JPH05336754A - 並列多重インバータ装置 - Google Patents
並列多重インバータ装置Info
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- JPH05336754A JPH05336754A JP4165552A JP16555292A JPH05336754A JP H05336754 A JPH05336754 A JP H05336754A JP 4165552 A JP4165552 A JP 4165552A JP 16555292 A JP16555292 A JP 16555292A JP H05336754 A JPH05336754 A JP H05336754A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/50—Arrangements for eliminating or reducing asymmetry in polyphase networks
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 リアクトルを介して並列接続された第１，第
２の単位インバータ回路間に流れる不平衡電流を抑制
し、単位インバータ回路の出力電流を平衡させる。 【構成】 第１及び第２の電流検出器７，８と減算器９
とによって、リアクトルを介して第１及び第２の単位イ
ンバータ回路間に流れる不平衡電流を求め、この不平衡
電流に基づいて電圧補正回路１０Ａは、外部から入力さ
れる電圧指令信号ＶR を補正して第１及び第２の電圧指
令信号Ｖ1R，Ｖ2Rを出力し、第１及び第２のＰＷＭ変調
回路５Ａ，６Ａはそれぞれ、上記の第１及び第２の電圧
指令信号Ｖ1R，Ｖ2Rに応じて第１及び第２の単位インバ
ータ回路１Ａ，２Ａの出力をＰＷＭ制御する。
２の単位インバータ回路間に流れる不平衡電流を抑制
し、単位インバータ回路の出力電流を平衡させる。 【構成】 第１及び第２の電流検出器７，８と減算器９
とによって、リアクトルを介して第１及び第２の単位イ
ンバータ回路間に流れる不平衡電流を求め、この不平衡
電流に基づいて電圧補正回路１０Ａは、外部から入力さ
れる電圧指令信号ＶR を補正して第１及び第２の電圧指
令信号Ｖ1R，Ｖ2Rを出力し、第１及び第２のＰＷＭ変調
回路５Ａ，６Ａはそれぞれ、上記の第１及び第２の電圧
指令信号Ｖ1R，Ｖ2Rに応じて第１及び第２の単位インバ
ータ回路１Ａ，２Ａの出力をＰＷＭ制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えば鉄鋼圧延等の
大容量交流モータの可変速ドライブシステム等に適用さ
れる並列多重インバータ装置に係り、特に、リアクトル
を介して並列接続された２組の単位インバータ回路間に
流れる不平衡電流の低減が可能な並列多重インバータ装
置に関するものである。
大容量交流モータの可変速ドライブシステム等に適用さ
れる並列多重インバータ装置に係り、特に、リアクトル
を介して並列接続された２組の単位インバータ回路間に
流れる不平衡電流の低減が可能な並列多重インバータ装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図６は例えば特開平１−１１００６２号
に示された従来の並列多重インバータ装置を示す回路図
である。図６において、１Ｃは第１の単位インバータ回
路、２Ｃは第２の単位インバータ回路、３Ａは第１，第
２の単位インバータ回路１Ｃ，２Ｃを並列接続するリア
クトル、４Ａはリアクトル３Ａの中間点に接続された出
力端子、７Ａ及び８Ａは第１，第２の単位インバータ回
路１Ｃ，２Ｃとリアクトル３Ａの接続路に設けた電流検
出器、１２は直流電源、１５はインバータ制御回路、１
６，１７はオンオフ信号発生回路、１８は調節器であ
る。
に示された従来の並列多重インバータ装置を示す回路図
である。図６において、１Ｃは第１の単位インバータ回
路、２Ｃは第２の単位インバータ回路、３Ａは第１，第
２の単位インバータ回路１Ｃ，２Ｃを並列接続するリア
クトル、４Ａはリアクトル３Ａの中間点に接続された出
力端子、７Ａ及び８Ａは第１，第２の単位インバータ回
路１Ｃ，２Ｃとリアクトル３Ａの接続路に設けた電流検
出器、１２は直流電源、１５はインバータ制御回路、１
６，１７はオンオフ信号発生回路、１８は調節器であ
る。
【０００３】上記の単位インバータ回路１Ｃは、トラン
ジスタＴr1及びＴr2と、ダイオードＤ1 及びＤ2 とから
構成されている。また、第２の単位インバータ回路２Ｃ
は、トランジスタＴr3及びＴr4と、ダイオードＤ3 及び
Ｄ4 とから構成されている。
ジスタＴr1及びＴr2と、ダイオードＤ1 及びＤ2 とから
構成されている。また、第２の単位インバータ回路２Ｃ
は、トランジスタＴr3及びＴr4と、ダイオードＤ3 及び
Ｄ4 とから構成されている。
【０００４】つぎに、上述した従来例の動作を図７のタ
イミング図を参照しながら説明する。まず、インバータ
制御回路１５から、オンオフ信号発生回路１６，１７に
オンオフ信号ＴP 及びＴN が出力されると、オンオフ信
号発生回路１６，１７からはオンオフ信号ＴP と同一波
形であると仮定されるオンオフ信号ＴP1及びＴP2が出力
される。そして、オンオフ信号ＴP1によって単位インバ
ータ回路１Ｃ中のトランジスタＴr1をスイッチングさ
せ、オンオフ信号ＴP2によって単位インバータ回路２Ｃ
中のトランジスタＴr3をスイッチングさせると、負荷電
流ＩL が矢印方向に出力端子４Ａに向かって流れる。こ
のとき、トランジスタＴr1及びＴr3のスイッチング特性
のばらつきにより、トランジスタＴr1はオンオフ信号Ｔ
P2に対して、オフするタイミングがＴ1 だけ遅れ、トラ
ンジスタＴr3はオンオフ信号ＴP2に対して、オンするタ
イミングがＴ2 だけ遅れるものとする。
イミング図を参照しながら説明する。まず、インバータ
制御回路１５から、オンオフ信号発生回路１６，１７に
オンオフ信号ＴP 及びＴN が出力されると、オンオフ信
号発生回路１６，１７からはオンオフ信号ＴP と同一波
形であると仮定されるオンオフ信号ＴP1及びＴP2が出力
される。そして、オンオフ信号ＴP1によって単位インバ
ータ回路１Ｃ中のトランジスタＴr1をスイッチングさ
せ、オンオフ信号ＴP2によって単位インバータ回路２Ｃ
中のトランジスタＴr3をスイッチングさせると、負荷電
流ＩL が矢印方向に出力端子４Ａに向かって流れる。こ
のとき、トランジスタＴr1及びＴr3のスイッチング特性
のばらつきにより、トランジスタＴr1はオンオフ信号Ｔ
P2に対して、オフするタイミングがＴ1 だけ遅れ、トラ
ンジスタＴr3はオンオフ信号ＴP2に対して、オンするタ
イミングがＴ2 だけ遅れるものとする。
【０００５】上記負荷電流ＩL は、単位インバータ回路
１ＣにおいてはトランジスタＴr1またはダイオードＤ2
を経由して供給され、単位インバータ回路２Ｃにおいて
はトランジスタＴr3またはダイオードＤ4 を経由して供
給される。したがって、図７のように、トランジスタＴ
r1及びＴr3のスイッチング特性にばらつきがある場合に
は、リアクトル３Ａの両端にΔＶ（＝Ｖ1 −Ｖ2 ）の電
圧が生じ、このリアクトル３Ａを経由して単位インバー
タ回路１Ｃ及び２Ｃの間で、不平衡電流ΔＩが流れる。
このような不平衡電流が発生すると、単位インバータ回
路１Ｃ及び２Ｃの負荷分担がくずれ、最悪の場合には単
位インバータ回路１Ｃまたは２Ｃのいずれか一方に全負
荷がかかるおそれがある。
１ＣにおいてはトランジスタＴr1またはダイオードＤ2
を経由して供給され、単位インバータ回路２Ｃにおいて
はトランジスタＴr3またはダイオードＤ4 を経由して供
給される。したがって、図７のように、トランジスタＴ
r1及びＴr3のスイッチング特性にばらつきがある場合に
は、リアクトル３Ａの両端にΔＶ（＝Ｖ1 −Ｖ2 ）の電
圧が生じ、このリアクトル３Ａを経由して単位インバー
タ回路１Ｃ及び２Ｃの間で、不平衡電流ΔＩが流れる。
このような不平衡電流が発生すると、単位インバータ回
路１Ｃ及び２Ｃの負荷分担がくずれ、最悪の場合には単
位インバータ回路１Ｃまたは２Ｃのいずれか一方に全負
荷がかかるおそれがある。
【０００６】そこで、従来装置においては、上記不平衡
電流を次のようにして抑制していた。まず、電流検出器
７Ａ及び８Ａによってそれぞれ、単位インバータ回路１
Ｃ及び２Ｃの出力電流Ｉ1 及びＩ2 を検出し、調節器１
８に供給する。調節器１８は、これらの出力電流Ｉ1 及
びＩ2 の偏差、すなわち、不平衡電流に比例した電流成
分を低減させるような制御信号を求め、オンオフ信号発
生回路１６に供給する。オンオフ信号発生回路１６は、
供給された上記の制御信号に基づいて、単位インバータ
回路２Ｃの出力電圧Ｖ2 の波形を単位インバータ回路１
Ｃの出力電圧Ｖ1 の波形に一致させるようなオンオフ信
号ＴP2を求め、単位インバータ回路２Ｃ中のトランジス
タＴr3に供給する。
電流を次のようにして抑制していた。まず、電流検出器
７Ａ及び８Ａによってそれぞれ、単位インバータ回路１
Ｃ及び２Ｃの出力電流Ｉ1 及びＩ2 を検出し、調節器１
８に供給する。調節器１８は、これらの出力電流Ｉ1 及
びＩ2 の偏差、すなわち、不平衡電流に比例した電流成
分を低減させるような制御信号を求め、オンオフ信号発
生回路１６に供給する。オンオフ信号発生回路１６は、
供給された上記の制御信号に基づいて、単位インバータ
回路２Ｃの出力電圧Ｖ2 の波形を単位インバータ回路１
Ｃの出力電圧Ｖ1 の波形に一致させるようなオンオフ信
号ＴP2を求め、単位インバータ回路２Ｃ中のトランジス
タＴr3に供給する。
【０００７】すなわち、オンオフ信号発生回路１６は、
インバータ制御回路１５から出力されたオンオフ信号Ｔ
P と同一のオンオフ信号ＴP1を単位インバータ回路１Ｃ
に対して出力し、単位インバータ回路２Ｃに対してはオ
ンオフ信号ＴP に対してオンオフのタイミングをずらし
たオンオフ信号ＴP2を出力する。その結果、負荷電流Ｉ
L が図６中の矢印方向に流れるときは、単位インバータ
回路１Ｃの出力電圧Ｖ1 と単位インバータ回路２Ｃの出
力電圧Ｖ2 の波形が一致し、不平衡電流は抑制される。
インバータ制御回路１５から出力されたオンオフ信号Ｔ
P と同一のオンオフ信号ＴP1を単位インバータ回路１Ｃ
に対して出力し、単位インバータ回路２Ｃに対してはオ
ンオフ信号ＴP に対してオンオフのタイミングをずらし
たオンオフ信号ＴP2を出力する。その結果、負荷電流Ｉ
L が図６中の矢印方向に流れるときは、単位インバータ
回路１Ｃの出力電圧Ｖ1 と単位インバータ回路２Ｃの出
力電圧Ｖ2 の波形が一致し、不平衡電流は抑制される。
【０００８】一方、負荷電流ＩL が図６中の矢印方向と
反対方向に流れる場合は、負荷電流ＩL は、単位インバ
ータ回路１ＣにおいてはトランジスタＴr2またはダイオ
ードＤ1 、単位インバータ回路２Ｃにおいてはトランジ
スタＴr4またはダイオードＤ3 によって供給される。こ
のときは、オンオフ信号発生回路１７が、インバータ制
御回路１５から出力されたオンオフ信号ＴN と同一のオ
ンオフ信号ＴN1を単位インバータ回路１Ｃに対して出力
し、単位インバータ回路２Ｃに対してはオンオフ信号Ｔ
N に対してスイッチングのタイミングをずらしたオンオ
フ信号ＴN2を出力する。その結果、負荷電流ＩL が図６
中の矢印方向と反対方向に流れる場合でも、単位インバ
ータ回路１Ｃの出力電圧Ｖ1 と単位インバータ回路２Ｃ
の出力電圧Ｖ2 の波形が一致し、不平衡電流は抑制され
る。
反対方向に流れる場合は、負荷電流ＩL は、単位インバ
ータ回路１ＣにおいてはトランジスタＴr2またはダイオ
ードＤ1 、単位インバータ回路２Ｃにおいてはトランジ
スタＴr4またはダイオードＤ3 によって供給される。こ
のときは、オンオフ信号発生回路１７が、インバータ制
御回路１５から出力されたオンオフ信号ＴN と同一のオ
ンオフ信号ＴN1を単位インバータ回路１Ｃに対して出力
し、単位インバータ回路２Ｃに対してはオンオフ信号Ｔ
N に対してスイッチングのタイミングをずらしたオンオ
フ信号ＴN2を出力する。その結果、負荷電流ＩL が図６
中の矢印方向と反対方向に流れる場合でも、単位インバ
ータ回路１Ｃの出力電圧Ｖ1 と単位インバータ回路２Ｃ
の出力電圧Ｖ2 の波形が一致し、不平衡電流は抑制され
る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】従来の並列多重インバ
ータ装置は以上のように構成されているので、リアクト
ルを介して並列接続される２組の単位インバータ回路１
Ｃ，２Ｃの一方のオンオフ信号を基準として、他方の単
位インバータ回路の出力電圧波形が基準とするインバー
タ回路の出力電圧波形と一致するように他方の単位イン
バータ回路のオンオフ信号のスイッチングタイミングを
変化させることによって、不平衡電流を抑制している。
ータ装置は以上のように構成されているので、リアクト
ルを介して並列接続される２組の単位インバータ回路１
Ｃ，２Ｃの一方のオンオフ信号を基準として、他方の単
位インバータ回路の出力電圧波形が基準とするインバー
タ回路の出力電圧波形と一致するように他方の単位イン
バータ回路のオンオフ信号のスイッチングタイミングを
変化させることによって、不平衡電流を抑制している。
【００１０】ところが、基準とする単位インバータ回路
中のトランジスタのスイッチング特性にばらつきがある
場合は、並列多重インバータ装置から出力すべき電圧と
実際の出力電圧との間に誤差が生じる。すなわち、図７
で示したように、単位インバータ回路１Ｃ中のトランジ
スタＴr1のオフタイミングが基準とするオンオフ信号Ｔ
P に対してＴ1 期間遅れると、図の最下段に示したよう
に、出力すべき電圧と実際の出力電圧との間にＴ1 期間
振幅が直流電源電圧Ｅd に等しく極性が正の誤差電圧Ｖ
e が発生する。
中のトランジスタのスイッチング特性にばらつきがある
場合は、並列多重インバータ装置から出力すべき電圧と
実際の出力電圧との間に誤差が生じる。すなわち、図７
で示したように、単位インバータ回路１Ｃ中のトランジ
スタＴr1のオフタイミングが基準とするオンオフ信号Ｔ
P に対してＴ1 期間遅れると、図の最下段に示したよう
に、出力すべき電圧と実際の出力電圧との間にＴ1 期間
振幅が直流電源電圧Ｅd に等しく極性が正の誤差電圧Ｖ
e が発生する。
【００１１】さらに、図７に示すように、単位インバー
タ回路２Ｃ中のトランジスタＴr3のオンタイミングが基
準とするオンオフ信号Ｔp1に対してＴ2 期間遅れる場合
は、単位インバータ回路２Ｃの出力電圧Ｖ2 を単位イン
バータ回路１Ｃの出力電圧Ｖ1 と一致させようとする
と、単位インバータ回路２Ｃ中のトランジスタＴr3には
基準とするオンオフ信号ＴP よりＴ1 期間早くオンする
ような信号ＴP2を供給させる必要がある。
タ回路２Ｃ中のトランジスタＴr3のオンタイミングが基
準とするオンオフ信号Ｔp1に対してＴ2 期間遅れる場合
は、単位インバータ回路２Ｃの出力電圧Ｖ2 を単位イン
バータ回路１Ｃの出力電圧Ｖ1 と一致させようとする
と、単位インバータ回路２Ｃ中のトランジスタＴr3には
基準とするオンオフ信号ＴP よりＴ1 期間早くオンする
ような信号ＴP2を供給させる必要がある。
【００１２】しかし、オンタイミングを基準とするオン
オフ信号ＴP より進めることは困難であるため、従来の
並列多重インバータ装置では、オンオフ信号ＴP1を基準
とするオンオフ信号ＴP に対して予め所定期間だけ遅ら
せていた。このため、単位インバータ回路１Ｃ中のトラ
ンジスタＴr1及び単位インバータ回路２Ｃ中のトランジ
スタＴr3がそれぞれオンオフ信号ＴP1，Ｔp2通りにスイ
ッチングしても、この所定期間の間誤差電圧Ｖe が発生
していた。
オフ信号ＴP より進めることは困難であるため、従来の
並列多重インバータ装置では、オンオフ信号ＴP1を基準
とするオンオフ信号ＴP に対して予め所定期間だけ遅ら
せていた。このため、単位インバータ回路１Ｃ中のトラ
ンジスタＴr1及び単位インバータ回路２Ｃ中のトランジ
スタＴr3がそれぞれオンオフ信号ＴP1，Ｔp2通りにスイ
ッチングしても、この所定期間の間誤差電圧Ｖe が発生
していた。
【００１３】このように誤差電圧Ｖe が発生すると、指
令通りの電圧が出力されないため、出力電圧の高調波成
分が増加するなどの問題点があった。そこで、不平衡電
流のピーク値を抑制するためにリアクトルのインダクタ
ンスを大きくすると、装置の大型化を招いたり、効率低
下、出力電圧低下を招く等の問題点があった。従って、
このような並列多重インバータ装置を用いて誘導電動機
のような交流電動機を駆動すると、電流の高調波成分が
増加したり、トルクリップルが増加するなどの問題点が
あった。
令通りの電圧が出力されないため、出力電圧の高調波成
分が増加するなどの問題点があった。そこで、不平衡電
流のピーク値を抑制するためにリアクトルのインダクタ
ンスを大きくすると、装置の大型化を招いたり、効率低
下、出力電圧低下を招く等の問題点があった。従って、
このような並列多重インバータ装置を用いて誘導電動機
のような交流電動機を駆動すると、電流の高調波成分が
増加したり、トルクリップルが増加するなどの問題点が
あった。
【００１４】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、リアクトルを介して並列接続さ
れた２組の単位インバータ回路間に流れる不平衡電流を
抑制するとともに、出力電圧誤差を生じない並列多重イ
ンバータ装置を得ることを目的とする。
ためになされたもので、リアクトルを介して並列接続さ
れた２組の単位インバータ回路間に流れる不平衡電流を
抑制するとともに、出力電圧誤差を生じない並列多重イ
ンバータ装置を得ることを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る並
列多重インバータ装置は、リアクトルを介して直流電源
に並列に接続された第１及び第２の単位インバータ回路
への出力電圧の電圧指令信号を発生する電圧指令信号発
生回路と、前記第１及び第２の単位インバータ回路の出
力電流を検出する第１及び第２の電流検出器と、前記第
１及び第２の電流検出器の検出出力の偏差信号を出力す
る減算器と、前記電圧指令信号及び前記減算器の出力に
基づいて第１及び第２の電圧指令信号を出力する電圧補
正回路とを備え、前記第１及び第２の電圧指令信号に応
じて第１及び第２のパルス幅変調回路で前記第１及び第
２の単位インバータ回路の出力をそれぞれパルス幅変調
制御するものである。
列多重インバータ装置は、リアクトルを介して直流電源
に並列に接続された第１及び第２の単位インバータ回路
への出力電圧の電圧指令信号を発生する電圧指令信号発
生回路と、前記第１及び第２の単位インバータ回路の出
力電流を検出する第１及び第２の電流検出器と、前記第
１及び第２の電流検出器の検出出力の偏差信号を出力す
る減算器と、前記電圧指令信号及び前記減算器の出力に
基づいて第１及び第２の電圧指令信号を出力する電圧補
正回路とを備え、前記第１及び第２の電圧指令信号に応
じて第１及び第２のパルス幅変調回路で前記第１及び第
２の単位インバータ回路の出力をそれぞれパルス幅変調
制御するものである。
【００１６】請求項２の発明に係る並列多重インバータ
装置は、リアクトルを介して直流電源に並列に接続され
た第１及び第２の単位インバータ回路への出力電圧の電
圧指令信号を発生する電圧指令信号発生回路と、前記第
１及び第２の単位インバータ回路の出力電流を検出する
第１及び第２の電流検出器と、前記第１及び第２の電流
検出器の検出出力の偏差信号を出力する減算器と、前記
電圧指令信号及び前記減算器の出力に基づいて第１及び
第２の電圧指令信号のいずれか一方のみを補正する電圧
補正回路とを備え、前記第１及び第２の電圧指令信号に
応じて第１及び第２のパルス幅変調回路で前記第１及び
第２の単位インバータ回路の出力をそれぞれパルス幅変
調制御するものである。
装置は、リアクトルを介して直流電源に並列に接続され
た第１及び第２の単位インバータ回路への出力電圧の電
圧指令信号を発生する電圧指令信号発生回路と、前記第
１及び第２の単位インバータ回路の出力電流を検出する
第１及び第２の電流検出器と、前記第１及び第２の電流
検出器の検出出力の偏差信号を出力する減算器と、前記
電圧指令信号及び前記減算器の出力に基づいて第１及び
第２の電圧指令信号のいずれか一方のみを補正する電圧
補正回路とを備え、前記第１及び第２の電圧指令信号に
応じて第１及び第２のパルス幅変調回路で前記第１及び
第２の単位インバータ回路の出力をそれぞれパルス幅変
調制御するものである。
【００１７】請求項３の発明に係る並列多重インバータ
装置は、リアクトルを介して直流電源に並列に接続され
た第１及び第２の単位インバータ回路への出力電圧の電
圧指令信号を発生する電圧指令信号発生回路と、前記第
１及び第２の単位インバータ回路の出力電流を検出する
第１及び第２の電流検出器と、前記電流指令信号発生回
路の出力と前記第１の電流検出器の出力とに基づいて電
圧指令信号を発生する電流制御回路と、前記第１及び第
２の電流検出器の出力の偏差信号を出力する減算器と、
前記電圧指令信号及び前記減算器の出力に基づいて第１
及び第２の電圧指令信号を出力する電圧補正回路とを備
え、前記第１及び第２の電圧指令信号に応じて第１及び
第２のパルス幅変調回路で前記第１及び第２の単位イン
バータ回路の出力をそれぞれパルス幅変調制御するもの
である。
装置は、リアクトルを介して直流電源に並列に接続され
た第１及び第２の単位インバータ回路への出力電圧の電
圧指令信号を発生する電圧指令信号発生回路と、前記第
１及び第２の単位インバータ回路の出力電流を検出する
第１及び第２の電流検出器と、前記電流指令信号発生回
路の出力と前記第１の電流検出器の出力とに基づいて電
圧指令信号を発生する電流制御回路と、前記第１及び第
２の電流検出器の出力の偏差信号を出力する減算器と、
前記電圧指令信号及び前記減算器の出力に基づいて第１
及び第２の電圧指令信号を出力する電圧補正回路とを備
え、前記第１及び第２の電圧指令信号に応じて第１及び
第２のパルス幅変調回路で前記第１及び第２の単位イン
バータ回路の出力をそれぞれパルス幅変調制御するもの
である。
【００１８】請求項４の発明に係る並列多重インバータ
装置は、リアクトルを介して直流電源に並列に接続され
た第１及び第２の単位インバータ回路への出力電圧の電
圧指令信号を発生する電圧指令信号発生回路と、前記第
１及び第２の単位インバータ回路の出力電流を検出する
第１及び第２の電流検出器と、前記電流指令信号発生回
路の出力と前記第１の電流検出器の出力とに基づいて電
圧指令信号を発生する電流制御回路と、前記第１及び第
２の電流検出器の出力の偏差信号を出力する減算器と、
前記電圧指令信号及び前記減算器の出力に基づいて第１
及び第２の電圧指令信号のいずれか一方のみを補正する
電圧補正回路とを備え、前記第１及び第２の電圧指令信
号に応じて第１及び第２のパルス幅変調回路で前記第１
及び第２の単位インバータ回路の出力をそれぞれパルス
幅変調制御するものである。
装置は、リアクトルを介して直流電源に並列に接続され
た第１及び第２の単位インバータ回路への出力電圧の電
圧指令信号を発生する電圧指令信号発生回路と、前記第
１及び第２の単位インバータ回路の出力電流を検出する
第１及び第２の電流検出器と、前記電流指令信号発生回
路の出力と前記第１の電流検出器の出力とに基づいて電
圧指令信号を発生する電流制御回路と、前記第１及び第
２の電流検出器の出力の偏差信号を出力する減算器と、
前記電圧指令信号及び前記減算器の出力に基づいて第１
及び第２の電圧指令信号のいずれか一方のみを補正する
電圧補正回路とを備え、前記第１及び第２の電圧指令信
号に応じて第１及び第２のパルス幅変調回路で前記第１
及び第２の単位インバータ回路の出力をそれぞれパルス
幅変調制御するものである。
【００１９】
【作用】請求項１または請求項２の発明は、並列接続さ
れた単位インバータ回路間を流れる不平衡電流を求め、
上記不平衡電流と外部から供給される電圧指令信号に基
づいて、電圧補正回路からそれぞれ補正されまたはいず
れか一方のみ補正された第１及び第２の電圧指令信号を
出力し、この第１及び第２の電圧指令信号に応じて第１
及び第２のパルス幅変調回路で上記第１及び第２の単位
インバータ回路の出力をパルス幅変調制御することによ
り、不平衡電流を抑制するためのリアクトルを小型化で
き、出力電圧の高調波成分が少ない並列多重インバータ
装置が得られる。
れた単位インバータ回路間を流れる不平衡電流を求め、
上記不平衡電流と外部から供給される電圧指令信号に基
づいて、電圧補正回路からそれぞれ補正されまたはいず
れか一方のみ補正された第１及び第２の電圧指令信号を
出力し、この第１及び第２の電圧指令信号に応じて第１
及び第２のパルス幅変調回路で上記第１及び第２の単位
インバータ回路の出力をパルス幅変調制御することによ
り、不平衡電流を抑制するためのリアクトルを小型化で
き、出力電圧の高調波成分が少ない並列多重インバータ
装置が得られる。
【００２０】また、請求項３または請求項４の発明は、
単位インバータ回路の出力電流と外部から供給される電
流指令信号に基づいて電流制御回路から電圧指令信号を
出力し、この電圧指令信号と並列接続された単位インバ
ータ回路間を流れる不平衡電流に基づいて、電圧補正回
路からそれぞれ補正されまたはいずれか一方のみ補正さ
れた第１及び第２の電圧指令信号を出力し、この第１及
び第２の電圧指令信号に応じて第１及び第２のパルス幅
変調回路で上記第１及び第２の単位インバータ回路の出
力をパルス幅変調制御することにより、上記請求項１ま
たは請求項２と同様の効果が得られるとともに負荷電圧
を検出することなく該負荷電流を電流指令信号に追随さ
せることができる。
単位インバータ回路の出力電流と外部から供給される電
流指令信号に基づいて電流制御回路から電圧指令信号を
出力し、この電圧指令信号と並列接続された単位インバ
ータ回路間を流れる不平衡電流に基づいて、電圧補正回
路からそれぞれ補正されまたはいずれか一方のみ補正さ
れた第１及び第２の電圧指令信号を出力し、この第１及
び第２の電圧指令信号に応じて第１及び第２のパルス幅
変調回路で上記第１及び第２の単位インバータ回路の出
力をパルス幅変調制御することにより、上記請求項１ま
たは請求項２と同様の効果が得られるとともに負荷電圧
を検出することなく該負荷電流を電流指令信号に追随さ
せることができる。
【００２１】
【実施例】実施例１．以下、この発明の実施例を図面に
ついて説明する。図１は、請求項１の発明の実施例１の
全体構成を示すブロック図であり、単相の並列多重イン
バータ装置を示している。図１において、１Ａは単位イ
ンバータ回路、２Ａは第２の単位インバータ回路、３は
第１の単位インバータ回路１Ａと第２の単位インバータ
回路２Ａの出力端子間に接続されたリアクトル、４はリ
アクトル３中の中間点に接続された多相出力端子、５Ａ
は第１のＰＷＭ（パルス幅変調）回路、６Ａは第２のＰ
ＷＭ回路、７は第１の単位インバータ回路１Ａの出力電
流を検出する第１の電流検出器、８は第２の単位インバ
ータ回路２Ａの出力電流を検出する第２の電流検出器、
９は第１，第２の電流検出器７，８の検出出力を減算す
る減算器、１０Ａは減算器９の出力である偏差信号ΔＩ
を入力とする電圧補正回路、１１Ａは電圧指令信号発生
回路、１２は直流電源である。
ついて説明する。図１は、請求項１の発明の実施例１の
全体構成を示すブロック図であり、単相の並列多重イン
バータ装置を示している。図１において、１Ａは単位イ
ンバータ回路、２Ａは第２の単位インバータ回路、３は
第１の単位インバータ回路１Ａと第２の単位インバータ
回路２Ａの出力端子間に接続されたリアクトル、４はリ
アクトル３中の中間点に接続された多相出力端子、５Ａ
は第１のＰＷＭ（パルス幅変調）回路、６Ａは第２のＰ
ＷＭ回路、７は第１の単位インバータ回路１Ａの出力電
流を検出する第１の電流検出器、８は第２の単位インバ
ータ回路２Ａの出力電流を検出する第２の電流検出器、
９は第１，第２の電流検出器７，８の検出出力を減算す
る減算器、１０Ａは減算器９の出力である偏差信号ΔＩ
を入力とする電圧補正回路、１１Ａは電圧指令信号発生
回路、１２は直流電源である。
【００２２】図１において、第１の単位インバータ回路
１Ａは、直流電源１２の正側端子Ｐに接続された入力端
子２０と、直流電源１２の負側端子Ｎに接続された入力
端子２１と、入力端子２０，２１間に直列に接続された
スイッチング素子であるゲートターンオフサイリスタ
（以下、ＧＴＯと略す）２２，２３と、これらのＧＴＯ
２２，２３にそれぞれ逆並列接続されたダイオード２
４，２５と、ＧＴＯ２２のオンオフ信号すなわちゲート
信号ＳP1の入力端子２６と、ＧＴＯ２３のゲート信号Ｓ
N1の入力端子２７と、出力端子２８とから構成されてい
る。
１Ａは、直流電源１２の正側端子Ｐに接続された入力端
子２０と、直流電源１２の負側端子Ｎに接続された入力
端子２１と、入力端子２０，２１間に直列に接続された
スイッチング素子であるゲートターンオフサイリスタ
（以下、ＧＴＯと略す）２２，２３と、これらのＧＴＯ
２２，２３にそれぞれ逆並列接続されたダイオード２
４，２５と、ＧＴＯ２２のオンオフ信号すなわちゲート
信号ＳP1の入力端子２６と、ＧＴＯ２３のゲート信号Ｓ
N1の入力端子２７と、出力端子２８とから構成されてい
る。
【００２３】第２の単位インバータ回路２Ａは、直流電
源１２の正側端子Ｐに接続された入力端子３０と、直流
電源１２の負側端子Ｎに接続された入力端子３１と、入
力端子３０，３１間に直列に接続されたＧＴＯ３２，３
３と、これらのＧＴＯ３２，３３にそれぞれ逆並列接続
されたダイオード３４，３５と、ＧＴＯ３２のオンオフ
信号すなわちゲート信号Ｓp2の入力端子３６と、ＧＴＯ
３３のゲート信号ＳN2の入力端子３７と、出力端子３８
とから構成されている。
源１２の正側端子Ｐに接続された入力端子３０と、直流
電源１２の負側端子Ｎに接続された入力端子３１と、入
力端子３０，３１間に直列に接続されたＧＴＯ３２，３
３と、これらのＧＴＯ３２，３３にそれぞれ逆並列接続
されたダイオード３４，３５と、ＧＴＯ３２のオンオフ
信号すなわちゲート信号Ｓp2の入力端子３６と、ＧＴＯ
３３のゲート信号ＳN2の入力端子３７と、出力端子３８
とから構成されている。
【００２４】第１のＰＷＭ回路５Ａは、電圧補正回路１
０Ａに接続された入力端子４０と、三角波キャリア信号
発生回路４１と、この三角波キャリア信号発生回路４１
に接続された出力端子４２と、入力端子４０から入力し
た第１の電圧指令信号と三角波キャリア信号発生回路４
１からの出力信号を比較する比較器４３と、比較器４３
の出力信号を入力とする符号反転器４４と、出力端子４
５及び４６とから構成されている。
０Ａに接続された入力端子４０と、三角波キャリア信号
発生回路４１と、この三角波キャリア信号発生回路４１
に接続された出力端子４２と、入力端子４０から入力し
た第１の電圧指令信号と三角波キャリア信号発生回路４
１からの出力信号を比較する比較器４３と、比較器４３
の出力信号を入力とする符号反転器４４と、出力端子４
５及び４６とから構成されている。
【００２５】第２のＰＷＭ回路６Ａは、電圧補正回路１
０Ａに接続された入力端子４７と、第１のＰＷＭ回路５
Ａに接続された入力端子４８と、入力端子４７から入力
した第２の電圧指令信号と三角波キャリア信号発生回路
４１からの出力信号を比較する比較器４９と、比較器４
９の出力信号を入力とする符号反転器５０と、出力端子
５１及び５２とから構成されている。
０Ａに接続された入力端子４７と、第１のＰＷＭ回路５
Ａに接続された入力端子４８と、入力端子４７から入力
した第２の電圧指令信号と三角波キャリア信号発生回路
４１からの出力信号を比較する比較器４９と、比較器４
９の出力信号を入力とする符号反転器５０と、出力端子
５１及び５２とから構成されている。
【００２６】つぎに、上記電圧補正回路１０Ａは、電圧
指令信号発生回路１１Ａに接続された入力端子５５と、
減算器９に接続された入力端子５６と、入力端子５６に
接続された不感帯回路５７と、不感帯回路５７の出力信
号を増幅する増幅器５８と、この増幅器５８に接続され
た係数器５９及び６０と、増幅器５８の出力信号と係数
器５９の出力信号を減算する減算器６１と、増幅器５８
の出力信号と係数器６０の出力信号を加算する加算器６
２と、出力端子６３及び６４とから構成されている。
指令信号発生回路１１Ａに接続された入力端子５５と、
減算器９に接続された入力端子５６と、入力端子５６に
接続された不感帯回路５７と、不感帯回路５７の出力信
号を増幅する増幅器５８と、この増幅器５８に接続され
た係数器５９及び６０と、増幅器５８の出力信号と係数
器５９の出力信号を減算する減算器６１と、増幅器５８
の出力信号と係数器６０の出力信号を加算する加算器６
２と、出力端子６３及び６４とから構成されている。
【００２７】以下、この発明における不平衡電流抑制の
ための制御原理について説明する。まず、図１におい
て、出力端子４に負荷回路（図示せず）を接続した場
合、出力端子４から負荷回路に供給される負荷電流をＩ
L 、第１の単位インバータ回路１Ａからリアクトル３を
経由して第２の単位インバータ回路２Ａに流入する不平
衡電流をＩC とする。また、不平衡電流ＩC の極性は、
第１の単位インバータ回路１Ａから第２の単位インバー
タ回路２Ａに流入する向きを正とする。
ための制御原理について説明する。まず、図１におい
て、出力端子４に負荷回路（図示せず）を接続した場
合、出力端子４から負荷回路に供給される負荷電流をＩ
L 、第１の単位インバータ回路１Ａからリアクトル３を
経由して第２の単位インバータ回路２Ａに流入する不平
衡電流をＩC とする。また、不平衡電流ＩC の極性は、
第１の単位インバータ回路１Ａから第２の単位インバー
タ回路２Ａに流入する向きを正とする。
【００２８】このとき、第１の電流検出器７によって検
出される第１のインバータ回路１Ａの出力電流Ｉ1 及び
第２の電流検出器８によって検出される第２のインバー
タ回路２Ａの出力電流Ｉ2 はそれぞれ、下記の式（１）
で示される。
出される第１のインバータ回路１Ａの出力電流Ｉ1 及び
第２の電流検出器８によって検出される第２のインバー
タ回路２Ａの出力電流Ｉ2 はそれぞれ、下記の式（１）
で示される。
【００２９】 Ｉ1 ＝1/2 ＩL ＋ＩC ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（１） Ｉ2 ＝1/2 ＩL −ＩC
【００３０】式（１）から、出力電流Ｉ1 とＩ2 の偏差
信号ΔＩは、下記の式（２）で示すように、不平衡電流
ＩC に振幅が比例した信号となることがわかる。
信号ΔＩは、下記の式（２）で示すように、不平衡電流
ＩC に振幅が比例した信号となることがわかる。
【００３１】 ΔＩ＝Ｉ1 −Ｉ2 ＝２ＩC ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（２）
【００３２】つぎに、図２（ａ）に示すように、電圧指
令信号発生回路１１Ａから出力された電圧指令信号ＶR
の振幅と三角波キャリア信号発生回路４１から出力され
た三角波キャリア信号ＳC の振幅とを比較すると、同図
（ｂ）に示すような同一波形のオンオフ信号Ｓ1 及びＳ
2 が得られる。ここで、図１において、第１の単位イン
バータ回路１Ａ中のＧＴＯ２２のオンオフ信号すなわち
ゲート信号ＳP1としてオンオフ信号Ｓ1 を用い、一方、
第２の単位インバータ回路２Ａ中のＧＴＯ３２のゲート
信号Ｓp2としてオンオフ信号Ｓ2 を用いるものとする。
さらに、負荷電流ＩL の極性は正、すなわち、負荷電流
ＩL は図１中の矢印の向きに流れるものとする。このと
き、ＧＴＯ２２のオフタイミングがＴ1 期間だけゲート
信号ＳP1より遅れ、ＧＴＯ３２のオンタイミングがＴ2
期間だけゲート信号Ｓp2より遅れるものとする。
令信号発生回路１１Ａから出力された電圧指令信号ＶR
の振幅と三角波キャリア信号発生回路４１から出力され
た三角波キャリア信号ＳC の振幅とを比較すると、同図
（ｂ）に示すような同一波形のオンオフ信号Ｓ1 及びＳ
2 が得られる。ここで、図１において、第１の単位イン
バータ回路１Ａ中のＧＴＯ２２のオンオフ信号すなわち
ゲート信号ＳP1としてオンオフ信号Ｓ1 を用い、一方、
第２の単位インバータ回路２Ａ中のＧＴＯ３２のゲート
信号Ｓp2としてオンオフ信号Ｓ2 を用いるものとする。
さらに、負荷電流ＩL の極性は正、すなわち、負荷電流
ＩL は図１中の矢印の向きに流れるものとする。このと
き、ＧＴＯ２２のオフタイミングがＴ1 期間だけゲート
信号ＳP1より遅れ、ＧＴＯ３２のオンタイミングがＴ2
期間だけゲート信号Ｓp2より遅れるものとする。
【００３３】この場合は、上述したように、単位インバ
ータ回路１Ａの出力電圧Ｖ1 及び単位インバータ回路２
Ａの出力電圧Ｖ2 はそれぞれ、図２（ｃ）及び（ｄ）と
なる。ただし、Ｅd は直流電源電圧である。そのため、
リアクトル３の両端には、同図（ｅ）で示すような偏差
電圧ΔＶ（＝Ｖ1 −Ｖ2 ）が印加され、不平衡電流ＩC
が発生する。ここで、偏差電圧ΔＶの極性が正であるこ
とから、不平衡電流ＩC は単位インバータ回路１Ａから
単位インバータ回路２Ａに向かって流れるが、不平衡電
流ＩC の極性はこの方向を正とする。反対に、不平衡電
流ＩC が単位インバータ回路２Ａから単位インバータ回
路１Ａに向かって流れる場合は、不平衡電流ＩC の極性
は負となる。
ータ回路１Ａの出力電圧Ｖ1 及び単位インバータ回路２
Ａの出力電圧Ｖ2 はそれぞれ、図２（ｃ）及び（ｄ）と
なる。ただし、Ｅd は直流電源電圧である。そのため、
リアクトル３の両端には、同図（ｅ）で示すような偏差
電圧ΔＶ（＝Ｖ1 −Ｖ2 ）が印加され、不平衡電流ＩC
が発生する。ここで、偏差電圧ΔＶの極性が正であるこ
とから、不平衡電流ＩC は単位インバータ回路１Ａから
単位インバータ回路２Ａに向かって流れるが、不平衡電
流ＩC の極性はこの方向を正とする。反対に、不平衡電
流ＩC が単位インバータ回路２Ａから単位インバータ回
路１Ａに向かって流れる場合は、不平衡電流ＩC の極性
は負となる。
【００３４】そこで、この不平衡電流ＩC の振幅と極性
に応じて電圧補正回路１０Ａで上記の電圧指令信号ＶR
を補正し、第１の電圧指令信号Ｖ1R及び第２の電圧指令
信号Ｖ2Rとしてそれぞれ、第１の単位インバータ回路１
Ａにゲート信号を出力する第１のＲＷＭ回路５Ａ及び第
２の単位インバータ回路２Ａにゲート信号を出力する第
２のＰＷＭ回路６Ａに供給する。
に応じて電圧補正回路１０Ａで上記の電圧指令信号ＶR
を補正し、第１の電圧指令信号Ｖ1R及び第２の電圧指令
信号Ｖ2Rとしてそれぞれ、第１の単位インバータ回路１
Ａにゲート信号を出力する第１のＲＷＭ回路５Ａ及び第
２の単位インバータ回路２Ａにゲート信号を出力する第
２のＰＷＭ回路６Ａに供給する。
【００３５】図２の場合には、不平衡電流ＩC の極性は
正であるが、このときには、同図（ａ）に示すように第
１の電圧指令信号Ｖ1Rの振幅は電圧指令信号ＶR の振幅
より小さくし、第２の電圧指令信号Ｖ2Rの振幅は反対に
電圧指令信号ＶR の振幅より大きくする。
正であるが、このときには、同図（ａ）に示すように第
１の電圧指令信号Ｖ1Rの振幅は電圧指令信号ＶR の振幅
より小さくし、第２の電圧指令信号Ｖ2Rの振幅は反対に
電圧指令信号ＶR の振幅より大きくする。
【００３６】すると、ゲート信号ＳP1及びゲート信号Ｓ
P2はそれぞれ、同図（ｆ）及び（ｇ）に示すような波形
となるが、これらのゲート信号ＳP1及びＳP2によってそ
れぞれＧＴＯ２２及び３２をオンオフすると、上述した
これらのＧＴＯのスイッチング特性のばらつきの影響が
除去され、図２（ｈ）及び（ｉ）に示すように、単位イ
ンバータ回路１Ａの出力電圧Ｖ1 及び単位インバータ回
路２Ａの出力電圧Ｖ2は同一波形となる。その結果、偏
差電圧ΔＶは零となり、不平衡電流ＩC が抑制される。
P2はそれぞれ、同図（ｆ）及び（ｇ）に示すような波形
となるが、これらのゲート信号ＳP1及びＳP2によってそ
れぞれＧＴＯ２２及び３２をオンオフすると、上述した
これらのＧＴＯのスイッチング特性のばらつきの影響が
除去され、図２（ｈ）及び（ｉ）に示すように、単位イ
ンバータ回路１Ａの出力電圧Ｖ1 及び単位インバータ回
路２Ａの出力電圧Ｖ2は同一波形となる。その結果、偏
差電圧ΔＶは零となり、不平衡電流ＩC が抑制される。
【００３７】さらに、並列多重インバータ装置から出力
すべき電圧と実際の出力電圧との誤差電圧Ｖe は、同図
（ｊ）に示すような波形となり、三角波キャリア信号Ｓ
C の１周期期間における誤差電圧Ｖe の平均値は零とな
る。その結果、ここで説明した不平衡電流ＩC の抑制制
御によって、負荷電流ＩL の極性が正の場合は出力電圧
誤差が生じないことが理解される。
すべき電圧と実際の出力電圧との誤差電圧Ｖe は、同図
（ｊ）に示すような波形となり、三角波キャリア信号Ｓ
C の１周期期間における誤差電圧Ｖe の平均値は零とな
る。その結果、ここで説明した不平衡電流ＩC の抑制制
御によって、負荷電流ＩL の極性が正の場合は出力電圧
誤差が生じないことが理解される。
【００３８】つぎに、負荷電流ＩL の極性が負の場合に
ついて説明する。この場合は、図１において、第１の単
位インバータ回路１ＡではＧＴＯ２３またはダイオード
２４によって、第２の単位インバータ回路２ＡではＧＴ
Ｏ３３またはダイオード３４によってそれぞれ負荷電流
ＩL が供給されるので、ＧＴＯ２３及び３３のスイッチ
ング特性のばらつきが不平衡電流ＩC の発生原因とな
る。
ついて説明する。この場合は、図１において、第１の単
位インバータ回路１ＡではＧＴＯ２３またはダイオード
２４によって、第２の単位インバータ回路２ＡではＧＴ
Ｏ３３またはダイオード３４によってそれぞれ負荷電流
ＩL が供給されるので、ＧＴＯ２３及び３３のスイッチ
ング特性のばらつきが不平衡電流ＩC の発生原因とな
る。
【００３９】ここで、第１の単位インバータ回路１Ａに
おいては、ＧＴＯ２２と２３が同時にオンして直流電源
１２が短絡されないように、ＧＴＯ２２がオンのときは
ＧＴＯ２３をオフさせ、反対にＧＴＯ２２がオフのとき
ＧＴＯ２３をオンさせるようにスイッチングが行われ
る。第２の単位インバータ回路２Ａ中のＧＴＯ３２，３
３についても同様のスイッチングが行われる。
おいては、ＧＴＯ２２と２３が同時にオンして直流電源
１２が短絡されないように、ＧＴＯ２２がオンのときは
ＧＴＯ２３をオフさせ、反対にＧＴＯ２２がオフのとき
ＧＴＯ２３をオンさせるようにスイッチングが行われ
る。第２の単位インバータ回路２Ａ中のＧＴＯ３２，３
３についても同様のスイッチングが行われる。
【００４０】そこで、図３（ａ）に示すように、電圧指
令信号ＶR の振幅と三角波キャリア信号ＳC の振幅とを
比較すると、同図（ｂ）に示すよう同一波形のオンオフ
信号Ｓ1 及びＳ2 が得られる。ここで、図１において、
第１の単位インバータ回路１Ａ中のＧＴＯ２３のオンオ
フ信号すなわちゲート信号ＳN1としてオンオフ信号Ｓ1
を用い、一方、第２の単位インバータ回路２Ａ中のＧＴ
Ｏ３３のゲート信号ＳN2としてオンオフ信号Ｓ2 を用い
るものとする。さらに、ＧＴＯ２３のオンタイミングが
Ｔ1 期間だけゲート信号ＳP1より遅れ、ＧＴＯ３３のオ
ンタイミングがＴ2 期間だけゲート信号ＳP2より遅れる
ものとする。
令信号ＶR の振幅と三角波キャリア信号ＳC の振幅とを
比較すると、同図（ｂ）に示すよう同一波形のオンオフ
信号Ｓ1 及びＳ2 が得られる。ここで、図１において、
第１の単位インバータ回路１Ａ中のＧＴＯ２３のオンオ
フ信号すなわちゲート信号ＳN1としてオンオフ信号Ｓ1
を用い、一方、第２の単位インバータ回路２Ａ中のＧＴ
Ｏ３３のゲート信号ＳN2としてオンオフ信号Ｓ2 を用い
るものとする。さらに、ＧＴＯ２３のオンタイミングが
Ｔ1 期間だけゲート信号ＳP1より遅れ、ＧＴＯ３３のオ
ンタイミングがＴ2 期間だけゲート信号ＳP2より遅れる
ものとする。
【００４１】ここで、ＧＴＯ２３がオンすると第１の単
位インバータ回路１Ａの出力電圧Ｖ1 は零となり、反対
にオフするとダイオード２４がオンして、Ｖ1 が直流電
源電圧Ｅd に等しくなる。また、ＧＴＯ３３がオンする
と第２の単位インバータ回路２Ａの出力電圧Ｖ2 は零と
なり、反対にオフするとダイオード３４がオンして、Ｖ
1 が直流電源電圧Ｅd に等しくなる。従って、第１の単
位インバータ回路１Ａの出力電圧Ｖ1 及び第２の単位イ
ンバータ回路２Ａの出力電圧Ｖ2 はそれぞれ、図３
（ｃ）及び（ｄ）となる。そのため、リアクトル３の両
端には、同図（ｅ）で示すような偏差電圧ΔＶ（＝Ｖ1
−Ｖ2 ）が印加され、不平衡電流ＩC が発生する。この
とき、偏差電圧ΔＶの極性が正であるので、不平衡電流
ＩC の極性も正となる。
位インバータ回路１Ａの出力電圧Ｖ1 は零となり、反対
にオフするとダイオード２４がオンして、Ｖ1 が直流電
源電圧Ｅd に等しくなる。また、ＧＴＯ３３がオンする
と第２の単位インバータ回路２Ａの出力電圧Ｖ2 は零と
なり、反対にオフするとダイオード３４がオンして、Ｖ
1 が直流電源電圧Ｅd に等しくなる。従って、第１の単
位インバータ回路１Ａの出力電圧Ｖ1 及び第２の単位イ
ンバータ回路２Ａの出力電圧Ｖ2 はそれぞれ、図３
（ｃ）及び（ｄ）となる。そのため、リアクトル３の両
端には、同図（ｅ）で示すような偏差電圧ΔＶ（＝Ｖ1
−Ｖ2 ）が印加され、不平衡電流ＩC が発生する。この
とき、偏差電圧ΔＶの極性が正であるので、不平衡電流
ＩC の極性も正となる。
【００４２】不平衡電流ＩC の極性が正であるので、図
２（ａ）に示すように、不平衡電流ＩC の振幅に応じて
第１の電圧指令信号Ｖ1Rの振幅は電圧指令信号ＶR の振
幅より小さくし、第２の電圧指令信号Ｖ2Rの振幅は反対
に電圧指令信号ＶR の振幅より大きくする。
２（ａ）に示すように、不平衡電流ＩC の振幅に応じて
第１の電圧指令信号Ｖ1Rの振幅は電圧指令信号ＶR の振
幅より小さくし、第２の電圧指令信号Ｖ2Rの振幅は反対
に電圧指令信号ＶR の振幅より大きくする。
【００４３】すると、ゲート信号ＳN1及びゲート信号Ｓ
N2はそれぞれ、同図（ｆ）及び（ｇ）に示すような波形
となるが、これらのゲート信号ＳN1及びＳN2によってそ
れぞれＧＴＯ２３及び３３をオンオフすると、上述した
これらのＧＴＯのスイッチング特性の影響が除去され、
図２（ｈ）及び（ｉ）に示すように、単位インバータ回
路１Ａの出力電圧Ｖ1 及び単位インバータ回路２Ａの出
力電圧Ｖ2 は同一の波形となる。その結果、偏差電圧Δ
Ｖは零となり、不平衡電流ＩC が抑制される。
N2はそれぞれ、同図（ｆ）及び（ｇ）に示すような波形
となるが、これらのゲート信号ＳN1及びＳN2によってそ
れぞれＧＴＯ２３及び３３をオンオフすると、上述した
これらのＧＴＯのスイッチング特性の影響が除去され、
図２（ｈ）及び（ｉ）に示すように、単位インバータ回
路１Ａの出力電圧Ｖ1 及び単位インバータ回路２Ａの出
力電圧Ｖ2 は同一の波形となる。その結果、偏差電圧Δ
Ｖは零となり、不平衡電流ＩC が抑制される。
【００４４】さらに、並列多重インバータ装置から出力
すべき電圧と実際の出力電圧との誤差電圧Ｖe は、同図
（ｉ）に示すような波形となり、三角波キャリア信号Ｓ
C の１周期期間における誤差電圧Ｖe の平均値は零とな
る。その結果、ここで説明した不平衡電流ＩC の抑制制
御によって、負荷電流ＩL の極性が負の場合でも出力電
圧誤差が生じないことが理解される。
すべき電圧と実際の出力電圧との誤差電圧Ｖe は、同図
（ｉ）に示すような波形となり、三角波キャリア信号Ｓ
C の１周期期間における誤差電圧Ｖe の平均値は零とな
る。その結果、ここで説明した不平衡電流ＩC の抑制制
御によって、負荷電流ＩL の極性が負の場合でも出力電
圧誤差が生じないことが理解される。
【００４５】同様に不平衡電流ＩC の極性が負の場合で
も、上述した制御によって、出力電圧誤差を生じること
なく、不平衡電流ＩC が抑制される。なお、不平衡電流
ＩCの極性が負の場合は、第１の電圧指令信号Ｖ1Rの振
幅は電圧指令信号ＶR の振幅より大きくなるように、反
対に第２の電圧指令信号Ｖ2Rの振幅は小さくなるように
補正すればよい。
も、上述した制御によって、出力電圧誤差を生じること
なく、不平衡電流ＩC が抑制される。なお、不平衡電流
ＩCの極性が負の場合は、第１の電圧指令信号Ｖ1Rの振
幅は電圧指令信号ＶR の振幅より大きくなるように、反
対に第２の電圧指令信号Ｖ2Rの振幅は小さくなるように
補正すればよい。
【００４６】つぎに、上述した実施例１の動作を図１を
参照しながら説明する。まず、第１の電流検出器７及び
第２の電流検出器８によってそれぞれ、第１の単位イン
バータ回路１Ａの出力電流Ｉ1 及び第２の単位インバー
タ回路２Ａの出力電流Ｉ2 がそれぞれ検出され、減算器
９に供給される。すると、減算器９によって、式（２）
の演算が行われ、不平衡電流ＩC に比例した電流偏差信
号ΔＩが求められ、入力端子５６を経由して電圧補正回
路１０Ａの不感帯回路５７に供給される。
参照しながら説明する。まず、第１の電流検出器７及び
第２の電流検出器８によってそれぞれ、第１の単位イン
バータ回路１Ａの出力電流Ｉ1 及び第２の単位インバー
タ回路２Ａの出力電流Ｉ2 がそれぞれ検出され、減算器
９に供給される。すると、減算器９によって、式（２）
の演算が行われ、不平衡電流ＩC に比例した電流偏差信
号ΔＩが求められ、入力端子５６を経由して電圧補正回
路１０Ａの不感帯回路５７に供給される。
【００４７】この不感帯回路５７は、電流偏差信号ΔＩ
の振幅の絶対値が予め設定された値より小さい場合は零
を出力し、大きい場合は電流偏差信号ΔＩをそのまま出
力する。つぎに、この不感帯回路５７の出力を増幅器５
８によって増幅した後、係数Ｋ1 及びＫ2 の値がともに
正である係数器５９及び６０にそれぞれ供給する。
の振幅の絶対値が予め設定された値より小さい場合は零
を出力し、大きい場合は電流偏差信号ΔＩをそのまま出
力する。つぎに、この不感帯回路５７の出力を増幅器５
８によって増幅した後、係数Ｋ1 及びＫ2 の値がともに
正である係数器５９及び６０にそれぞれ供給する。
【００４８】つづいて、減算器６１によって、電圧指令
信号発生回路１１Ａから入力端子５５を経由して入力さ
れた電圧指令信号ＶR から係数器５９の出力が減算さ
れ、第１の電圧指令信号Ｖ1Rとして出力端子６３から出
力される。また、加算器６２によって、電圧指令信号Ｖ
R に係数器６０の出力が加算され、第２の電圧指令信号
Ｖ2Rとして出力端子６４から出力される。
信号発生回路１１Ａから入力端子５５を経由して入力さ
れた電圧指令信号ＶR から係数器５９の出力が減算さ
れ、第１の電圧指令信号Ｖ1Rとして出力端子６３から出
力される。また、加算器６２によって、電圧指令信号Ｖ
R に係数器６０の出力が加算され、第２の電圧指令信号
Ｖ2Rとして出力端子６４から出力される。
【００４９】ここで、電流偏差信号ΔＩの極性が正、す
なわち、不平衡電流ＩC の極性が正の場合は、増幅器５
８の出力信号の極性も正となり、図２（ａ）または図３
（ａ）に示したように、第１の電圧指令信号Ｖ1Rの振幅
は電圧指令信号ＶR より小さくなり、反対に第２の電圧
指令信号Ｖ2Rの振幅は大きくなる。また、電流偏差信号
ΔＩの極性が負、すなわち、不平衡電流ＩC の極性が負
の場合は、増幅器５８の出力信号の極性も負となるの
で、第１の電圧指令信号Ｖ1Rの振幅は電圧指令信号ＶR
より大きくなり、反対に第２の電圧指令信号Ｖ2Rの振幅
は小さくなる。
なわち、不平衡電流ＩC の極性が正の場合は、増幅器５
８の出力信号の極性も正となり、図２（ａ）または図３
（ａ）に示したように、第１の電圧指令信号Ｖ1Rの振幅
は電圧指令信号ＶR より小さくなり、反対に第２の電圧
指令信号Ｖ2Rの振幅は大きくなる。また、電流偏差信号
ΔＩの極性が負、すなわち、不平衡電流ＩC の極性が負
の場合は、増幅器５８の出力信号の極性も負となるの
で、第１の電圧指令信号Ｖ1Rの振幅は電圧指令信号ＶR
より大きくなり、反対に第２の電圧指令信号Ｖ2Rの振幅
は小さくなる。
【００５０】第１のＰＷＭ回路５Ａの比較器４３は、電
圧補正回路１０Ａから入力端子４０を経由して入力され
た第１の電圧指令信号Ｖ1Rの振幅と、三角波キャリア信
号発生回路４１から出力された三角波キャリア信号ＳC
の振幅とを比較し、この比較器４３の出力信号がゲート
信号ＳP1として出力端子４５から出力される。ここで、
比較器４３の出力信号は、第１の電圧指令信号Ｖ1Rの振
幅が三角波キャリアＳC の振幅より大きい場合はＨｉｇ
ｈレベルとなり、小さい場合はＬｏｗレベルとなる２値
信号である。
圧補正回路１０Ａから入力端子４０を経由して入力され
た第１の電圧指令信号Ｖ1Rの振幅と、三角波キャリア信
号発生回路４１から出力された三角波キャリア信号ＳC
の振幅とを比較し、この比較器４３の出力信号がゲート
信号ＳP1として出力端子４５から出力される。ここで、
比較器４３の出力信号は、第１の電圧指令信号Ｖ1Rの振
幅が三角波キャリアＳC の振幅より大きい場合はＨｉｇ
ｈレベルとなり、小さい場合はＬｏｗレベルとなる２値
信号である。
【００５１】次に、この２値信号は、符号反転器４４に
よって、比較器４３の出力信号のレベルがＨｉｇｈのと
きはＬｏｗとなり、ＬｏｗのときはＨｉｇｈとなるよう
な２値信号に反転され、ゲート信号ＳN1として出力端子
４６から出力される。
よって、比較器４３の出力信号のレベルがＨｉｇｈのと
きはＬｏｗとなり、ＬｏｗのときはＨｉｇｈとなるよう
な２値信号に反転され、ゲート信号ＳN1として出力端子
４６から出力される。
【００５２】同様にして、第２のＰＷＭ回路６Ａからゲ
ート信号ＳP2及びＳN2が出力される。すなわち、第２の
ＰＷＭ回路６Ａの比較器４９は、電圧補正回路１０Ａか
ら入力端子４７を経由して入力された第２の電圧指令信
号Ｖ2Rの振幅と、第１のＰＷＭ回路５Ａから入力端子４
８を経由して入力された三角波キャリア信号ＳC の振幅
とを比較し、この比較器４９の出力信号がゲート信号Ｓ
P2として出力端子５１から出力される。ここで、比較器
４９の出力信号は、第２の電圧指令信号Ｖ2Rの振幅が三
角波キャリア信号ＳC の振幅より大きい場合はＨｉｇｈ
レベルとなり、小さい場合はＬｏｗレベルとなる２値信
号である。
ート信号ＳP2及びＳN2が出力される。すなわち、第２の
ＰＷＭ回路６Ａの比較器４９は、電圧補正回路１０Ａか
ら入力端子４７を経由して入力された第２の電圧指令信
号Ｖ2Rの振幅と、第１のＰＷＭ回路５Ａから入力端子４
８を経由して入力された三角波キャリア信号ＳC の振幅
とを比較し、この比較器４９の出力信号がゲート信号Ｓ
P2として出力端子５１から出力される。ここで、比較器
４９の出力信号は、第２の電圧指令信号Ｖ2Rの振幅が三
角波キャリア信号ＳC の振幅より大きい場合はＨｉｇｈ
レベルとなり、小さい場合はＬｏｗレベルとなる２値信
号である。
【００５３】次に、この２値信号は符号反転器５０によ
って、比較器４９の出力信号のレベルがＨｉｇｈのとき
はＬｏｗとなり、ＬｏｗのときはＨｉｇｈとなるような
２値信号に反転され、ゲート信号ＳN2として出力端子５
２から出力される。
って、比較器４９の出力信号のレベルがＨｉｇｈのとき
はＬｏｗとなり、ＬｏｗのときはＨｉｇｈとなるような
２値信号に反転され、ゲート信号ＳN2として出力端子５
２から出力される。
【００５４】つづいて、第１の単位インバータ回路１Ａ
において、入力端子２６を経由して入力されたゲート信
号ＳP1によってＧＴＯ２２のスイッチングが行われ、入
力端子２７を経由して入力されたゲート信号ＳN1によっ
てＧＴＯ２３のスイッチングが行われる。
において、入力端子２６を経由して入力されたゲート信
号ＳP1によってＧＴＯ２２のスイッチングが行われ、入
力端子２７を経由して入力されたゲート信号ＳN1によっ
てＧＴＯ２３のスイッチングが行われる。
【００５５】同様にして、第２の単位インバータ回路２
Ａにおいて、入力端子３６を経由して入力されたゲート
信号ＳP2によってＧＴＯ３２のスイッチングが行われ、
入力端子３７を経由して入力されたゲート信号ＳN2によ
ってＧＴＯ３３のスイッチングが行われる。このとき、
ＧＴＯはゲート信号のレベルがＨｉｇｈのときオンし、
Ｌｏｗのときオフする。
Ａにおいて、入力端子３６を経由して入力されたゲート
信号ＳP2によってＧＴＯ３２のスイッチングが行われ、
入力端子３７を経由して入力されたゲート信号ＳN2によ
ってＧＴＯ３３のスイッチングが行われる。このとき、
ＧＴＯはゲート信号のレベルがＨｉｇｈのときオンし、
Ｌｏｗのときオフする。
【００５６】以上の動作によって、実施例１に示された
並列多重インバータ回路は、不平衡電流ＩC の振幅の絶
対値が予め設定された値以下となるように抑制すること
が理解される。ここで、電圧補正回路１０Ａ中の係数器
５９及び６０の係数値Ｋ1 及びＫ2 をそれぞれ、ＧＴＯ
２２，２３，３２，３３のスイッチング特性のばらつき
に応じて調節することにより、より効果的に不平衡電流
ＩC を低減することが可能である。
並列多重インバータ回路は、不平衡電流ＩC の振幅の絶
対値が予め設定された値以下となるように抑制すること
が理解される。ここで、電圧補正回路１０Ａ中の係数器
５９及び６０の係数値Ｋ1 及びＫ2 をそれぞれ、ＧＴＯ
２２，２３，３２，３３のスイッチング特性のばらつき
に応じて調節することにより、より効果的に不平衡電流
ＩC を低減することが可能である。
【００５７】実施例２．図４は請求項３による実施例の
全体を示すブロック図であり、三相の並列多重インバー
タ装置を示している。
全体を示すブロック図であり、三相の並列多重インバー
タ装置を示している。
【００５８】図４において、１Ｂは第１の単位インバー
タ回路、２Ｂは第２の単位インバータ回路、３Ｕ，３Ｖ
及び３Ｗは第１の単位インバータ回路１Ｂと第２の単位
インバータ回路２Ｂの同一相出力端子間にそれぞれ接続
されたリアクトル、４Ｕ，４Ｖ及び４Ｗはリアクトル３
Ｕ，３Ｖ及び３Ｗそれぞれの中間点に接続された多相出
力端子、５Ｂは第１のＰＷＭ回路、６Ｂは第２のＰＷＭ
回路、７Ｕ，７Ｖ及び７Ｗは第１の単位インバータ回路
１Ｂの各相の出力電流をそれぞれ検出するための第１の
電流検出器、８Ｕ，８Ｖ及び８Ｗは第２の単位インバー
タ回路２Ｂの各相の出力電流をそれぞれ検出するための
第２の電流検出器、９Ｕ，９Ｖ及び９Ｗは減算器、１０
Ｂは電圧補正回路、１３は電流制御回路、１４は電流指
令信号発生回路である。
タ回路、２Ｂは第２の単位インバータ回路、３Ｕ，３Ｖ
及び３Ｗは第１の単位インバータ回路１Ｂと第２の単位
インバータ回路２Ｂの同一相出力端子間にそれぞれ接続
されたリアクトル、４Ｕ，４Ｖ及び４Ｗはリアクトル３
Ｕ，３Ｖ及び３Ｗそれぞれの中間点に接続された多相出
力端子、５Ｂは第１のＰＷＭ回路、６Ｂは第２のＰＷＭ
回路、７Ｕ，７Ｖ及び７Ｗは第１の単位インバータ回路
１Ｂの各相の出力電流をそれぞれ検出するための第１の
電流検出器、８Ｕ，８Ｖ及び８Ｗは第２の単位インバー
タ回路２Ｂの各相の出力電流をそれぞれ検出するための
第２の電流検出器、９Ｕ，９Ｖ及び９Ｗは減算器、１０
Ｂは電圧補正回路、１３は電流制御回路、１４は電流指
令信号発生回路である。
【００５９】図５は上記電流制御回路１３において、第
１の単位インバータ回路１ＢのＵ相出力電流Ｉ1Uを制御
する回路部分の詳細な構成を示すブロック図である。図
５において、電流制御回路１３のＵ相電流制御回路部分
は、電流指令信号発生回路１４に接続された入力端子７
０と第１の電流検出器７Ｕに接続された入力端子７１
と、これら入力端子７０及び７１に接続された減算器７
２と、この減算器７２に接続された増幅器７３と、この
増幅器７３に接続された出力端子７４とから構成されて
いる。
１の単位インバータ回路１ＢのＵ相出力電流Ｉ1Uを制御
する回路部分の詳細な構成を示すブロック図である。図
５において、電流制御回路１３のＵ相電流制御回路部分
は、電流指令信号発生回路１４に接続された入力端子７
０と第１の電流検出器７Ｕに接続された入力端子７１
と、これら入力端子７０及び７１に接続された減算器７
２と、この減算器７２に接続された増幅器７３と、この
増幅器７３に接続された出力端子７４とから構成されて
いる。
【００６０】つぎに、この実施例２の動作を図４及び図
５を参照しながら説明する。ただし、実施例２の動作は
Ｕ，Ｖ及びＷ相いずれにおいても同様であるので、以下
ではＵ相の制御動作について説明する。
５を参照しながら説明する。ただし、実施例２の動作は
Ｕ，Ｖ及びＷ相いずれにおいても同様であるので、以下
ではＵ相の制御動作について説明する。
【００６１】まず、電流制御回路１３によって、Ｕ相の
電圧指令信号ＶURが出力される。すなわち、電流指令信
号発生回路１４から入力端子７０を経由して入力された
Ｕ相の電流指令信号ＩURと、第１の電流検出器７Ｕから
入力端子７１を経由してフィードバック制御された第１
の単位インバータ回路１ＢのＵ相出力電流Ｉ1Uとの偏差
信号ΔＩ1U（＝ＩUR−Ｉ1U）が減算器７２によって求め
られる。つづいて、この偏差信号ΔＩ1Uが増幅器７３に
よって増幅され、Ｕ相電圧指令信号ＶURとして出力され
る。
電圧指令信号ＶURが出力される。すなわち、電流指令信
号発生回路１４から入力端子７０を経由して入力された
Ｕ相の電流指令信号ＩURと、第１の電流検出器７Ｕから
入力端子７１を経由してフィードバック制御された第１
の単位インバータ回路１ＢのＵ相出力電流Ｉ1Uとの偏差
信号ΔＩ1U（＝ＩUR−Ｉ1U）が減算器７２によって求め
られる。つづいて、この偏差信号ΔＩ1Uが増幅器７３に
よって増幅され、Ｕ相電圧指令信号ＶURとして出力され
る。
【００６２】つづいて、減算器９Ｕによって、第１の単
位インバータ回路１ＢのＵ相出力電圧Ｉ1Uと第２の単位
インバータ回路２ＢのＵ相出力電流Ｉ2UとのＵ相電流偏
差信号ΔＩU （＝Ｉ1U−Ｉ2U）が求められ、電圧補正回
路１０Ｂに供給される。
位インバータ回路１ＢのＵ相出力電圧Ｉ1Uと第２の単位
インバータ回路２ＢのＵ相出力電流Ｉ2UとのＵ相電流偏
差信号ΔＩU （＝Ｉ1U−Ｉ2U）が求められ、電圧補正回
路１０Ｂに供給される。
【００６３】つぎに、電圧補正回路１０Ｂによって、第
１のＵ相電圧指令信号Ｖ1UR 及び第２のＵ相電圧指令信
号Ｖ2UR が出力される。すなわち、実施例１と同様の動
作によって、電流制御回路１３から入力されたＵ相電圧
指令信号ＶURと、減算器９Ｕから入力されたＵ相電流偏
差信号ΔＩU とから、第１のＵ相電圧指令信号Ｖ1UR及
び第２のＵ相電圧指令信号Ｖ2UR がそれぞれ求められ、
出力される。
１のＵ相電圧指令信号Ｖ1UR 及び第２のＵ相電圧指令信
号Ｖ2UR が出力される。すなわち、実施例１と同様の動
作によって、電流制御回路１３から入力されたＵ相電圧
指令信号ＶURと、減算器９Ｕから入力されたＵ相電流偏
差信号ΔＩU とから、第１のＵ相電圧指令信号Ｖ1UR及
び第２のＵ相電圧指令信号Ｖ2UR がそれぞれ求められ、
出力される。
【００６４】つづいて、第１のＰＷＭ回路５Ｂと第１の
単位インバータ回路１Ｂとによって第１のＵ相電圧指令
信号Ｖ1UR に応じてＰＷＭ制御が行われ、第１の単位イ
ンバータ回路１ＢからＵ相電圧Ｖ1Uが出力される。一
方、第２のＰＷＭ回路６Ｂと第２の単位インバータ回路
２Ｂとによって第２のＵ相電圧指令信号Ｖ2UR に応じて
ＰＷＭ制御が行われ、第２の単位インバータ回路２Ｂか
らＵ相電圧Ｖ2Uが出力される。
単位インバータ回路１Ｂとによって第１のＵ相電圧指令
信号Ｖ1UR に応じてＰＷＭ制御が行われ、第１の単位イ
ンバータ回路１ＢからＵ相電圧Ｖ1Uが出力される。一
方、第２のＰＷＭ回路６Ｂと第２の単位インバータ回路
２Ｂとによって第２のＵ相電圧指令信号Ｖ2UR に応じて
ＰＷＭ制御が行われ、第２の単位インバータ回路２Ｂか
らＵ相電圧Ｖ2Uが出力される。
【００６５】以上の動作によって、第１の単位インバー
タ回路１ＢのＵ相出力電圧Ｖ1Uと第２の単位インバータ
回路２ＢのＵ相出力電圧Ｖ2Uは同一波形となるように制
御されるので、Ｕ相の不平衡電流が抑制される。さら
に、電流制御回路１３によって、第１の単位インバータ
回路１ＢのＵ相出力電流Ｉ1Uが電流指令信号発生回路１
４から出力されたＵ相電流指令信号ＩURに追随するよう
に制御される。その結果、多相出力端子４Ｕから出力さ
れるＵ相負荷電流ＩLUもＵ相電流指令信号ＩURに追随す
るように制御されることが理解される。
タ回路１ＢのＵ相出力電圧Ｖ1Uと第２の単位インバータ
回路２ＢのＵ相出力電圧Ｖ2Uは同一波形となるように制
御されるので、Ｕ相の不平衡電流が抑制される。さら
に、電流制御回路１３によって、第１の単位インバータ
回路１ＢのＵ相出力電流Ｉ1Uが電流指令信号発生回路１
４から出力されたＵ相電流指令信号ＩURに追随するよう
に制御される。その結果、多相出力端子４Ｕから出力さ
れるＵ相負荷電流ＩLUもＵ相電流指令信号ＩURに追随す
るように制御されることが理解される。
【００６６】同様に、多相出力端子４Ｖから出力される
Ｖ相負荷電流ＩLVも、電流指令信号発生回路１４から出
力されたＶ相電流指令信号ＩVRに追随するように制御さ
れる。さらに、多相出力端子４Ｗから出力されるＷ相負
荷電流ＩLWも、電流指令信号発生回路１４から出力され
たＷ相電流指令信号ＩWRに追随するように制御される。
Ｖ相負荷電流ＩLVも、電流指令信号発生回路１４から出
力されたＶ相電流指令信号ＩVRに追随するように制御さ
れる。さらに、多相出力端子４Ｗから出力されるＷ相負
荷電流ＩLWも、電流指令信号発生回路１４から出力され
たＷ相電流指令信号ＩWRに追随するように制御される。
【００６７】実施例３．上述した実施例１，２では、第
１及び第２の単位インバータ回路に入力される第１及び
第２の電圧指令信号を両方とも補正する場合について説
明したが、ＧＴＯのスイッチング特性のばらつきによっ
ては、第１の単位インバータ回路または第２のインバー
タ回路に入力される電圧指令信号のいずれか一方のみを
補正してもよいことは言うまでもない。
１及び第２の単位インバータ回路に入力される第１及び
第２の電圧指令信号を両方とも補正する場合について説
明したが、ＧＴＯのスイッチング特性のばらつきによっ
ては、第１の単位インバータ回路または第２のインバー
タ回路に入力される電圧指令信号のいずれか一方のみを
補正してもよいことは言うまでもない。
【００６８】実施例４．また、上述した各実施例では、
各相の電圧指令信号に応じて、各相毎にＰＷＭ制御を行
う場合を説明したが、ＰＷＭ制御方式としてこの他に電
圧指令信号を３相分一括して一つのベクトルとみなし、
振幅信号と位相信号とに分解してＰＷＭ制御する、いわ
ゆる瞬時空間ベクトルを用いたＰＷＭ制御が知られてい
るが、このようなＰＷＭ制御を用いても同様の効果を得
られることはいうまでもない。
各相の電圧指令信号に応じて、各相毎にＰＷＭ制御を行
う場合を説明したが、ＰＷＭ制御方式としてこの他に電
圧指令信号を３相分一括して一つのベクトルとみなし、
振幅信号と位相信号とに分解してＰＷＭ制御する、いわ
ゆる瞬時空間ベクトルを用いたＰＷＭ制御が知られてい
るが、このようなＰＷＭ制御を用いても同様の効果を得
られることはいうまでもない。
【００６９】実施例５．さらに、上述した各実施例で
は、第１及び第２のインバータ回路にスイッチング素子
としてＧＴＯを用いた場合を説明したが、トランジスタ
やＩＧＢＴなどの自己消弧型素子を用いてもよい。
は、第１及び第２のインバータ回路にスイッチング素子
としてＧＴＯを用いた場合を説明したが、トランジスタ
やＩＧＢＴなどの自己消弧型素子を用いてもよい。
【００７０】実施例６．また、上述した各実施例では、
正または負の２レベルの相電圧出力が可能な２レベルイ
ンバータ回路を単位インバータ回路とした場合について
説明したが、リアクトルやトランスを用いることなく多
レベルの相電圧出力が可能な３レベルインバータ回路な
どのマルチレベルインバータ回路を２組の単位インバー
タ回路として用い、かつこれらの単位インバータ回路の
出力電圧波形を一致させるようにＰＷＭ制御する場合で
も同様の効果を得られることはいうまでもない。
正または負の２レベルの相電圧出力が可能な２レベルイ
ンバータ回路を単位インバータ回路とした場合について
説明したが、リアクトルやトランスを用いることなく多
レベルの相電圧出力が可能な３レベルインバータ回路な
どのマルチレベルインバータ回路を２組の単位インバー
タ回路として用い、かつこれらの単位インバータ回路の
出力電圧波形を一致させるようにＰＷＭ制御する場合で
も同様の効果を得られることはいうまでもない。
【００７１】実施例７．さらに、上述した実施例２で
は、第１の単位インバータ回路１Ｂの出力電流を制御す
る場合を説明したが、負荷電流を制御するようにしても
よい。このとき、例えば、Ｕ相負荷電流ＩLUは、第１の
電流検出器７Ｕから出力される第１の単位インバータ回
路１ＢのＵ相出力電流Ｉ1Uと第２の電流検出器８Ｕから
出力される第２の単位インバータ回路２ＢのＵ相出力電
流Ｉ2Uとを加算することによって求めることが出来る。
は、第１の単位インバータ回路１Ｂの出力電流を制御す
る場合を説明したが、負荷電流を制御するようにしても
よい。このとき、例えば、Ｕ相負荷電流ＩLUは、第１の
電流検出器７Ｕから出力される第１の単位インバータ回
路１ＢのＵ相出力電流Ｉ1Uと第２の電流検出器８Ｕから
出力される第２の単位インバータ回路２ＢのＵ相出力電
流Ｉ2Uとを加算することによって求めることが出来る。
【００７２】
【発明の効果】以上のように、請求項１の発明によれ
ば、リアクトルを介して並列接続された第１の単位イン
バータ回路と第２の単位インバータ回路との間に流れる
不平衡電流に応じて、第１のＰＷＭ回路及び第２のＰＷ
Ｍ回路に入力される第１及び第２の電圧指令信号をそれ
ぞれ補正しまたは請求項２の発明のようにいずれか一方
のみを補正するように構成したので、リアクトルを介し
て流れる不平衡電流を抑制し、出力電流を平衡させるた
めリアクトルを小型化できるとともに、不平衡電流で生
じるエネルギ損失を低減でき、かつ出力電圧誤差が生じ
ないので出力電圧の高調波成分が少ない並列多重インバ
ータ装置が得られるという効果を奏する。
ば、リアクトルを介して並列接続された第１の単位イン
バータ回路と第２の単位インバータ回路との間に流れる
不平衡電流に応じて、第１のＰＷＭ回路及び第２のＰＷ
Ｍ回路に入力される第１及び第２の電圧指令信号をそれ
ぞれ補正しまたは請求項２の発明のようにいずれか一方
のみを補正するように構成したので、リアクトルを介し
て流れる不平衡電流を抑制し、出力電流を平衡させるた
めリアクトルを小型化できるとともに、不平衡電流で生
じるエネルギ損失を低減でき、かつ出力電圧誤差が生じ
ないので出力電圧の高調波成分が少ない並列多重インバ
ータ装置が得られるという効果を奏する。
【００７３】また、請求項３または請求項４の発明によ
れば、第１の単位インバータ回路の出力電流と外部から
供給される電流指令信号に基づいて電流制御回路１３か
ら電圧指令信号を出力し、この電圧指令信号と並列接続
された第１及び第２の単位インバータ回路間に流れる不
平衡電流とに応じて、第１及び第２のＰＷＭ回路に入力
される第１及び第２の電圧指令信号をそれぞれ補正しま
たは請求項４の発明のようにいずれか一方のみを補正す
るように構成したので、請求項１または請求項２の発明
と同様の効果が得られるとともに負荷電流を検出するこ
となく、負荷電流を電流指令信号に追随させることがで
きるという効果を奏する。
れば、第１の単位インバータ回路の出力電流と外部から
供給される電流指令信号に基づいて電流制御回路１３か
ら電圧指令信号を出力し、この電圧指令信号と並列接続
された第１及び第２の単位インバータ回路間に流れる不
平衡電流とに応じて、第１及び第２のＰＷＭ回路に入力
される第１及び第２の電圧指令信号をそれぞれ補正しま
たは請求項４の発明のようにいずれか一方のみを補正す
るように構成したので、請求項１または請求項２の発明
と同様の効果が得られるとともに負荷電流を検出するこ
となく、負荷電流を電流指令信号に追随させることがで
きるという効果を奏する。
【図１】請求項１の発明の実施例１の並列多重インバー
タ装置の構成を示すブロック図である。
タ装置の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明における不平衡電流の抑制原理の説明
図である。
図である。
【図３】この発明における不平衡電流の抑制原理の説明
図である。
図である。
【図４】請求項３の発明の実施例２の並列多重インバー
タ装置の構成を示すブロック図である。
タ装置の構成を示すブロック図である。
【図５】この実施例２における電流制御回路の詳細な構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図６】従来の並列多重インバータ装置の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図７】従来の並列多重インバータ装置における不平衡
電流の抑制原理の説明図である。
電流の抑制原理の説明図である。
１Ａ，１Ｂ 第１の単位インバータ回路 ２Ａ，２Ｂ 第２の単位インバータ回路 ３，３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ リアクトル ４，４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ 多相出力端子 ５Ａ，５Ｂ 第１のＰＷＭ回路（第１のパルス幅変調
回路） ６Ａ，６Ｂ 第２のＰＷＭ回路（第２のパルス幅変調
回路） ７，７Ｕ，７Ｖ，７Ｗ 第１の電流検出器 ８，８Ｕ，８Ｖ，８Ｗ 第２の電流検出器 ９，９Ｕ，９Ｖ，９Ｗ 減算器 １０Ａ，１０Ｂ 電圧補正回路 １１Ａ 電圧指令信号発生回路 １２ 直流電源 １３ 電流制御回路 １４ 電流指令信号発生回路
回路） ６Ａ，６Ｂ 第２のＰＷＭ回路（第２のパルス幅変調
回路） ７，７Ｕ，７Ｖ，７Ｗ 第１の電流検出器 ８，８Ｕ，８Ｖ，８Ｗ 第２の電流検出器 ９，９Ｕ，９Ｖ，９Ｗ 減算器 １０Ａ，１０Ｂ 電圧補正回路 １１Ａ 電圧指令信号発生回路 １２ 直流電源 １３ 電流制御回路 １４ 電流指令信号発生回路
Claims (4)
- 【請求項１】 直流電源に接続された第１及び第２の単
位インバータ回路と、前記第１及び第２の単位インバー
タ回路の各々同一相出力端子間に接続された複数個のリ
アクトルと、前記第１及び第２の単位インバータ回路へ
の出力電圧の電圧指令信号を発生する電圧指令信号発生
回路と、前記第１及び第２の単位インバータ回路の出力
電流を検出する第１及び第２の電流検出器と、前記第１
及び第２の電流検出器の検出出力の偏差信号を出力する
減算器と、前記電圧指令信号及び前記減算器の出力に基
づいて第１及び第２の電圧指令信号を出力する電圧補正
回路と、前記第１及び第２の電圧指令信号に応じて前記
第１及び第２の単位インバータ回路の出力をそれぞれパ
ルス幅変調制御する第１及び第２のパルス幅変調回路と
を備えた並列多重インバータ装置。 - 【請求項２】 直流電源に接続された第１及び第２の単
位インバータ回路と、前記第１及び第２の単位インバー
タ回路の各々同一相出力端子間に接続されたリアクトル
と、前記第１及び第２の単位インバータ回路への出力電
圧の電圧指令信号を発生する電圧指令信号発生回路と、
前記第１及び第２の単位インバータ回路の出力電流を検
出する第１及び第２の電流検出器と、前記第１及び第２
の電流検出器の検出出力の偏差信号を出力する減算器
と、前記電圧指令信号及び前記減算器の出力とに基づい
て第１及び第２の電圧指令信号のいずれか一方のみを補
正する電圧補正回路と、前記第１及び第２の電圧指令信
号に応じて前記第１及び第２の単位インバータ回路の出
力をそれぞれパルス幅変調制御する第１及び第２のパル
ス幅変調回路とを備えた並列多重インバータ装置。 - 【請求項３】 直流電源に接続された第１及び第２の単
位インバータ回路と、前記第１及び第２の単位インバー
タ回路の各々同一相出力端子間に接続されたリアクトル
と、前記第１及び第２の単位インバータ回路への出力電
圧の電圧指令信号を発生する電圧指令信号発生回路と、
前記第１及び第２の単位インバータ回路の出力電流を検
出する第１及び第２の電流検出器と、前記電流指令信号
発生回路の出力と前記第１の電流検出器の出力とに基づ
いて電圧指令信号を発生する電流制御回路と、前記第１
及び第２の電流検出器の出力の偏差信号を出力する減算
器と、前記電圧指令信号及び前記減算器の出力に基づい
て第１及び第２の電圧指令信号を出力する電圧補正回路
と、前記第１及び第２の電圧指令信号に応じて前記第１
及び第２の単位インバータ回路の出力をそれぞれパルス
幅変調制御する第１及び第２のパルス幅変調回路とを備
えた並列多重インバータ装置。 - 【請求項４】 直流電源に接続された第１及び第２の単
位インバータ回路と、前記第１及び第２の単位インバー
タ回路の各々同一相出力端子間に接続されたリアクトル
と、前記第１及び第２の単位インバータ回路への出力電
圧の電圧指令信号を発生する電圧指令信号発生回路と、
前記第１及び第２の単位インバータ回路の出力電流を検
出する第１及び第２の電流検出器と、前記電流指令信号
発生回路の出力と前記第１の電流検出器の出力とに基づ
いて電圧指令信号を発生する電流制御回路と、前記第１
及び第２の電流検出器の出力の偏差信号を出力する減算
器と、前記電圧指令信号及び前記減算器の出力に基づい
て第１及び第２の電圧指令信号のいずれか一方のみを補
正する電圧補正回路と、前記第１及び第２の電圧指令信
号に応じて前記第１及び第２の単位インバータ回路の出
力をそれぞれパルス幅変調制御する第１及び第２のパル
ス幅変調回路とを備えた並列多重インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4165552A JPH05336754A (ja) | 1992-06-02 | 1992-06-02 | 並列多重インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4165552A JPH05336754A (ja) | 1992-06-02 | 1992-06-02 | 並列多重インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05336754A true JPH05336754A (ja) | 1993-12-17 |
Family
ID=15814542
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4165552A Pending JPH05336754A (ja) | 1992-06-02 | 1992-06-02 | 並列多重インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05336754A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008161007A (ja) * | 2006-12-26 | 2008-07-10 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電動機制御装置 |
| JP2012244674A (ja) * | 2011-05-17 | 2012-12-10 | Meidensha Corp | Ｐｗｍ電力変換器の並列運転装置および並列運転方法 |
| JP2015104248A (ja) * | 2013-11-26 | 2015-06-04 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2018023192A (ja) * | 2016-08-02 | 2018-02-08 | 株式会社明電舎 | マルチレベル電力変換装置のユニット制御装置 |
-
1992
- 1992-06-02 JP JP4165552A patent/JPH05336754A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008161007A (ja) * | 2006-12-26 | 2008-07-10 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電動機制御装置 |
| JP2012244674A (ja) * | 2011-05-17 | 2012-12-10 | Meidensha Corp | Ｐｗｍ電力変換器の並列運転装置および並列運転方法 |
| JP2015104248A (ja) * | 2013-11-26 | 2015-06-04 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2018023192A (ja) * | 2016-08-02 | 2018-02-08 | 株式会社明電舎 | マルチレベル電力変換装置のユニット制御装置 |
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