JPH0534197Y2 - - Google Patents
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- JPH0534197Y2 JPH0534197Y2 JP10209487U JP10209487U JPH0534197Y2 JP H0534197 Y2 JPH0534197 Y2 JP H0534197Y2 JP 10209487 U JP10209487 U JP 10209487U JP 10209487 U JP10209487 U JP 10209487U JP H0534197 Y2 JPH0534197 Y2 JP H0534197Y2
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- Japan
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- voltage
- charging
- circuit
- mosfet
- main capacitor
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- Expired - Lifetime
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 43
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Stroboscope Apparatuses (AREA)
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本考案は、眼底カメラのストロボ電源等に用い
られる大容量のコンデンサを高電圧に充電するた
めの充電回路の改良に関する。
られる大容量のコンデンサを高電圧に充電するた
めの充電回路の改良に関する。
この種従来の充電回路では、主コンデンサの充
電電圧が一定となるように、充電電圧制御回路を
設けるのが一般的である。このような充電回路と
して、例えば特開昭57−144533号公報に記載のも
のは、第４図に示した如き構成を有していた。
電電圧が一定となるように、充電電圧制御回路を
設けるのが一般的である。このような充電回路と
して、例えば特開昭57−144533号公報に記載のも
のは、第４図に示した如き構成を有していた。
第４図において、１は主コンデンサ、２はスト
ロボ管、３は主コンデンサ１が充電状態にある時
にストロボ管２にトリガ信号を入力せしめてスト
ロボ管２を発光せしめるトリガ回路である。４は
交流電源、５は電源スイツチ、６はリレー、７は
トランス、８はトランス７の高圧巻線７ａと接続
されたダイオードブリツヂ等の整流器、９は充電
電流制限抵抗であつて、これらが主コンデンサ１
に対する充電回路の基本部分を構成している。１
０，１１は分圧抵抗、１２は比較増幅器、１３は
定電圧ダイオード、１４はトランジスタ、１５，
１６は抵抗器であつて、これらがリレー６と共に
充電電圧制御回路１７を構成している。１８はト
ランジスタ７の低圧巻線と接続されたダイオー
ド、１９はコンデンサであつて、これらが比較増
幅器１２の＋端子に低電圧の直流を供給するため
の低圧整流回路２０を構成している。
ロボ管、３は主コンデンサ１が充電状態にある時
にストロボ管２にトリガ信号を入力せしめてスト
ロボ管２を発光せしめるトリガ回路である。４は
交流電源、５は電源スイツチ、６はリレー、７は
トランス、８はトランス７の高圧巻線７ａと接続
されたダイオードブリツヂ等の整流器、９は充電
電流制限抵抗であつて、これらが主コンデンサ１
に対する充電回路の基本部分を構成している。１
０，１１は分圧抵抗、１２は比較増幅器、１３は
定電圧ダイオード、１４はトランジスタ、１５，
１６は抵抗器であつて、これらがリレー６と共に
充電電圧制御回路１７を構成している。１８はト
ランジスタ７の低圧巻線と接続されたダイオー
ド、１９はコンデンサであつて、これらが比較増
幅器１２の＋端子に低電圧の直流を供給するため
の低圧整流回路２０を構成している。
そして、充電電圧制御回路１７の動作は次のよ
うである。まず主コンデンサ１の両端電圧は、分
圧抵抗１０，１１によつて分圧され、比較増幅器
１２の−端子に入力されて、＋端子に入力されて
いる基準電圧と比較される。分圧入力電圧が基準
電圧よりも低い時には、比較増幅器１２の出力が
「Ｈ」となつてトランジスタ１４を導通状態にす
るので、リレー６が閉成されたコンデンサ１０へ
の充電が継続され、分圧入力電圧が基準電圧より
高い時には比較増幅器１２の出力が「Ｌ」となつ
てトランジスタ１４を非導通状態にするので、リ
レー６が開放されて主コンデンサ１０への充電が
停止される。
うである。まず主コンデンサ１の両端電圧は、分
圧抵抗１０，１１によつて分圧され、比較増幅器
１２の−端子に入力されて、＋端子に入力されて
いる基準電圧と比較される。分圧入力電圧が基準
電圧よりも低い時には、比較増幅器１２の出力が
「Ｈ」となつてトランジスタ１４を導通状態にす
るので、リレー６が閉成されたコンデンサ１０へ
の充電が継続され、分圧入力電圧が基準電圧より
高い時には比較増幅器１２の出力が「Ｌ」となつ
てトランジスタ１４を非導通状態にするので、リ
レー６が開放されて主コンデンサ１０への充電が
停止される。
しかるに、この種の充電回路では、充電後しば
らくストロボ管２を発光させないでいると、分圧
抵抗１０，１１を流れる電流や主コンデンサ１自
身の漏れ電流等で充電電圧が降下する。このた
め、再び充電電圧制御回路１７が作動してリレー
６を閉成させて再度充電を行うが、この再充電動
作によつて主コンデンサ１の充電電圧を一定に保
とうとすると、該再充電動作をかなりの頻度で行
わせなければならない。従つて、リレー６として
は、機械式リレーでは寿命が短くて故障の原因と
なるため、半導体リレーSSR等を使用しなければ
ならないが、一般的にSSRは高価であるため装置
が高価になつてしまうという欠点があつた。
らくストロボ管２を発光させないでいると、分圧
抵抗１０，１１を流れる電流や主コンデンサ１自
身の漏れ電流等で充電電圧が降下する。このた
め、再び充電電圧制御回路１７が作動してリレー
６を閉成させて再度充電を行うが、この再充電動
作によつて主コンデンサ１の充電電圧を一定に保
とうとすると、該再充電動作をかなりの頻度で行
わせなければならない。従つて、リレー６として
は、機械式リレーでは寿命が短くて故障の原因と
なるため、半導体リレーSSR等を使用しなければ
ならないが、一般的にSSRは高価であるため装置
が高価になつてしまうという欠点があつた。
又、一般的にSSRや比較増幅器１２等は、
DC12V程度の低電圧で動作するのでそのための
低電圧電源回路が必要となり、充電回路用の電源
回路とは別に上述の如き低圧整流回路２０が必要
となり、中でも特にトランス７に低圧巻線７ｂを
設けることはトランス７の大型化を招いてしまう
という欠点があつた。
DC12V程度の低電圧で動作するのでそのための
低電圧電源回路が必要となり、充電回路用の電源
回路とは別に上述の如き低圧整流回路２０が必要
となり、中でも特にトランス７に低圧巻線７ｂを
設けることはトランス７の大型化を招いてしまう
という欠点があつた。
更にこのような回路例では、リレー６がトラン
ス７の一次側に接続されているため、二次側に位
置する充電電圧制御回路１７と同一の基板上に実
装すると、周辺の配線が複雑となつてしまう。一
方、トランス７の二次側にリレー６を配置する
と、トランス７の二次側（高圧巻線７ａ）では
AC300V程度の高圧が出力されているため、リレ
ー６も高耐圧性を有する大型のものを使用せねば
ならず、その結果装置が大型化してしまうという
欠点があつた。
ス７の一次側に接続されているため、二次側に位
置する充電電圧制御回路１７と同一の基板上に実
装すると、周辺の配線が複雑となつてしまう。一
方、トランス７の二次側にリレー６を配置する
と、トランス７の二次側（高圧巻線７ａ）では
AC300V程度の高圧が出力されているため、リレ
ー６も高耐圧性を有する大型のものを使用せねば
ならず、その結果装置が大型化してしまうという
欠点があつた。
そこで、上記欠点を最も簡単に解決する充電回
路として第５図に示すようなものが考えられた。
路として第５図に示すようなものが考えられた。
第５図において、２１，２２，２３はトランジ
スタ、２４は定電圧ダイオード、２５，２６，２
７は抵抗であつて、これらが分圧抵抗１０，１１
と共に充電電圧制御回路２８を構成している。
尚、第４図に示した部材と同一の部材には同一符
号を付して説明は省略する。
スタ、２４は定電圧ダイオード、２５，２６，２
７は抵抗であつて、これらが分圧抵抗１０，１１
と共に充電電圧制御回路２８を構成している。
尚、第４図に示した部材と同一の部材には同一符
号を付して説明は省略する。
そして、充電電圧制御回路２８の動作は次のよ
うである。まず、コンデンサ１の両端の電圧が設
定値以下のときは、分圧抵抗１０，１１の間の分
圧点Ｐの電圧は定電圧ダイオード２４の逆方向電
圧とトランジスタ２３のベース・エミツタ間電圧
との和V1より低く、その結果トランジスタ２３
は非導通状態となつている。従つて、トランジス
タ２２のベースには抵抗２６，２７を介して高電
圧が印加されるのでトランジスタ２２は導通状態
となり、その結果トランジスタ２１のベースに印
加される電圧が「Ｌ」になるのでトランジスタ２
１も導通状態となつてコンデンサ１の充電が行わ
れる。一方、コンデンサ１の両端電圧が上昇して
分圧点Ｐの電圧が電圧V1と等しくなると、トラ
ンジスタ２３のベースに分圧点Ｐからの電圧が印
加され、トランジスタ２３が導通状態となる。す
ると、トランジスタ２７のベース電圧が「Ｌ」と
なるので、トランジスタ２７は非導通状態とな
り、その結果がトランジスタ２１も非導通状態と
なつて充電が停止される。
うである。まず、コンデンサ１の両端の電圧が設
定値以下のときは、分圧抵抗１０，１１の間の分
圧点Ｐの電圧は定電圧ダイオード２４の逆方向電
圧とトランジスタ２３のベース・エミツタ間電圧
との和V1より低く、その結果トランジスタ２３
は非導通状態となつている。従つて、トランジス
タ２２のベースには抵抗２６，２７を介して高電
圧が印加されるのでトランジスタ２２は導通状態
となり、その結果トランジスタ２１のベースに印
加される電圧が「Ｌ」になるのでトランジスタ２
１も導通状態となつてコンデンサ１の充電が行わ
れる。一方、コンデンサ１の両端電圧が上昇して
分圧点Ｐの電圧が電圧V1と等しくなると、トラ
ンジスタ２３のベースに分圧点Ｐからの電圧が印
加され、トランジスタ２３が導通状態となる。す
ると、トランジスタ２７のベース電圧が「Ｌ」と
なるので、トランジスタ２７は非導通状態とな
り、その結果がトランジスタ２１も非導通状態と
なつて充電が停止される。
しかしこの回路では、トランジスタ２１及び２
２には高電圧が印加されることになるので、高耐
圧のトランジスタを使用せねばならない。そして
一般に高耐圧トランジスタは電流増幅率hfeが10
前後と小さいため抵抗２５，２６，２７にはかな
りの電流を流す必要があり、その結果これらの抵
抗での発熱が大きくなつてしまうので、これに対
処するために抵抗素子が大型化する必要があり、
それに伴つて基板も大型化してしまうという欠点
があつた。又、この回路の実際の動作において
は、トランジスタ２５，２６，２７の各々の電流
増幅率とその他の定数から決定されるある安定点
（コンデンサ１の両端電圧に関して）が存在する
が、この安定点はトランジスタ２５，２６，２７
の特性の線型領域にあるため該線型領域に存在す
る抵抗値とコレクタ・エミツタ間電圧による発熱
による影響を受けて変動し易く、更にトランジス
タの電流増幅率は一般に個体間において非常に大
きなばらつきがある上に温度によつても大きく変
化するための量産した場合に安定点が非常に大き
な範囲でばらついてしまうことは避けられず、そ
の結果調整が極めて困難であり、十分な信頼性が
得られないという問題もあつた。
２には高電圧が印加されることになるので、高耐
圧のトランジスタを使用せねばならない。そして
一般に高耐圧トランジスタは電流増幅率hfeが10
前後と小さいため抵抗２５，２６，２７にはかな
りの電流を流す必要があり、その結果これらの抵
抗での発熱が大きくなつてしまうので、これに対
処するために抵抗素子が大型化する必要があり、
それに伴つて基板も大型化してしまうという欠点
があつた。又、この回路の実際の動作において
は、トランジスタ２５，２６，２７の各々の電流
増幅率とその他の定数から決定されるある安定点
（コンデンサ１の両端電圧に関して）が存在する
が、この安定点はトランジスタ２５，２６，２７
の特性の線型領域にあるため該線型領域に存在す
る抵抗値とコレクタ・エミツタ間電圧による発熱
による影響を受けて変動し易く、更にトランジス
タの電流増幅率は一般に個体間において非常に大
きなばらつきがある上に温度によつても大きく変
化するための量産した場合に安定点が非常に大き
な範囲でばらついてしまうことは避けられず、そ
の結果調整が極めて困難であり、十分な信頼性が
得られないという問題もあつた。
本考案は、上記問題点に鑑み、小型且つ安価で
あると共に信頼性が高い充電回路を提供すること
を目的とする。
あると共に信頼性が高い充電回路を提供すること
を目的とする。
本考案による充電回路は、交流電源と、前記交
流電源を直流化する整流回路と、前記整流回路に
よつて充電される主コンデンサと、前記主コンデ
ンサに流入する電流値を制限する充電電流制限抵
抗と、前記整流回路と前記主コンデンサの間にあ
つて前記主コンデンサの充電電圧を制御する充電
電圧制御回路とからなる充電回路において、 前記充電電圧制御回路が、 ドレイン端子が前記充電電流制限抵抗を介して
前記整流回路の正出力に接続され、ソース端子が
前記主コンデンサの正極に接続され、ゲート端子
が前記整流回路の正出力とプルアツプ抵抗を介し
て接続されているMOSFETと、 前記主コンデンサの両極間に接続された充電電
圧分圧回路と、 アノード端子が前記MOSFETのゲート端子に
接続され、カソード端子が逆電圧方向を向いた定
電圧ダイオードを介して接地され、ゲート端子が
前記充電電圧分圧回路の分圧点に接続されてい
て、ターンオン時のアノード電流が前記
MOSFETのプルアツプ抵抗によつて保持電流以
下に制限されるサイリスタとから成り、 前記充電電圧分圧回路の分圧点の電圧が前記定
電圧ダイオードの逆電圧以上になると、前記サイ
リスタがターンオンして、前記MOSFETのゲー
ト電圧を下げて前記MOSFETを高抵抗状態にす
ることによつて前記主コンデンサの充電を停止
し、充電電圧分圧回路の分圧点の電圧が前記定電
圧ダイオードの逆電圧以下になると、前記サイリ
スタがターンオフして前記MOSFETのゲート電
圧を上げて前記MOSFETを導通状態にすること
によつて前記主コンデンサの充電を行うように構
成したことにより、スイツチ手段に高耐圧性を有
するMOSFETやサイリスタを使用することによ
り頻度の多い断続による接点の劣化等信頼性上の
不安もなく、MOSFETやサイリスタがリレーや
SSRに比べて!?かに小型で安価であることを利用
するようにしたものである。
流電源を直流化する整流回路と、前記整流回路に
よつて充電される主コンデンサと、前記主コンデ
ンサに流入する電流値を制限する充電電流制限抵
抗と、前記整流回路と前記主コンデンサの間にあ
つて前記主コンデンサの充電電圧を制御する充電
電圧制御回路とからなる充電回路において、 前記充電電圧制御回路が、 ドレイン端子が前記充電電流制限抵抗を介して
前記整流回路の正出力に接続され、ソース端子が
前記主コンデンサの正極に接続され、ゲート端子
が前記整流回路の正出力とプルアツプ抵抗を介し
て接続されているMOSFETと、 前記主コンデンサの両極間に接続された充電電
圧分圧回路と、 アノード端子が前記MOSFETのゲート端子に
接続され、カソード端子が逆電圧方向を向いた定
電圧ダイオードを介して接地され、ゲート端子が
前記充電電圧分圧回路の分圧点に接続されてい
て、ターンオン時のアノード電流が前記
MOSFETのプルアツプ抵抗によつて保持電流以
下に制限されるサイリスタとから成り、 前記充電電圧分圧回路の分圧点の電圧が前記定
電圧ダイオードの逆電圧以上になると、前記サイ
リスタがターンオンして、前記MOSFETのゲー
ト電圧を下げて前記MOSFETを高抵抗状態にす
ることによつて前記主コンデンサの充電を停止
し、充電電圧分圧回路の分圧点の電圧が前記定電
圧ダイオードの逆電圧以下になると、前記サイリ
スタがターンオフして前記MOSFETのゲート電
圧を上げて前記MOSFETを導通状態にすること
によつて前記主コンデンサの充電を行うように構
成したことにより、スイツチ手段に高耐圧性を有
するMOSFETやサイリスタを使用することによ
り頻度の多い断続による接点の劣化等信頼性上の
不安もなく、MOSFETやサイリスタがリレーや
SSRに比べて!?かに小型で安価であることを利用
するようにしたものである。
以下図示した一実施例に基づき上記従来例と同
一の部材には同一符号を付して本考案を詳細に説
明する。
一の部材には同一符号を付して本考案を詳細に説
明する。
第１図は本案充電回路の一実施例を示してお
り、３１はMOSFETであつて、そのドレイン端
子Ｄが充電電流制限抵抗９を介して整流器８の正
出力に接続され、ソース端子Ｓがダイオード３２
を介して主コンデンサ１の正極に接続され、ゲー
ト端子Ｇがダイオード３３、プルアツプ抵抗３
４、抵抗３５を介して整流器８の正出力と接続さ
れている。又、このゲート端子Ｇとソース端子Ｓ
との間にはゲート・ソース間電圧を一定値に保つ
ための定電圧ダイオード３６が接続されている。
３７はサイリスタであつて、そのアノード端子Ａ
が抵抗３５を介してMOSFET３１のゲート端子
Ｇと接続され、カソード端子Ｋが逆電圧方向を向
いた定電圧ダイオード３８を介して接地され、ゲ
ート端子Ｇが抵抗１０と１１の分圧点Ｐに接続さ
れている。又、抵抗１１は固定抵抗１１ａと可変
抵抗１１ｂとで構成されている。３９は
MOSFET３１にゲート電圧を安定して印加し、
同時に定電圧ダイオード３８に逆電圧を安定して
発生させるために設けられたコンデンサであつ
て、これはダイオード３３を介して整流器８の出
力電圧のピークに近い電圧に充電されていて、抵
抗４０を介して数十μA程度の電流を定電圧ダイ
オード３８に供給している。尚、定電圧ダイオー
ド３８は、電流値変化に対して逆電圧が安定して
いる12V前後の適用電圧のものが望ましい。そし
て、以上の部材全体で充電電圧制御回路４１を構
成している。
り、３１はMOSFETであつて、そのドレイン端
子Ｄが充電電流制限抵抗９を介して整流器８の正
出力に接続され、ソース端子Ｓがダイオード３２
を介して主コンデンサ１の正極に接続され、ゲー
ト端子Ｇがダイオード３３、プルアツプ抵抗３
４、抵抗３５を介して整流器８の正出力と接続さ
れている。又、このゲート端子Ｇとソース端子Ｓ
との間にはゲート・ソース間電圧を一定値に保つ
ための定電圧ダイオード３６が接続されている。
３７はサイリスタであつて、そのアノード端子Ａ
が抵抗３５を介してMOSFET３１のゲート端子
Ｇと接続され、カソード端子Ｋが逆電圧方向を向
いた定電圧ダイオード３８を介して接地され、ゲ
ート端子Ｇが抵抗１０と１１の分圧点Ｐに接続さ
れている。又、抵抗１１は固定抵抗１１ａと可変
抵抗１１ｂとで構成されている。３９は
MOSFET３１にゲート電圧を安定して印加し、
同時に定電圧ダイオード３８に逆電圧を安定して
発生させるために設けられたコンデンサであつ
て、これはダイオード３３を介して整流器８の出
力電圧のピークに近い電圧に充電されていて、抵
抗４０を介して数十μA程度の電流を定電圧ダイ
オード３８に供給している。尚、定電圧ダイオー
ド３８は、電流値変化に対して逆電圧が安定して
いる12V前後の適用電圧のものが望ましい。そし
て、以上の部材全体で充電電圧制御回路４１を構
成している。
次に充電電圧制御回路４１の動作について説明
する。
する。
まず、主コンデンサ１の端子電圧は十分低くて
サイリスタ３７は不導通状態にあるとすると、こ
の時、分圧抵抗１０，１１からなる分圧器の分圧
点Ｐの電圧は定電圧ダイオード３８の逆電圧VZ1
より引いので、サイリスタ３７は非導通状態を保
つ。すると、コンデンサ３９の電圧が抵抗３４及
び３５を介してMOSFET３１のゲートＧに印加
されるのでMOSFET３１は低抵抗状態となり、
その結果主コンデンサ１は充電される。
サイリスタ３７は不導通状態にあるとすると、こ
の時、分圧抵抗１０，１１からなる分圧器の分圧
点Ｐの電圧は定電圧ダイオード３８の逆電圧VZ1
より引いので、サイリスタ３７は非導通状態を保
つ。すると、コンデンサ３９の電圧が抵抗３４及
び３５を介してMOSFET３１のゲートＧに印加
されるのでMOSFET３１は低抵抗状態となり、
その結果主コンデンサ１は充電される。
次に、主コンデンサ１の充電が進んで分圧点Ｐ
の電圧がVZ1を超えると、分圧点Ｐの電圧はVZ1
と略一致してクリツプされ、サイリスタ３７のゲ
ート端子Ｇに電流IGが流れ始める。そのまま電流
IGがある一定値IGONを超えると、サイリスタ３７
はターンオンする即ち導通状態となるので
MOSFET３１のゲート電圧が降下して
MOSFET３１が非導通状態になり、その結果主
コンデンサの充電が停止する。この時、サイリス
タ３７のアノード電流はプルアツプ抵抗３４によ
つて保持電流以下に保たれる。
の電圧がVZ1を超えると、分圧点Ｐの電圧はVZ1
と略一致してクリツプされ、サイリスタ３７のゲ
ート端子Ｇに電流IGが流れ始める。そのまま電流
IGがある一定値IGONを超えると、サイリスタ３７
はターンオンする即ち導通状態となるので
MOSFET３１のゲート電圧が降下して
MOSFET３１が非導通状態になり、その結果主
コンデンサの充電が停止する。この時、サイリス
タ３７のアノード電流はプルアツプ抵抗３４によ
つて保持電流以下に保たれる。
更に主コンデンサ１の端子電圧は分圧抵抗１
０，１１による放電等により時間と共に降下する
が、それに伴つて分圧点Ｐからサイリスタ３７の
ゲート端子Ｇに供給される電流も少なくなり、あ
る一定の値IGpffより小さくなるとサイリスタ３７
はターンオフする即ち非導通状態となるので
MOSFET３１が導通して再度充電を開始する。
０，１１による放電等により時間と共に降下する
が、それに伴つて分圧点Ｐからサイリスタ３７の
ゲート端子Ｇに供給される電流も少なくなり、あ
る一定の値IGpffより小さくなるとサイリスタ３７
はターンオフする即ち非導通状態となるので
MOSFET３１が導通して再度充電を開始する。
第２図はこの一連の動作の中でのサイリスタ３
７のゲート電流IGとアノード電流IAとの関係を示
したものであり、ａは主コンデンサが充電されて
いる状態、ｂは分圧点Ｐからのゲート電流値が一
定値IGONを越えてサイリスタ３７が導通する時、
ｃはMOSFET３１が非導通状態となつて主コン
デンサ１の端子電圧が僅かづつ降下している状
態、ｄは分圧点Ｐからのゲート電流値が一定値
IGpffより小となつてサイリスタ３７が非導通状態
となる時に夫々相当する。このようにこの実施例
ではサイリスタ３７はヒステリシスをもつサイク
ルを描いて動作する。
７のゲート電流IGとアノード電流IAとの関係を示
したものであり、ａは主コンデンサが充電されて
いる状態、ｂは分圧点Ｐからのゲート電流値が一
定値IGONを越えてサイリスタ３７が導通する時、
ｃはMOSFET３１が非導通状態となつて主コン
デンサ１の端子電圧が僅かづつ降下している状
態、ｄは分圧点Ｐからのゲート電流値が一定値
IGpffより小となつてサイリスタ３７が非導通状態
となる時に夫々相当する。このようにこの実施例
ではサイリスタ３７はヒステリシスをもつサイク
ルを描いて動作する。
又、この一連のサイクルにおいて、回路上の各
点の電圧及び電流の変化は第３図に示した如くで
ある。
点の電圧及び電流の変化は第３図に示した如くで
ある。
以上、本考案充電回路の充電電圧制御回路の動
作について説明したが、本願考案充電回路は、ス
イツチ手段に高耐圧性であるMOSFET３１やサ
イリスタ３７を使用しているので、信頼性が高
い。又、MOSFET３１やサイリスタ３７がリレ
ーやSSRに比べて!?かに小型で安価であるので、
回路全体が小型で安価になる。又、分圧器の抵抗
１１を固定抵抗１１ａと可変抵抗１１ｂとで構成
しているので、サイリスタ３７におけるゲート電
流IGON，IGpffのばらつきを調整でき、又同じ調整
によつて主コンデンサ１の充電電圧を調整できる
という利点もある。
作について説明したが、本願考案充電回路は、ス
イツチ手段に高耐圧性であるMOSFET３１やサ
イリスタ３７を使用しているので、信頼性が高
い。又、MOSFET３１やサイリスタ３７がリレ
ーやSSRに比べて!?かに小型で安価であるので、
回路全体が小型で安価になる。又、分圧器の抵抗
１１を固定抵抗１１ａと可変抵抗１１ｂとで構成
しているので、サイリスタ３７におけるゲート電
流IGON，IGpffのばらつきを調整でき、又同じ調整
によつて主コンデンサ１の充電電圧を調整できる
という利点もある。
上述の如く、本考案による充電回路は、小型且
つ安価であると共に信頼性が高いという実用上重
要な利点を有している。
つ安価であると共に信頼性が高いという実用上重
要な利点を有している。
第１図は本考案による充電回路の一実施例を示
す図、第２図は上記実施例の一連の動作の中での
サイリスタのゲート電流とアノード電流との関係
の変化サイクルを示す図、第３図は上記一変化サ
イクルにおける回路上の各点の電圧及び電流の変
化を示す図、第４図及び第５図は夫々一従来例及
び他の従来例の回路を示す図である。 １……主コンデンサ、２……ストロボ管、３…
…トリガ回路、４……交流電源、５……電源スイ
ツチ、７……トランス、８……整流器、９……充
電電流制限抵抗、１０，１１……分圧抵抗、３１
……MOSFET、３２，３３……ダイオード、３
４……プルアツプ抵抗、３５，４０……抵抗、３
６，３８……定電圧ダイオード、３７……サイリ
スタ、３９……コンデンサ、４１……充電電圧制
御回路。
す図、第２図は上記実施例の一連の動作の中での
サイリスタのゲート電流とアノード電流との関係
の変化サイクルを示す図、第３図は上記一変化サ
イクルにおける回路上の各点の電圧及び電流の変
化を示す図、第４図及び第５図は夫々一従来例及
び他の従来例の回路を示す図である。 １……主コンデンサ、２……ストロボ管、３…
…トリガ回路、４……交流電源、５……電源スイ
ツチ、７……トランス、８……整流器、９……充
電電流制限抵抗、１０，１１……分圧抵抗、３１
……MOSFET、３２，３３……ダイオード、３
４……プルアツプ抵抗、３５，４０……抵抗、３
６，３８……定電圧ダイオード、３７……サイリ
スタ、３９……コンデンサ、４１……充電電圧制
御回路。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 交流電源と、前記交流電源を直流化する整流回
路と、前記整流回路によつて充電される主コンデ
ンサと、前記主コンデンサに流入する電流値を制
限する充電電流制限抵抗と、前記整流回路と前記
主コンデンサの間にあつて前記主コンデンサの充
電電圧を制御する充電電圧制御回路とからなる充
電回路において、 前記充電電圧制御回路が、 ドレイン端子が前記充電電流制限抵抗を介して
前記整流回路の正出力に接続され、ソース端子が
前記主コンデンサの正極に接続され、ゲート端子
が前記整流回路の正出力とプルアツプ抵抗を介し
て接続されているMOSFETと、 前記主コンデンサの両極間に接続された充電電
圧分圧回路と、 アノード端子が前記MOSFETのゲート端子に
接続され、カソード端子が逆電圧方向を向いた定
電圧ダイオードを介して接地され、ゲート端子が
前記充電電圧分圧回路の分圧点に接続されてい
て、ターンオン時のアノード電流が前記
MOSFETのプルアツプ抵抗によつて保持電流以
下に制限されるサイリスタとから成り、 前記充電圧電分圧回路の分圧点の電圧が前記定
電圧ダイオードの逆電圧以上になると、前記サイ
リスタがターンオンして前記MOSFETのゲート
電圧を下げて前記MOSFETを高抵抗状態にする
ことによつて前記主コンデンサの充電を停止し、
充電電圧分圧回路の分圧点の電圧が前記定電圧ダ
イオードの逆電圧以下になると、前記サイリスタ
がターンオフして前記MOSFETのゲート電圧を
上げて前記MOSFETを導通状態にすることによ
つて前記主コンデンサの充電を行うように構成し
たことを特徴とする充電回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10209487U JPH0534197Y2 (ja) | 1987-07-02 | 1987-07-02 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10209487U JPH0534197Y2 (ja) | 1987-07-02 | 1987-07-02 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS649426U JPS649426U (ja) | 1989-01-19 |
| JPH0534197Y2 true JPH0534197Y2 (ja) | 1993-08-30 |
Family
ID=31331682
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10209487U Expired - Lifetime JPH0534197Y2 (ja) | 1987-07-02 | 1987-07-02 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0534197Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2804333B2 (ja) * | 1990-01-22 | 1998-09-24 | 北陽電機株式会社 | センサの電源逆接続破壊防止回路 |
-
1987
- 1987-07-02 JP JP10209487U patent/JPH0534197Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS649426U (ja) | 1989-01-19 |
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