続された負荷である。出力電圧
は、制御回路１にモニタされるため、制御入力端子に
フィードバックされている。このように構成された回路
の動作を説明すれば、以下のとおりである。
スタＱ１をオン／オフ制御する制御回路である。該制御
回路１の端子はパワー供給端子、端子は出力電圧の
センス端子、はアース端子、はトランジスタＱ１の
駆動端子である（以下、制御回路１の各端子は特に断ら
ない限り同じ機能を有しているものとする）。Ｌ１はダ
イオードＤ１，Ｄ２の共通接続点に接続された平滑用チ
ョークコイル、Ｄ３はチョークコイルＬ１と直列に接続
された整流用ダイオード、Ｃ１は該ダイオードＤ３のカ
ソードとアースライン間に接続された平滑用コンデンサ
である。２は出力に接続された負荷である。出力電圧
は、制御回路１にモニタされるため、制御入力端子に
フィードバックされている。このように構成された回路
の動作を説明すれば、以下のとおりである。
【０００５】制御回路１がトランジスタＱ１をオンにす
ると、チョークコイルＬ１に電流が流れ、このチョーク
コイル内にエルネギーが蓄積される。次に、制御回路１
がトランジスタＱ１をオフにすると、チョークコイルＬ
１に蓄積されていたエネルギーがダイオードＤ３を通っ
て負荷２に供給される。この時、チョークコイルＬ１の
極性は、Ｄ１，Ｄ２の共通接続側が負、負荷側が正にな
る。従って、出力電圧ＶＯは、Ｅ１＋ＶＬ（又はＥ２＋
ＶＬ）となる（ＶＬはＱ１オフ時のチョークコイルＬ１
の両端の電圧である）。従って、この回路は昇圧型のＤ
Ｃ／ＤＣコンバータとなる。この動作期間中、Ｅ１とＥ
２とが等しい場合には、パワーは両方の電源から等しく
供給されることになる。
ると、チョークコイルＬ１に電流が流れ、このチョーク
コイル内にエルネギーが蓄積される。次に、制御回路１
がトランジスタＱ１をオフにすると、チョークコイルＬ
１に蓄積されていたエネルギーがダイオードＤ３を通っ
て負荷２に供給される。この時、チョークコイルＬ１の
極性は、Ｄ１，Ｄ２の共通接続側が負、負荷側が正にな
る。従って、出力電圧ＶＯは、Ｅ１＋ＶＬ（又はＥ２＋
ＶＬ）となる（ＶＬはＱ１オフ時のチョークコイルＬ１
の両端の電圧である）。従って、この回路は昇圧型のＤ
Ｃ／ＤＣコンバータとなる。この動作期間中、Ｅ１とＥ
２とが等しい場合には、パワーは両方の電源から等しく
供給されることになる。
【０００６】次に、図１４に示す第２の従来例について
説明する。図１３と同一のものは、同一の符号を付して
示す。図に示す実施例は、電源電圧Ｅ１，Ｅ２のそれぞ
れについて制御回路１，３を設け、これら制御回路１，
３の出力でスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２のオン
オフを制御し、それぞれ逆阻止ダイオードＤ１，Ｄ２を
介して負荷２にパワーを供給するようにしたものであ
る。個々のＤＣ／ＤＣコンバータは、それぞれ図１３に
示すと同様の昇圧型コンバータとして動作する。
説明する。図１３と同一のものは、同一の符号を付して
示す。図に示す実施例は、電源電圧Ｅ１，Ｅ２のそれぞ
れについて制御回路１，３を設け、これら制御回路１，
３の出力でスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２のオン
オフを制御し、それぞれ逆阻止ダイオードＤ１，Ｄ２を
介して負荷２にパワーを供給するようにしたものであ
る。個々のＤＣ／ＤＣコンバータは、それぞれ図１３に
示すと同様の昇圧型コンバータとして動作する。
【０００７】次に、図１５に示す第３の従来例について
説明する。図に示す回路は、降圧型（バック型）コンバ
ータを示している。図１４と同様のものは、同一の符号
を付して示す。制御回路１側の動作について説明する
（制御回路３側も同様である）。制御回路１がトランジ
スタＱ１をオンにすると、チョークコイルＬ１に電流が
流れると共に、出力にエネルギーが供給される。次に、
トランジスタＱ１がオフになると、チョークコイルＬ１
には、トランジスタＱ１に接続される側が負、負荷２に
接続される側が正の電圧を発生する。このチョークコイ
ルＬ１からダイオードＤ３を介して負荷２にパワーが供
給される。
説明する。図に示す回路は、降圧型（バック型）コンバ
ータを示している。図１４と同様のものは、同一の符号
を付して示す。制御回路１側の動作について説明する
（制御回路３側も同様である）。制御回路１がトランジ
スタＱ１をオンにすると、チョークコイルＬ１に電流が
流れると共に、出力にエネルギーが供給される。次に、
トランジスタＱ１がオフになると、チョークコイルＬ１
には、トランジスタＱ１に接続される側が負、負荷２に
接続される側が正の電圧を発生する。このチョークコイ
ルＬ１からダイオードＤ３を介して負荷２にパワーが供
給される。
【０００８】この時の出力電圧をＶＯとし、Ｑ１のオン
時間をｔON，Ｑ１のオフ時間をｔOFF とすると、ＶＯは
次式で表される。 ＶＯ＝Ｅ１・ｔON／（ｔON＋ｔOFF ） つまり、降圧型コンバータとして動作していることが分
かる。
時間をｔON，Ｑ１のオフ時間をｔOFF とすると、ＶＯは
次式で表される。 ＶＯ＝Ｅ１・ｔON／（ｔON＋ｔOFF ） つまり、降圧型コンバータとして動作していることが分
かる。
【０００９】次に、図１６に示す第４の従来例について
説明する。図に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、昇降圧型
（バックブースト型）コンバータを構成している。つま
り、スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２のオン，オフ
比率を変化させることにより、昇圧，降圧が自由に行え
るからである。制御回路１側の動作について説明する
（制御回路２側の動作についても同様である）。
説明する。図に示すＤＣ／ＤＣコンバータは、昇降圧型
（バックブースト型）コンバータを構成している。つま
り、スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２のオン，オフ
比率を変化させることにより、昇圧，降圧が自由に行え
るからである。制御回路１側の動作について説明する
（制御回路２側の動作についても同様である）。
【００１０】制御回路１によりスイッチングトランジス
タＱ１がオンオフする。トランジスタＱ１の負荷にはト
ランスＴ１の１次巻線が接続されているため、トランス
Ｔ１にはエネルギーが蓄積される。ここで、トランスＴ
１の２次側から制御回路１の′端子に線が接続されて
いるのは、トランスＴ１の１次側と２次側でアースを共
通化するためである。
タＱ１がオンオフする。トランジスタＱ１の負荷にはト
ランスＴ１の１次巻線が接続されているため、トランス
Ｔ１にはエネルギーが蓄積される。ここで、トランスＴ
１の２次側から制御回路１の′端子に線が接続されて
いるのは、トランスＴ１の１次側と２次側でアースを共
通化するためである。
【００１１】ここでスイッチングトランジスタＱ１がオ
フになると、トランスＴ１に蓄積されていたエネルギー
が２次巻線よりダイオードＤ３を介して放出される。２
次側に発生した電圧は、整流用ダイオードＤ３で整流さ
れ、続く平滑用コンデンサＣ１に電荷が蓄積され、直流
電圧になる。そしてこの直流電圧から逆阻止ダイオード
Ｄ１を介して負荷２にパワーが供給される。以上の動作
は、制御回路３側についても全く同様である。そして、
トランスＴ２の２次側に発生した直流電圧から逆阻止ダ
イオードＤ２を介して負荷２にパワーが供給される。
フになると、トランスＴ１に蓄積されていたエネルギー
が２次巻線よりダイオードＤ３を介して放出される。２
次側に発生した電圧は、整流用ダイオードＤ３で整流さ
れ、続く平滑用コンデンサＣ１に電荷が蓄積され、直流
電圧になる。そしてこの直流電圧から逆阻止ダイオード
Ｄ１を介して負荷２にパワーが供給される。以上の動作
は、制御回路３側についても全く同様である。そして、
トランスＴ２の２次側に発生した直流電圧から逆阻止ダ
イオードＤ２を介して負荷２にパワーが供給される。
【００１２】次に、図１７に示す第５の従来例について
説明する。図に示す例は、フォワード型ＤＣ／ＤＣコン
バータを構成している。図１６と同一のものは、同一の
符号を付して示す。制御回路１側の動作について説明す
る（制御回路３側についても同様である）。制御回路１
でトランジスタＱ１がオンオフ制御されると、トランス
Ｔ１の２次側には交流が発生する。この交流は、整流用
ダイオードＤ３，Ｄ４で整流された後、平滑用チョーク
コイルＬ１と平滑用コンデンサＣ１とで直流電圧に変換
される。この直流電圧は、逆阻止ダイオードＤ１を介し
て負荷２にパワーを供給する。以上の動作は、制御回路
３側についても全く同様である。そして、トランスＴ２
の２次側に発生した直流電圧から逆阻止ダイオードＤ２
を介して負荷２にパワーが供給される。
説明する。図に示す例は、フォワード型ＤＣ／ＤＣコン
バータを構成している。図１６と同一のものは、同一の
符号を付して示す。制御回路１側の動作について説明す
る（制御回路３側についても同様である）。制御回路１
でトランジスタＱ１がオンオフ制御されると、トランス
Ｔ１の２次側には交流が発生する。この交流は、整流用
ダイオードＤ３，Ｄ４で整流された後、平滑用チョーク
コイルＬ１と平滑用コンデンサＣ１とで直流電圧に変換
される。この直流電圧は、逆阻止ダイオードＤ１を介し
て負荷２にパワーを供給する。以上の動作は、制御回路
３側についても全く同様である。そして、トランスＴ２
の２次側に発生した直流電圧から逆阻止ダイオードＤ２
を介して負荷２にパワーが供給される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】前述した従来の並列型
ＤＣ／ＤＣコンバータは、それぞれのコンバータの出力
電圧が異なっている場合に、循環電流が流れるのを防ぐ
ため、それぞれの出力電圧に逆阻止ダイオードＤ１，Ｄ
２を介して負荷にパワーを供給するようになっている。
トランスを用いない方式の場合、電池電圧に比較してこ
のダイオードの電圧降下の比率が大きく、電池の利用効
率を低下させている。
ＤＣ／ＤＣコンバータは、それぞれのコンバータの出力
電圧が異なっている場合に、循環電流が流れるのを防ぐ
ため、それぞれの出力電圧に逆阻止ダイオードＤ１，Ｄ
２を介して負荷にパワーを供給するようになっている。
トランスを用いない方式の場合、電池電圧に比較してこ
のダイオードの電圧降下の比率が大きく、電池の利用効
率を低下させている。
【００１４】また、このようなダイオードの電圧降下の
比率を下げるため、電池電圧を昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバ
ータで高圧所要電圧に変換して、ダイオード結合して、
相対的にダイオードの電圧降下による電池利用効率を改
善することが行われている（図１６，図１７参照）。し
かしながら、このような方式を用いても依然としてダイ
オードの電圧降下が残るだけでなく、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータが複数必要であり、高価であった。
比率を下げるため、電池電圧を昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバ
ータで高圧所要電圧に変換して、ダイオード結合して、
相対的にダイオードの電圧降下による電池利用効率を改
善することが行われている（図１６，図１７参照）。し
かしながら、このような方式を用いても依然としてダイ
オードの電圧降下が残るだけでなく、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータが複数必要であり、高価であった。
【００１５】本発明はこのような課題に鑑みてなされた
ものであって、整流用ダイオードと結合用ダイオードを
兼ねることにより、ダイオードの電圧降下の影響を少な
くすると共に、制御回路を１個で動作させることによ
り、効率の向上ができる安価な並列制御型ＤＣ／ＤＣコ
ンバータを提供することを目的としている。
ものであって、整流用ダイオードと結合用ダイオードを
兼ねることにより、ダイオードの電圧降下の影響を少な
くすると共に、制御回路を１個で動作させることによ
り、効率の向上ができる安価な並列制御型ＤＣ／ＤＣコ
ンバータを提供することを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】図１は第１の発明の原理
回路図、図２は第２の発明の原理回路図である。図１３
と同一のものは、同一の符号を用いて説明する。図１に
おいて、１０はアースを共通にし、別個の電源又は電池
を入力とする少なくとも２個のコンバータである。図で
は、電源又は電池としてＥ１，Ｅ２として示している。
図では２個のコンバータの場合を示しているが、３個以
上であってもよい。１１は前記各コンバータ１０内のス
イッチング素子を出力電圧に応じて同じ幅のオンパルス
で駆動する制御回路である。この制御回路１１は、これ
らコンバータ１０の出力を並列接続して負荷２にパワー
を供給するように構成されている。
回路図、図２は第２の発明の原理回路図である。図１３
と同一のものは、同一の符号を用いて説明する。図１に
おいて、１０はアースを共通にし、別個の電源又は電池
を入力とする少なくとも２個のコンバータである。図で
は、電源又は電池としてＥ１，Ｅ２として示している。
図では２個のコンバータの場合を示しているが、３個以
上であってもよい。１１は前記各コンバータ１０内のス
イッチング素子を出力電圧に応じて同じ幅のオンパルス
で駆動する制御回路である。この制御回路１１は、これ
らコンバータ１０の出力を並列接続して負荷２にパワー
を供給するように構成されている。
【００１７】図２において、２０はアースを共通にし、
別個の電源又は電池を入力とする少なくとも２個の降圧
型コンバータである。図では、電源又は電池としてＥ
１，Ｅ２として示している。図では２個のコンバータの
場合を示しているが、３個以上であってもよい。１１は
前記各コンバータ２０内のスイッチング素子を出力電圧
に応じて同じ幅のオンパルスで駆動する制御回路であ
る。これら降圧型コンバータ２０の各出力に、平滑用チ
ョークコイルＬとダイオードＤの直列回路を接続し、こ
れら直列回路出力を並列接続して負荷２にパワーを供給
するように構成されている。
別個の電源又は電池を入力とする少なくとも２個の降圧
型コンバータである。図では、電源又は電池としてＥ
１，Ｅ２として示している。図では２個のコンバータの
場合を示しているが、３個以上であってもよい。１１は
前記各コンバータ２０内のスイッチング素子を出力電圧
に応じて同じ幅のオンパルスで駆動する制御回路であ
る。これら降圧型コンバータ２０の各出力に、平滑用チ
ョークコイルＬとダイオードＤの直列回路を接続し、こ
れら直列回路出力を並列接続して負荷２にパワーを供給
するように構成されている。
【００１８】
【作用】（第１の発明）コンバータ１０の各出力を並列
接続し、単一の制御回路１１の出力で出力電圧に応じた
同じ幅のオンパルスでそれぞれのコンバータ１０内のス
イッチング素子を駆動する。このような構成とすること
により、各コンバータ内の整流用と結合用（逆阻止用）
のダイオードを兼ねることができ、ダイオードの電圧降
下の影響を少なくすることができる。また、本発明によ
れば制御回路１個で複数のコンバータを共通制御するこ
とができるので、回路構成が簡単になり、安価なＤＣ／
ＤＣコンバータを提供することができる。 （第２の発明）コンバータ２０の出力をチョークコイル
Ｌ及びダイオードＤの直列回路に接続し、ダイオードＤ
の出力を共通接続して負荷２にパワーを供給するように
する。そして、単一の制御回路１１の出力で出力電圧に
応じた同じ幅のオンパルスでそれぞれのコンバータ２０
内のスイッチング素子を駆動する。このような構成とす
ることにより、結合用ダイオードＤが出力電圧一定にす
るためのフィードバックループの内部に入るため、これ
らダイオードＤの電圧降下による電池利用効率の低下を
防ぐことができる。
接続し、単一の制御回路１１の出力で出力電圧に応じた
同じ幅のオンパルスでそれぞれのコンバータ１０内のス
イッチング素子を駆動する。このような構成とすること
により、各コンバータ内の整流用と結合用（逆阻止用）
のダイオードを兼ねることができ、ダイオードの電圧降
下の影響を少なくすることができる。また、本発明によ
れば制御回路１個で複数のコンバータを共通制御するこ
とができるので、回路構成が簡単になり、安価なＤＣ／
ＤＣコンバータを提供することができる。 （第２の発明）コンバータ２０の出力をチョークコイル
Ｌ及びダイオードＤの直列回路に接続し、ダイオードＤ
の出力を共通接続して負荷２にパワーを供給するように
する。そして、単一の制御回路１１の出力で出力電圧に
応じた同じ幅のオンパルスでそれぞれのコンバータ２０
内のスイッチング素子を駆動する。このような構成とす
ることにより、結合用ダイオードＤが出力電圧一定にす
るためのフィードバックループの内部に入るため、これ
らダイオードＤの電圧降下による電池利用効率の低下を
防ぐことができる。
【００１９】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細
に説明する。図３は本発明の第１の実施例を示す回路図
で、図１４に示す従来例と対応した回路である。図に示
す実施例は、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを示してい
る。第１のコンバータ１０（以下コンバータ１という）
は、チョークコイルＬ１１，スイッチングトランジスタ
Ｑ１１及びダイオードＤ１１とで構成されている。第２
のコンバータ１０（以下コンバータ２という）は、チョ
ークコイルＬ１２，スイッチングトランジスタＱ１２及
びダイオードＤ１２とで構成されている。これらダイオ
ードＤ１１，Ｄ１２は、それぞれ整流用と結合用を兼ね
ており、これらダイオードの出力は共通接続され、この
共通接続点がＤＣ／ＤＣコンバータの出力となり、負荷
２に接続されている。
に説明する。図３は本発明の第１の実施例を示す回路図
で、図１４に示す従来例と対応した回路である。図に示
す実施例は、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータを示してい
る。第１のコンバータ１０（以下コンバータ１という）
は、チョークコイルＬ１１，スイッチングトランジスタ
Ｑ１１及びダイオードＤ１１とで構成されている。第２
のコンバータ１０（以下コンバータ２という）は、チョ
ークコイルＬ１２，スイッチングトランジスタＱ１２及
びダイオードＤ１２とで構成されている。これらダイオ
ードＤ１１，Ｄ１２は、それぞれ整流用と結合用を兼ね
ており、これらダイオードの出力は共通接続され、この
共通接続点がＤＣ／ＤＣコンバータの出力となり、負荷
２に接続されている。
【００２０】Ｃ１０はコンバータ１，２の出力に共通接
続される平滑用コンデンサである。コンバータ１のスイ
ッチングトランジスタＱ１１のベースは、制御回路１１
の端子から駆動され、コンバータ２のスイッチングト
ランジスタＱ１２のベースは制御回路１１の’端子か
ら駆動されている。また、制御回路１１のアース端子
には電池Ｅ１，Ｅ２のアースと出力回路のアースが接続
され、出力電圧モニタ端子には、出力電圧が入力され
ている。また、この制御回路１１の端子には電池Ｅ２
からパワーが供給されている。このように構成された回
路の動作を説明すれば、以下のとおりである。
続される平滑用コンデンサである。コンバータ１のスイ
ッチングトランジスタＱ１１のベースは、制御回路１１
の端子から駆動され、コンバータ２のスイッチングト
ランジスタＱ１２のベースは制御回路１１の’端子か
ら駆動されている。また、制御回路１１のアース端子
には電池Ｅ１，Ｅ２のアースと出力回路のアースが接続
され、出力電圧モニタ端子には、出力電圧が入力され
ている。また、この制御回路１１の端子には電池Ｅ２
からパワーが供給されている。このように構成された回
路の動作を説明すれば、以下のとおりである。
【００２１】制御回路１１の駆動端子，’からは出
力電圧に応じてＰＷＭ変換された同一パルス幅のオン信
号が出力されている。スイッチングトランジスタＱ１
１，Ｑ１２がオンの時に、チョークコイルＬ１１，Ｌ１
２にエネルギーが蓄積されると共に出力にエネルギーが
供給され、スイッチングトランジスタＱ１１，Ｑ１２が
オフの時にチョークコイルＬ１１，Ｌ１２に蓄積されて
いたエネルギーを放出する。
力電圧に応じてＰＷＭ変換された同一パルス幅のオン信
号が出力されている。スイッチングトランジスタＱ１
１，Ｑ１２がオンの時に、チョークコイルＬ１１，Ｌ１
２にエネルギーが蓄積されると共に出力にエネルギーが
供給され、スイッチングトランジスタＱ１１，Ｑ１２が
オフの時にチョークコイルＬ１１，Ｌ１２に蓄積されて
いたエネルギーを放出する。
【００２２】この時、電池電圧Ｅ１，Ｅ２にチョークコ
イルＬ１１，Ｌ１２に発生する電圧が加算され、ダイオ
ードＤ１１，Ｄ１２で整流された直流電圧が出力ＶＯと
して出力される。図４はこの第１の実施例の電流波形を
示す図である。電流波形は（ａ）はコンバータ１の、
（ｂ）はコンバータ２のそれぞれ電流波形を示してい
る。電池電圧Ｅ１，Ｅ２のバランスがとれていない場合
には、電流波形は図に示すようにコンバータ１とコンバ
ータ２で異なる。
イルＬ１１，Ｌ１２に発生する電圧が加算され、ダイオ
ードＤ１１，Ｄ１２で整流された直流電圧が出力ＶＯと
して出力される。図４はこの第１の実施例の電流波形を
示す図である。電流波形は（ａ）はコンバータ１の、
（ｂ）はコンバータ２のそれぞれ電流波形を示してい
る。電池電圧Ｅ１，Ｅ２のバランスがとれていない場合
には、電流波形は図に示すようにコンバータ１とコンバ
ータ２で異なる。
【００２３】スイッチングの１周期Ｔは、Ｔ＝ｔON＋ｔ
OFF で表される。コンバータ２の方は、ｔOFF ’で負荷
電流ｉ2 が０になっている。コンバータ１の方の負荷電
流ｉ1 は全周期Ｔで流れている。このような電流が流れ
る時の、出力電圧ＶＯは次式で表される。
OFF で表される。コンバータ２の方は、ｔOFF ’で負荷
電流ｉ2 が０になっている。コンバータ１の方の負荷電
流ｉ1 は全周期Ｔで流れている。このような電流が流れ
る時の、出力電圧ＶＯは次式で表される。
【００２４】 ＶＯ＝Ｅ１（ｔON＋ｔOFF ／ｔOFF ） ＝Ｅ２（ｔON＋ｔOFF ’／ｔOFF ’） （１） 若し、Ｅ１とＥ２のバランスがとれている場合の電流波
形ｉ1 ，ｉ2 は同じ波形となり、（ａ）又は（ｂ）の動
作波形となる。
形ｉ1 ，ｉ2 は同じ波形となり、（ａ）又は（ｂ）の動
作波形となる。
【００２５】電池電圧Ｅ１がＥ２よりも高い場合、Ｅ１
（ｔON＋ｔOFF ）＞Ｅ２（ｔON＋ｔOFF ’）である。そ
して、ｔOFF ＝ｔOFF ’とすれば、Ｅ２による電圧はＥ
１による電圧よりも低くなり、Ｅ２からは電力が供給さ
れない。しかしながら、ｔOFF 時のチョークコイルＬ１
２の発生電圧がＶＯ−Ｅ２となってｔOFF ’が短くなる
と、（１）式が満たされるようになり、電池Ｅ２からも
電力が供給されるようになる。この時の、電池Ｅ１，Ｅ
２から供給される負荷電流の平均値ｉ01，ｉ02は図４に
示すようなものとなる。つまり、電池電圧の大きい方が
多くの電力を供給する。そして、負荷電流ｉ1 ，ｉ2 の
平均値ｉ01，ｉ02が、電池Ｅ１，Ｅ２より負荷２に供給
される電流となる。
（ｔON＋ｔOFF ）＞Ｅ２（ｔON＋ｔOFF ’）である。そ
して、ｔOFF ＝ｔOFF ’とすれば、Ｅ２による電圧はＥ
１による電圧よりも低くなり、Ｅ２からは電力が供給さ
れない。しかしながら、ｔOFF 時のチョークコイルＬ１
２の発生電圧がＶＯ−Ｅ２となってｔOFF ’が短くなる
と、（１）式が満たされるようになり、電池Ｅ２からも
電力が供給されるようになる。この時の、電池Ｅ１，Ｅ
２から供給される負荷電流の平均値ｉ01，ｉ02は図４に
示すようなものとなる。つまり、電池電圧の大きい方が
多くの電力を供給する。そして、負荷電流ｉ1 ，ｉ2 の
平均値ｉ01，ｉ02が、電池Ｅ１，Ｅ２より負荷２に供給
される電流となる。
【００２６】この実施例では、ダイオードＤ１１の電圧
降下の影響が、（Ｅ１＋Ｌ１１に発生する電圧）に対す
るものとなるので、従来例に比較して電池の利用効率が
向上する。一般に、同一定格の電池では、残存容量の多
い電池程、電圧が高い。このため、並列電池間のバラン
スは使用中に自然にとれてくる。この実施例で示すＤＣ
／ＤＣコンバータでは、出力電圧ＶＯは常に入力電圧よ
りも高く、ダイオードＤ１１，Ｄ１２の電圧降下の影響
は、電池Ｅ１，Ｅ２に直に接続したものよりも小さくな
る。また、制御回路１１の駆動電力は電池より常に供給
しているため、出力より供給する方式に比較して省電力
となる。更に、この実施例では制御回路１１が１個で済
み、安価なＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができ
る。
降下の影響が、（Ｅ１＋Ｌ１１に発生する電圧）に対す
るものとなるので、従来例に比較して電池の利用効率が
向上する。一般に、同一定格の電池では、残存容量の多
い電池程、電圧が高い。このため、並列電池間のバラン
スは使用中に自然にとれてくる。この実施例で示すＤＣ
／ＤＣコンバータでは、出力電圧ＶＯは常に入力電圧よ
りも高く、ダイオードＤ１１，Ｄ１２の電圧降下の影響
は、電池Ｅ１，Ｅ２に直に接続したものよりも小さくな
る。また、制御回路１１の駆動電力は電池より常に供給
しているため、出力より供給する方式に比較して省電力
となる。更に、この実施例では制御回路１１が１個で済
み、安価なＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができ
る。
【００２７】図５は本発明の第２の実施例を示す回路図
で、図１６に示す従来例と対応した回路である。図に示
す回路は、昇降圧型（バックブースト）の回路を示して
いる。図３と同一のものは、同一の符号を付して示す。
図に示す実施例も、制御回路１１は１個であり、１個の
制御回路１１で２個のコンバータ１０を駆動制御するよ
うになっている。第１のコンバータ１０（コンバータ
１）は、トランスＴ１１，スイッチングトランジスタＱ
１１及びダイオードＤ１１で構成され、第２のコンバー
タ１０（コンバータ２）は、トランスＴ１２，スイッチ
ングトランジスタＱ１２及びダイオードＤ１２で構成さ
れている。コンバータ１，２のダイオードＤ１１，Ｄ１
２は整流用と結合用を兼ねている。
で、図１６に示す従来例と対応した回路である。図に示
す回路は、昇降圧型（バックブースト）の回路を示して
いる。図３と同一のものは、同一の符号を付して示す。
図に示す実施例も、制御回路１１は１個であり、１個の
制御回路１１で２個のコンバータ１０を駆動制御するよ
うになっている。第１のコンバータ１０（コンバータ
１）は、トランスＴ１１，スイッチングトランジスタＱ
１１及びダイオードＤ１１で構成され、第２のコンバー
タ１０（コンバータ２）は、トランスＴ１２，スイッチ
ングトランジスタＱ１２及びダイオードＤ１２で構成さ
れている。コンバータ１，２のダイオードＤ１１，Ｄ１
２は整流用と結合用を兼ねている。
【００２８】制御回路１１の駆動端子はスイッチング
トランジスタＱ１１のベースに接続され、駆動端子’
はスイッチングトランジスタＱ１２のベースに接続され
ている。コンバータ１，２のダイオードＤ１１，Ｄ１２
は共通接続され、この共通接続点には平滑用コンデンサ
Ｃ１０が接続されている。ダイオードＤ１１とＤ１２の
共通接続点が出力端子となり、負荷２に接続されてい
る。電池Ｅ１，Ｅ２のアースは制御回路１１のアース端
子に接続され、出力回路のアースは制御回路１１のア
ース端子’に接続され、アースの共通化が図られてい
る。また、制御回路１１の端子には、出力電圧がモニ
タ信号として入っている。制御回路１１の端子には電
池Ｅ２からパワーが供給されている。このように構成さ
れた回路の動作を説明すれば、以下のとおりである。
トランジスタＱ１１のベースに接続され、駆動端子’
はスイッチングトランジスタＱ１２のベースに接続され
ている。コンバータ１，２のダイオードＤ１１，Ｄ１２
は共通接続され、この共通接続点には平滑用コンデンサ
Ｃ１０が接続されている。ダイオードＤ１１とＤ１２の
共通接続点が出力端子となり、負荷２に接続されてい
る。電池Ｅ１，Ｅ２のアースは制御回路１１のアース端
子に接続され、出力回路のアースは制御回路１１のア
ース端子’に接続され、アースの共通化が図られてい
る。また、制御回路１１の端子には、出力電圧がモニ
タ信号として入っている。制御回路１１の端子には電
池Ｅ２からパワーが供給されている。このように構成さ
れた回路の動作を説明すれば、以下のとおりである。
【００２９】制御回路１１の駆動端子，’からは出
力電圧に応じてＰＷＭ変換された同一パルス幅のオン信
号が出力されている。スイッチングトランジスタＱ１
１，Ｑ１２がオンの時に、トランスＴ１１，Ｔ１２にエ
ネルギーが蓄積され、スイッチングトランジスタＱ１
１，Ｑ１２がオフの時にこれらトランスＴ１１，Ｔ１２
に蓄積されていたエネルギーが放出される。トランスＴ
１１，Ｔ１２の１次巻線と２次巻線の極性は、図に示す
ように互いに逆向きになっており、オフの時に正極性の
電圧が発生し、それぞれダイオードＤ１１，Ｄ１２を介
して平滑用コンデンサＣ１０に電荷を蓄積する。同時
に、コンデンサＣ１０には電圧ＶＯが発生する。そし
て、この出力から負荷２にパワーが供給される。
力電圧に応じてＰＷＭ変換された同一パルス幅のオン信
号が出力されている。スイッチングトランジスタＱ１
１，Ｑ１２がオンの時に、トランスＴ１１，Ｔ１２にエ
ネルギーが蓄積され、スイッチングトランジスタＱ１
１，Ｑ１２がオフの時にこれらトランスＴ１１，Ｔ１２
に蓄積されていたエネルギーが放出される。トランスＴ
１１，Ｔ１２の１次巻線と２次巻線の極性は、図に示す
ように互いに逆向きになっており、オフの時に正極性の
電圧が発生し、それぞれダイオードＤ１１，Ｄ１２を介
して平滑用コンデンサＣ１０に電荷を蓄積する。同時
に、コンデンサＣ１０には電圧ＶＯが発生する。そし
て、この出力から負荷２にパワーが供給される。
【００３０】ここで、出力電圧ＶＯは、トランスＴ１
１，Ｔ１２の１次巻線の巻数をＮ１，２次巻線の巻数を
Ｎ２，１周期中のオン時間をｔON，オフ時間をｔOFF と
すると、次式で表される。
１，Ｔ１２の１次巻線の巻数をＮ１，２次巻線の巻数を
Ｎ２，１周期中のオン時間をｔON，オフ時間をｔOFF と
すると、次式で表される。
【００３１】 ＶＯ＝（Ｎ２／Ｎ１）Ｅ１・（ｔON／ｔOFF ） ＝（Ｎ２／Ｎ１）Ｅ２・（ｔON／ｔOFF ） （２） この実施例では、コンバータ１，２のダイオードＤ１
１，Ｄ１２の出力が共通接続され、この共通接続点から
負荷にパワーが供給されている。そして、この実施例で
は、結合用ダイオード（逆阻止ダイオード）を別個に設
ける必要がなくなり、その分電池の利用効率を上げるこ
とができる。
１，Ｄ１２の出力が共通接続され、この共通接続点から
負荷にパワーが供給されている。そして、この実施例で
は、結合用ダイオード（逆阻止ダイオード）を別個に設
ける必要がなくなり、その分電池の利用効率を上げるこ
とができる。
【００３２】図６は本発明の第３の実施例を示す回路図
である。この実施例は、降圧型（バック型）ＤＣ／ＤＣ
コンバータであり、図１５に示す従来例と対応してい
る。図３と同一のものは、同一の符号を付して示す。第
１の降圧型コンバータ２０（コンバータ１）は、スイッ
チングトランジスタＱ１１，ダイオードＤ１１，Ｄ１３
及びチョークコイルＬ１１から構成され、第２の降圧型
コンバータ２０（コンバータ２）は、スイッチングトラ
ンジスタＱ１２，ダイオードＤ１２，Ｄ１４及びチョー
クコイルＬ１２から構成されている。これらコンバータ
は、１個の制御回路１１により制御されている。
である。この実施例は、降圧型（バック型）ＤＣ／ＤＣ
コンバータであり、図１５に示す従来例と対応してい
る。図３と同一のものは、同一の符号を付して示す。第
１の降圧型コンバータ２０（コンバータ１）は、スイッ
チングトランジスタＱ１１，ダイオードＤ１１，Ｄ１３
及びチョークコイルＬ１１から構成され、第２の降圧型
コンバータ２０（コンバータ２）は、スイッチングトラ
ンジスタＱ１２，ダイオードＤ１２，Ｄ１４及びチョー
クコイルＬ１２から構成されている。これらコンバータ
は、１個の制御回路１１により制御されている。
【００３３】つまり、スイッチングトランジスタＱ１
１，Ｑ１２は、それぞれ制御回路１１の駆動端子，
’から駆動されている。コンバータ１，２のダイオー
ドＤ１１，Ｄ１２は共通接続され、この共通接続点には
平滑用コンデンサＣ１０が接続されている。ダイオード
Ｄ１１とＤ１２の共通接続点が出力端子となり、負荷２
に接続されている。電池Ｅ１，Ｅ２のアースは制御回路
１１のアース端子に接続され、出力回路のアースは制
御回路１１のアース端子’に接続され、アースの共通
化が図られている。また、制御回路１１の端子には、
出力電圧がモニタ信号として入っている。制御回路１１
の端子には電池Ｅ２からパワーが供給されている。こ
のように構成された回路の動作を説明すれば、以下のと
おりである。
１，Ｑ１２は、それぞれ制御回路１１の駆動端子，
’から駆動されている。コンバータ１，２のダイオー
ドＤ１１，Ｄ１２は共通接続され、この共通接続点には
平滑用コンデンサＣ１０が接続されている。ダイオード
Ｄ１１とＤ１２の共通接続点が出力端子となり、負荷２
に接続されている。電池Ｅ１，Ｅ２のアースは制御回路
１１のアース端子に接続され、出力回路のアースは制
御回路１１のアース端子’に接続され、アースの共通
化が図られている。また、制御回路１１の端子には、
出力電圧がモニタ信号として入っている。制御回路１１
の端子には電池Ｅ２からパワーが供給されている。こ
のように構成された回路の動作を説明すれば、以下のと
おりである。
【００３４】制御回路１１の駆動端子，’からは出
力電圧に応じてＰＷＭ変換された同一のパルス幅のオン
信号が出力されている。スイッチングトランジスタＱ１
１，Ｑ１２がオンの時、チョークコイルＬ１１，Ｌ１２
にエネルギーが蓄積され、同時にダイオードＤ１１，Ｄ
１２を介して出力にエネルギーが供給される。スイッチ
ングトランジスタＱ１１，Ｑ１２がオフになると、チョ
ークコイルＬ１１，Ｌ１２に蓄積されていたエネルギー
が、ダイオードＤ１１，Ｄ１２を介して出力に放出され
る。
力電圧に応じてＰＷＭ変換された同一のパルス幅のオン
信号が出力されている。スイッチングトランジスタＱ１
１，Ｑ１２がオンの時、チョークコイルＬ１１，Ｌ１２
にエネルギーが蓄積され、同時にダイオードＤ１１，Ｄ
１２を介して出力にエネルギーが供給される。スイッチ
ングトランジスタＱ１１，Ｑ１２がオフになると、チョ
ークコイルＬ１１，Ｌ１２に蓄積されていたエネルギー
が、ダイオードＤ１１，Ｄ１２を介して出力に放出され
る。
【００３５】図７は第３の実施例の電流波形を示す図で
ある。（ａ）は、コンバータ１側の電流波形、（ｂ）は
コンバータ２側の電流波形である。この回路の出力電圧
ＶＯは、次式で表される。 ＶＯ＝Ｅ１（ｔON／ｔON＋ｔOFF ） ＝Ｅ２（ｔON／ｔON＋ｔOFF ’） （３） そして、その出力は電池電圧Ｅ１，Ｅ２よりも低くな
る。図７に示す電流波形は、電池Ｅ１，Ｅ２のバランス
がとれていない場合の波形を示している。Ｅ１，Ｅ２の
バランスがとれている時の、電流波形はｉ1 ，ｉ2 共に
同波形となり、（ａ）又は（ｂ）に示す波形となる。
ある。（ａ）は、コンバータ１側の電流波形、（ｂ）は
コンバータ２側の電流波形である。この回路の出力電圧
ＶＯは、次式で表される。 ＶＯ＝Ｅ１（ｔON／ｔON＋ｔOFF ） ＝Ｅ２（ｔON／ｔON＋ｔOFF ’） （３） そして、その出力は電池電圧Ｅ１，Ｅ２よりも低くな
る。図７に示す電流波形は、電池Ｅ１，Ｅ２のバランス
がとれていない場合の波形を示している。Ｅ１，Ｅ２の
バランスがとれている時の、電流波形はｉ1 ，ｉ2 共に
同波形となり、（ａ）又は（ｂ）に示す波形となる。
【００３６】電池Ｅ１の電圧が高い場合、Ｅ１・ｔON＞
Ｅ２・ｔONであり、ｔOFF ＝ｔOFF’とすると、（３）
式よりＥ２による電圧はＥ１による電圧よりも低くな
り、Ｅ２からはパワーが供給されなくなる。しかしなが
ら、スイッチングトランジスタＱ１２オフの時のチョー
クコイルＬ１２の発生電圧が出力ＶＯになって、ｔOF
F’が短くなると、電池Ｅ２からも電力が供給されるよ
うになる。この回路は、より高い電圧を持つ電池からよ
り多くの電力が供給される。このため、図３に示した昇
圧コンバータの場合と同様、並列電池Ｅ１，Ｅ２間のバ
ランスは使用中に自然にとれてくる。図７において、そ
れぞれのコンバータの負荷電流ｉ1 ，ｉ2 の平均値ｉ0
1，ｉ02が電池Ｅ１，Ｅ２より負荷２に供給される電流
となる。
Ｅ２・ｔONであり、ｔOFF ＝ｔOFF’とすると、（３）
式よりＥ２による電圧はＥ１による電圧よりも低くな
り、Ｅ２からはパワーが供給されなくなる。しかしなが
ら、スイッチングトランジスタＱ１２オフの時のチョー
クコイルＬ１２の発生電圧が出力ＶＯになって、ｔOF
F’が短くなると、電池Ｅ２からも電力が供給されるよ
うになる。この回路は、より高い電圧を持つ電池からよ
り多くの電力が供給される。このため、図３に示した昇
圧コンバータの場合と同様、並列電池Ｅ１，Ｅ２間のバ
ランスは使用中に自然にとれてくる。図７において、そ
れぞれのコンバータの負荷電流ｉ1 ，ｉ2 の平均値ｉ0
1，ｉ02が電池Ｅ１，Ｅ２より負荷２に供給される電流
となる。
【００３７】ここで、コンバータ１，２内のダイオード
Ｄ１１，Ｄ１２は逆流阻止用であって、スイッチングト
ランジスタＱ１１，Ｑ１２がオンの時に、一方の出力が
極端に低い時に、出力のコンデンサＣ１０に蓄積された
電荷が逆流しないように設けられている結合用ダイオー
ドであると同時に、チョークコイルＬ１１，Ｌ１２に発
生する電圧を整流するダイオードでもある。本実施例で
も、制御回路１１は１個で済み、安価なＤＣ／ＤＣコン
バータが実現できる。
Ｄ１１，Ｄ１２は逆流阻止用であって、スイッチングト
ランジスタＱ１１，Ｑ１２がオンの時に、一方の出力が
極端に低い時に、出力のコンデンサＣ１０に蓄積された
電荷が逆流しないように設けられている結合用ダイオー
ドであると同時に、チョークコイルＬ１１，Ｌ１２に発
生する電圧を整流するダイオードでもある。本実施例で
も、制御回路１１は１個で済み、安価なＤＣ／ＤＣコン
バータが実現できる。
【００３８】図８は本発明の第４の実施例を示す回路図
である。この実施例は、フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバ
ータであり、図１７に示す従来例と対応している。図６
と同一のものは、同一の符号を付して示す。第１のコン
バータ１０（コンバータ１）は、スイッチングトランジ
スタＱ１１，トランスＴ１１，ダイオードＤ１１，Ｄ１
３及びチョークコイルＬ１１から構成され、第２のコン
バータ１０（コンバータ２）は、スイッチングトランジ
スタＱ１２，トランスＴ１２，ダイオードＤ１２，Ｄ１
４及びチョークコイルＬ１２から構成されている。これ
らコンバータは、１個の制御回路１１により制御されて
いる。ダイオードＤ１１とＤ１２は、トランスＴ１１，
Ｔ１２の２次巻線に直列に接続され、整流用と結合用を
兼ねている。
である。この実施例は、フォワード型ＤＣ／ＤＣコンバ
ータであり、図１７に示す従来例と対応している。図６
と同一のものは、同一の符号を付して示す。第１のコン
バータ１０（コンバータ１）は、スイッチングトランジ
スタＱ１１，トランスＴ１１，ダイオードＤ１１，Ｄ１
３及びチョークコイルＬ１１から構成され、第２のコン
バータ１０（コンバータ２）は、スイッチングトランジ
スタＱ１２，トランスＴ１２，ダイオードＤ１２，Ｄ１
４及びチョークコイルＬ１２から構成されている。これ
らコンバータは、１個の制御回路１１により制御されて
いる。ダイオードＤ１１とＤ１２は、トランスＴ１１，
Ｔ１２の２次巻線に直列に接続され、整流用と結合用を
兼ねている。
【００３９】スイッチングトランジスタＱ１１，Ｑ１２
は、それぞれ制御回路１１の駆動端子，’から駆動
されている。コンバータ１，２のチョークコイルＬ１
１，Ｌ１２の一端は共通接続され、この共通接続点には
平滑用コンデンサＣ１０が接続されている。チョークコ
イルＬ１１とＬ１２の共通接続点が出力端子となり、負
荷２に接続されている。電池Ｅ１，Ｅ２のアースは制御
回路１１のアース端子に接続され、出力回路のアース
は制御回路１１のアース端子’に接続され、アースの
共通化が図られている。また、制御回路１１の端子に
は、出力電圧がモニタ信号として入っている。制御回路
１１の端子には電池Ｅ２からパワーが供給されてい
る。このように構成された回路の動作を説明すれば、以
下のとおりである。
は、それぞれ制御回路１１の駆動端子，’から駆動
されている。コンバータ１，２のチョークコイルＬ１
１，Ｌ１２の一端は共通接続され、この共通接続点には
平滑用コンデンサＣ１０が接続されている。チョークコ
イルＬ１１とＬ１２の共通接続点が出力端子となり、負
荷２に接続されている。電池Ｅ１，Ｅ２のアースは制御
回路１１のアース端子に接続され、出力回路のアース
は制御回路１１のアース端子’に接続され、アースの
共通化が図られている。また、制御回路１１の端子に
は、出力電圧がモニタ信号として入っている。制御回路
１１の端子には電池Ｅ２からパワーが供給されてい
る。このように構成された回路の動作を説明すれば、以
下のとおりである。
【００４０】制御回路１１の駆動端子，’からは出
力電圧に応じてＰＷＭ変換された同一のパルス幅のオン
信号が出力されている。スイッチングトランジスタＱ１
１，Ｑ１２がオンの時、トランスＴ１１，Ｔ１２の１次
巻線にはＥ１及びＥ２が印加され、２次巻線に巻数に比
例した電圧が発生しダイオードＤ１１，Ｄ１２を介して
出力にエネルギーが供給される。スイッチングトランジ
スタＱ１１，Ｑ１２がオフになると、トランスＴ１１，
Ｔ１２の１次巻線，２次巻線に逆起電力が発生し、ダイ
オードＤ１１，Ｄ１２は非導通となる。チョークコイル
Ｌ１１，Ｌ１２に、Ｑ１１，Ｑ１２オン時に蓄積された
エネルギーは、ダイオードＤ１３及びＤ１４を介して放
出される。ダイオードＤ１３，Ｄ１４は転流用ダイオー
ドである。この回路の出力電圧ＶＯは、トランスＴ１１
の１次巻数をＮP １，２次巻数をＮS1，トランスＴ１２
の１次巻数をＮP ２，２次巻数をＮS2とすると次式で表
される。 ＶＯ＝Ｅ１・（ＮS1／ＮP1）（ｔON／（ｔON＋ｔOFF ）） ＝Ｅ２・（ＮS2／ＮP2）（ｔON／（ｔON＋ｔOFF ’）） （４） この回路では、結合用ダイオードの出力に負荷２が直接
接続されている構成ではないので、ダイオードの電圧降
下による電池の利用効率が悪くなることはない。
力電圧に応じてＰＷＭ変換された同一のパルス幅のオン
信号が出力されている。スイッチングトランジスタＱ１
１，Ｑ１２がオンの時、トランスＴ１１，Ｔ１２の１次
巻線にはＥ１及びＥ２が印加され、２次巻線に巻数に比
例した電圧が発生しダイオードＤ１１，Ｄ１２を介して
出力にエネルギーが供給される。スイッチングトランジ
スタＱ１１，Ｑ１２がオフになると、トランスＴ１１，
Ｔ１２の１次巻線，２次巻線に逆起電力が発生し、ダイ
オードＤ１１，Ｄ１２は非導通となる。チョークコイル
Ｌ１１，Ｌ１２に、Ｑ１１，Ｑ１２オン時に蓄積された
エネルギーは、ダイオードＤ１３及びＤ１４を介して放
出される。ダイオードＤ１３，Ｄ１４は転流用ダイオー
ドである。この回路の出力電圧ＶＯは、トランスＴ１１
の１次巻数をＮP １，２次巻数をＮS1，トランスＴ１２
の１次巻数をＮP ２，２次巻数をＮS2とすると次式で表
される。 ＶＯ＝Ｅ１・（ＮS1／ＮP1）（ｔON／（ｔON＋ｔOFF ）） ＝Ｅ２・（ＮS2／ＮP2）（ｔON／（ｔON＋ｔOFF ’）） （４） この回路では、結合用ダイオードの出力に負荷２が直接
接続されている構成ではないので、ダイオードの電圧降
下による電池の利用効率が悪くなることはない。
【００４１】図９は本発明の第５の実施例を示す回路図
である。この実施例は、図３に示した第１の実施例とほ
ぼ同じである。異なっているのは、制御回路１１へのパ
ワー供給方法である。図３の実施例では、電池Ｅ２から
供給しているのに比較して、図９の実施例は、電池Ｅ
１，Ｅ２からそれぞれダイオードＤ１５，Ｄ１６を介し
て並列にパワーが供給されている点である。このような
接続方法によると、電池Ｅ１又はＥ２のいずれか一方の
電池が消耗によりダウンした場合でも、他方の電池から
制御回路１１にパワーを供給することができる。
である。この実施例は、図３に示した第１の実施例とほ
ぼ同じである。異なっているのは、制御回路１１へのパ
ワー供給方法である。図３の実施例では、電池Ｅ２から
供給しているのに比較して、図９の実施例は、電池Ｅ
１，Ｅ２からそれぞれダイオードＤ１５，Ｄ１６を介し
て並列にパワーが供給されている点である。このような
接続方法によると、電池Ｅ１又はＥ２のいずれか一方の
電池が消耗によりダウンした場合でも、他方の電池から
制御回路１１にパワーを供給することができる。
【００４２】図１０は本発明の第６の実施例を示す回路
図である。この実施例も、図３に示す第１の実施例とほ
ぼ同じである。異なっているのは、制御回路１１のパワ
ー供給端子へのパワーを出力から供給している点であ
る。この場合、回路が動作する前の制御回路１１へのパ
ワーは、Ｅ１→Ｌ１２→Ｄ１２→のルート、又はＥ２→
Ｌ１１→Ｄ１１→のルートで制御回路１１の端子に供
給される。
図である。この実施例も、図３に示す第１の実施例とほ
ぼ同じである。異なっているのは、制御回路１１のパワ
ー供給端子へのパワーを出力から供給している点であ
る。この場合、回路が動作する前の制御回路１１へのパ
ワーは、Ｅ１→Ｌ１２→Ｄ１２→のルート、又はＥ２→
Ｌ１１→Ｄ１１→のルートで制御回路１１の端子に供
給される。
【００４３】制御回路１１のパワーを出力から供給する
場合、出力電圧が安定化する。また入力電圧より出力電
圧が高いため、スイッチングトランジスタＱ１１，Ｑ１
２に電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いる場合、そ
のドライブ電圧の振幅を大きくする必要があるが、この
実施例によれば高い電圧でスイッチングトランジスタＱ
１１，Ｑ１２を駆動することができ、安定動作に寄与す
る。
場合、出力電圧が安定化する。また入力電圧より出力電
圧が高いため、スイッチングトランジスタＱ１１，Ｑ１
２に電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いる場合、そ
のドライブ電圧の振幅を大きくする必要があるが、この
実施例によれば高い電圧でスイッチングトランジスタＱ
１１，Ｑ１２を駆動することができ、安定動作に寄与す
る。
【００４４】図１１は本発明の第７の実施例を示す回路
図である。この実施例は、図５に示す第２の実施例とほ
ぼ同じ構成である。異なっているのは、制御回路１１へ
のパワー供給方法である。図５に示す実施例では、電池
Ｅ２から直に供給されている。これに対して、この実施
例ではトランスＴ１２に第３の巻線を設け、この第３の
巻線に発生した電圧をダイオードＤ１６で整流し、コン
デンサＣ１１で平滑し、直流電圧に変換したものをダイ
オードＤ１６を介して制御回路１１のパワー入力端子
に入力している。なお、動作開始時にもこの制御回路１
１を動作させる必要があることから、電池Ｅ２からの電
圧もダイオードＤ１５を介して端子に入っている。
図である。この実施例は、図５に示す第２の実施例とほ
ぼ同じ構成である。異なっているのは、制御回路１１へ
のパワー供給方法である。図５に示す実施例では、電池
Ｅ２から直に供給されている。これに対して、この実施
例ではトランスＴ１２に第３の巻線を設け、この第３の
巻線に発生した電圧をダイオードＤ１６で整流し、コン
デンサＣ１１で平滑し、直流電圧に変換したものをダイ
オードＤ１６を介して制御回路１１のパワー入力端子
に入力している。なお、動作開始時にもこの制御回路１
１を動作させる必要があることから、電池Ｅ２からの電
圧もダイオードＤ１５を介して端子に入っている。
【００４５】このように構成すると、高い電圧の直流を
第３巻線の整流回路に得ることできる。高い電圧を制御
回路１１の端子に入力できれば、図１０に示す実施例
の場合と同様にＦＥＴで構成されたスイッチングトラン
ジスタＱ１１，Ｑ１２を確実にオンオフすることができ
（Ｃ級又はＤ級動作）、安定動作に寄与する。
第３巻線の整流回路に得ることできる。高い電圧を制御
回路１１の端子に入力できれば、図１０に示す実施例
の場合と同様にＦＥＴで構成されたスイッチングトラン
ジスタＱ１１，Ｑ１２を確実にオンオフすることができ
（Ｃ級又はＤ級動作）、安定動作に寄与する。
【００４６】図１２は本発明の第８の実施例を示す回路
図である。この実施例は、図８に示す第４の実施例とほ
ぼ同じ構成である。異なっているのは、制御回路１１へ
のパワー供給方法である。図８に示す実施例では、電池
Ｅ２から直に供給されている。これに対して、この実施
例ではトランスＴ１２に第３の巻線を設け、この第３の
巻線に発生した電圧をダイオードＤ１６で整流し、コン
デンサＣ１１で平滑し、直流電圧に変換したものをダイ
オードＤ１６を介して制御回路１１のパワー入力端子
に入力している。なお、動作開始時にもこの制御回路１
１を動作させる必要があることから、電池Ｅ２からの電
圧もダイオードＤ１５を介して端子に入っている。
図である。この実施例は、図８に示す第４の実施例とほ
ぼ同じ構成である。異なっているのは、制御回路１１へ
のパワー供給方法である。図８に示す実施例では、電池
Ｅ２から直に供給されている。これに対して、この実施
例ではトランスＴ１２に第３の巻線を設け、この第３の
巻線に発生した電圧をダイオードＤ１６で整流し、コン
デンサＣ１１で平滑し、直流電圧に変換したものをダイ
オードＤ１６を介して制御回路１１のパワー入力端子
に入力している。なお、動作開始時にもこの制御回路１
１を動作させる必要があることから、電池Ｅ２からの電
圧もダイオードＤ１５を介して端子に入っている。
【００４７】このように構成すると、高い電圧の直流を
第３巻線の整流回路に得ることできる。高い電圧を制御
回路１１の端子に入力できれば、図１０に示す実施例
の場合と同様にＦＥＴで構成されたスイッチングトラン
ジスタＱ１１，Ｑ１２を確実にオンオフすることができ
（Ｃ級又はＤ級動作）、安定動作に寄与する。
第３巻線の整流回路に得ることできる。高い電圧を制御
回路１１の端子に入力できれば、図１０に示す実施例
の場合と同様にＦＥＴで構成されたスイッチングトラン
ジスタＱ１１，Ｑ１２を確実にオンオフすることができ
（Ｃ級又はＤ級動作）、安定動作に寄与する。
【００４８】上述の実施例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ
の入力電圧として電池電圧を用いた場合を例にとった
が、本発明はこれに限るものではない。交流から作った
直流電源の電圧を入力電圧として用いるようにしてもよ
い。また、上述の実施例では、コンバータ２個の出力を
並列接続して負荷に供給する場合を例にとった。しかし
ながら、本発明はこれに限るものではなく、３個以上の
コンバータの出力を並列接続して負荷に供給するように
してもよい。
の入力電圧として電池電圧を用いた場合を例にとった
が、本発明はこれに限るものではない。交流から作った
直流電源の電圧を入力電圧として用いるようにしてもよ
い。また、上述の実施例では、コンバータ２個の出力を
並列接続して負荷に供給する場合を例にとった。しかし
ながら、本発明はこれに限るものではなく、３個以上の
コンバータの出力を並列接続して負荷に供給するように
してもよい。
【００４９】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明に
よれば結合のためのダイオードを新たに設けることなく
各種コンバータを構成し、並列動作させることができ
る。また、容量増大を目的に並列接続する電池間の循環
電流も阻止することができる。更に、コンバータの並列
動作に必要な制御回路が単一で構成でき、回路の簡素化
が図れ、安価な装置を供給することができる。
よれば結合のためのダイオードを新たに設けることなく
各種コンバータを構成し、並列動作させることができ
る。また、容量増大を目的に並列接続する電池間の循環
電流も阻止することができる。更に、コンバータの並列
動作に必要な制御回路が単一で構成でき、回路の簡素化
が図れ、安価な装置を供給することができる。
【００５０】このように、本発明によれば整流用ダイオ
ードと結合用ダイオードを兼ねることにより、ダイオー
ドの電圧降下の影響を少なくすると共に、制御回路を１
個で動作させることにより、効率の向上ができる安価な
並列制御型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することがで
き、実用上の効果が極めて大きい。
ードと結合用ダイオードを兼ねることにより、ダイオー
ドの電圧降下の影響を少なくすると共に、制御回路を１
個で動作させることにより、効率の向上ができる安価な
並列制御型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することがで
き、実用上の効果が極めて大きい。
【図１】第１の発明の原理回路図である。
【図２】第２の発明の原理回路図である。
【図３】本発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図４】第１の実施例の電流波形を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施例を示す回路図である。
【図６】本発明の第３の実施例を示す回路図である。
【図７】第３の実施例の電流波形を示す図である。
【図８】本発明の第４の実施例を示す回路図である。
【図９】本発明の第５の実施例を示す回路図である。
【図１０】本発明の第６の実施例を示す回路図である。
【図１１】本発明の第７の実施例を示す回路図である。
【図１２】本発明の第８の実施例を示す回路図である。
【図１３】従来回路の第１の例を示す回路図である。
【図１４】従来回路の第２の例を示す回路図である。
【図１５】従来回路の第３の例を示す回路図である。
【図１６】従来回路の第４の例を示す回路図である。
【図１７】従来回路の第５の例を示す回路図である。
２ 負荷 １０ コンバータ １１ 制御回路 Ｅ１，Ｅ２ 直流電圧
Claims (6)
- 【請求項１】 アースを共通にし、別個の電源又は電池
を入力とする少なくとも２個のコンバータ（１０）と、 前記各コンバータ（１０）内のスイッチング素子を出力
電圧に応じて同じ幅のオンパルスで駆動する制御回路
（１１）とを具備し、 これらコンバータ（１０）の出力を並列接続して負荷に
パワーを供給するように構成された並列制御型ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項２】 アースを共通にし、別個の電源又は電池
を入力とする少なくとも２個の降圧型コンバータ（２
０）と、 前記各コンバータ（２０）内のスイッチング素子を出力
電圧に応じて同じ幅のオンパルスで駆動する制御回路
（１１）とを具備し、 これら降圧型コンバータ（２０）の出力のそれぞれに、
平滑用チョークコイル（Ｌ）にダイオード（Ｄ）を直列
接続し、これら直列回路出力を並列接続して負荷にパワ
ーを供給するようにしたことを特徴とする並列制御型Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 前記コンバータ（１０）として、昇圧コ
ンバータ又はフォワードコンバータ又は昇降圧型コンバ
ータを用いたことを特徴とする請求項１記載の並列制御
型ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 前記制御回路（１１）の駆動電力を、複
数の入力電源の内の少なくとも１つから供給するように
したことを特徴とする請求項１乃至２記載の並列制御型
ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 各コンバータ（１０）の昇圧用又は降圧
用のトランスの巻線に発生する電圧を整流して直流電圧
を得て、この直流電圧の少なくとも１つから制御回路
（１１）の駆動電力を供給するようにしたことを特徴と
する請求項１記載の並列制御型ＤＣ／ＤＣコンバータ。 - 【請求項６】 前記制御回路（１１）の駆動電力を、そ
の出力から得るようにしたことを特徴とする請求項１記
載の並列制御型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4114861A JPH05316721A (ja) | 1992-05-07 | 1992-05-07 | 並列制御型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| US08/361,706 US5583753A (en) | 1992-05-07 | 1994-12-22 | Parallel control type DC--DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4114861A JPH05316721A (ja) | 1992-05-07 | 1992-05-07 | 並列制御型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05316721A true JPH05316721A (ja) | 1993-11-26 |
Family
ID=14648539
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4114861A Withdrawn JPH05316721A (ja) | 1992-05-07 | 1992-05-07 | 並列制御型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5583753A (ja) |
| JP (1) | JPH05316721A (ja) |
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