JPH0534841B2 - - Google Patents
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- JPH0534841B2 JPH0534841B2 JP58210344A JP21034483A JPH0534841B2 JP H0534841 B2 JPH0534841 B2 JP H0534841B2 JP 58210344 A JP58210344 A JP 58210344A JP 21034483 A JP21034483 A JP 21034483A JP H0534841 B2 JPH0534841 B2 JP H0534841B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- beams
- phase
- distribution
- aperture
- antenna
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q25/00—Antennas or antenna systems providing at least two radiating patterns
Landscapes
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はレーダ等に用いられるマルチビームア
レイアンテナの改良に関する。
レイアンテナの改良に関する。
三次元レーダなど、目標の距離、方位および高
度の正確な情報を必要とするレーダにおいて、方
位および高度情報の精度はアンテナの特性に依存
するところが大きい。このため、前記レーダのア
ンテナとしては尖鋭な指向特性を持つたペンシル
ビームアレイアンテナが適しており、これを高速
度で所定の空間を走査する方式が広く用いられて
いる。しかしながら、この単一ビームによる走査
方式は所定の空間を走査するために、本質的にあ
る時間を必要とするから、レーダの重要な性能の
一つである目標情報の更新速度に対し制約を生ず
ることになる。
度の正確な情報を必要とするレーダにおいて、方
位および高度情報の精度はアンテナの特性に依存
するところが大きい。このため、前記レーダのア
ンテナとしては尖鋭な指向特性を持つたペンシル
ビームアレイアンテナが適しており、これを高速
度で所定の空間を走査する方式が広く用いられて
いる。しかしながら、この単一ビームによる走査
方式は所定の空間を走査するために、本質的にあ
る時間を必要とするから、レーダの重要な性能の
一つである目標情報の更新速度に対し制約を生ず
ることになる。
ここで、対空捜索レーダを例にとつてこのこと
を説明する。今、このレーダがある仰角範囲をＮ
本のビーム１，２，…，Ｎを形成しながら、更に
回転して方位360度を捜索すると仮定するとき、
これを単一のビームでの捜索を考えると、ビーム
１，２，…，Ｎを時系列的に切替えて順番に発射
し、更に回転させる必要があり、１ビームによる
観測時間をTDとすると、１つの方位における仰
角捜索時間はＮ・TDとなつてしまう。また目標
情報の更新時間もこの場合Ｎ・TDとなる。次に
複数（Ｎ本）のビームを仰角方向に同時に形成し
ながら、回転させてやれば、先の仰角捜索時間は
１／ＮのTDとなり、目標情報の更新時間を短縮で
きることになる。
を説明する。今、このレーダがある仰角範囲をＮ
本のビーム１，２，…，Ｎを形成しながら、更に
回転して方位360度を捜索すると仮定するとき、
これを単一のビームでの捜索を考えると、ビーム
１，２，…，Ｎを時系列的に切替えて順番に発射
し、更に回転させる必要があり、１ビームによる
観測時間をTDとすると、１つの方位における仰
角捜索時間はＮ・TDとなつてしまう。また目標
情報の更新時間もこの場合Ｎ・TDとなる。次に
複数（Ｎ本）のビームを仰角方向に同時に形成し
ながら、回転させてやれば、先の仰角捜索時間は
１／ＮのTDとなり、目標情報の更新時間を短縮で
きることになる。
上記制約を解決する手段としては、前述したよ
うに、同一アンテナで同時に複数ビームを形成す
るマルチビームアレイアンテナ方式が優れてお
り、このアンテナ方式に適したビーム形成法の一
つとしてマトリツクス給電回路方式が良く知られ
ている。本方式については「アンテナ工学ハンド
ブツク」、電子通信学会編、オーム社刊 P.223や
「Microwave Scanning Antennas」R.C.Hansen
編、Academic Press（1966）刊、vol.、P.247
〜P.258に述べられているが、以下、第１図〜第
３図を参照して詳細に説明する。
うに、同一アンテナで同時に複数ビームを形成す
るマルチビームアレイアンテナ方式が優れてお
り、このアンテナ方式に適したビーム形成法の一
つとしてマトリツクス給電回路方式が良く知られ
ている。本方式については「アンテナ工学ハンド
ブツク」、電子通信学会編、オーム社刊 P.223や
「Microwave Scanning Antennas」R.C.Hansen
編、Academic Press（1966）刊、vol.、P.247
〜P.258に述べられているが、以下、第１図〜第
３図を参照して詳細に説明する。
第１図は従来のマトリツクス給電回路方式によ
る８素子、２マルチビームアレイアンテナの例で
あり、互いに異なる周波数の信号を受け入れるマ
ルチビームポート１１，１２と、方向性結合器３
１ａ〜３１ｈおよび３２ａ〜３２ｈを含む第１の
直列給電線路２１，２２と、放射素子５ａ〜５ｈ
と、上記第１の直列給電線路の方向性結合器と上
記放射素子とを相互に結合する第２の直列給電線
路４ａ〜４ｈと、終端器６ａ〜６ｊとで構成され
ている。ここで、マルチポート１１，１２に供給
される周波数は同一バンドの周波数が使われ、例
えば日本の電波法では航空無線航行用としては
5000MHz〜5250MHzが割当てられている。
る８素子、２マルチビームアレイアンテナの例で
あり、互いに異なる周波数の信号を受け入れるマ
ルチビームポート１１，１２と、方向性結合器３
１ａ〜３１ｈおよび３２ａ〜３２ｈを含む第１の
直列給電線路２１，２２と、放射素子５ａ〜５ｈ
と、上記第１の直列給電線路の方向性結合器と上
記放射素子とを相互に結合する第２の直列給電線
路４ａ〜４ｈと、終端器６ａ〜６ｊとで構成され
ている。ここで、マルチポート１１，１２に供給
される周波数は同一バンドの周波数が使われ、例
えば日本の電波法では航空無線航行用としては
5000MHz〜5250MHzが割当てられている。
第１図に対応するアンテナ装置の具体例を第７
図に示し説明すると、放射素子５ａ〜５ｈとし
て、この例ではコーポレート給電方式のダイポー
ルアレイを用いており、この結果プレーナ型の放
射開口が形成でき、放射ビームは方位、仰角方向
共に先鋭な、いわゆるペンシルビームが形成され
る。そしてこの例では２本のマルチビームが仰角
方向に形成されるが、ビームの数は２本より多く
ても原理的に変わりない。アンテナは回転ベデス
タル上に設置し、方位方向は機械的に回転され、
送受信信号はロータリージヨイントを介して送受
信装置側と接続される。このようなマルチビーム
の走査により、目標を取らえたビームで仰角が求
まり、そのときの回転位置で方位角が求まり、更
に送信から受信までの時間で距離が求まる。
図に示し説明すると、放射素子５ａ〜５ｈとし
て、この例ではコーポレート給電方式のダイポー
ルアレイを用いており、この結果プレーナ型の放
射開口が形成でき、放射ビームは方位、仰角方向
共に先鋭な、いわゆるペンシルビームが形成され
る。そしてこの例では２本のマルチビームが仰角
方向に形成されるが、ビームの数は２本より多く
ても原理的に変わりない。アンテナは回転ベデス
タル上に設置し、方位方向は機械的に回転され、
送受信信号はロータリージヨイントを介して送受
信装置側と接続される。このようなマルチビーム
の走査により、目標を取らえたビームで仰角が求
まり、そのときの回転位置で方位角が求まり、更
に送信から受信までの時間で距離が求まる。
第２図は第１図に示すアンテナにより形成され
るビームの概念図であり、ビーム１，２はそれぞ
れビームポート１１，１２から供給される互いに
異なる周波数で形成される。
るビームの概念図であり、ビーム１，２はそれぞ
れビームポート１１，１２から供給される互いに
異なる周波数で形成される。
先ず上記アンテナの基本動作を説明すると、第
１図において、ビームポート１１における入力電
力は直列給電線路２１の方向性結合器３１ａ〜３
１ｈによつて順次放射素子５ａ〜５ｈへ分配され
第２図に示すビーム１を形成する。また、ビーム
ポート１２における入力電力は直列給電線路２２
の方向性結合器３２ａ〜３２ｈによつて順次放射
素子５ａ〜５ｈへ分配され第２図に示すビーム２
を形成する。第２図においてビーム１，２は異な
る方向に形成されているが、この方向の差は入力
端子であるビームポート１１，１２から放射素子
までの線路長の差違による位相差に基づき形成さ
れるもので、任意に設定できる。
１図において、ビームポート１１における入力電
力は直列給電線路２１の方向性結合器３１ａ〜３
１ｈによつて順次放射素子５ａ〜５ｈへ分配され
第２図に示すビーム１を形成する。また、ビーム
ポート１２における入力電力は直列給電線路２２
の方向性結合器３２ａ〜３２ｈによつて順次放射
素子５ａ〜５ｈへ分配され第２図に示すビーム２
を形成する。第２図においてビーム１，２は異な
る方向に形成されているが、この方向の差は入力
端子であるビームポート１１，１２から放射素子
までの線路長の差違による位相差に基づき形成さ
れるもので、任意に設定できる。
つぎ次にビームポート１２における入力電力の
給電回路内における流れについては、上記基本動
作に加え以下に動作をも考慮する必要がある。す
なわち、ビームポート１２の入力電力は方向性結
合器３２ａ〜３２ｈにより第２の直列給電線路４
ａ〜４ｈへ結合され放射素子５ａ〜５ｈを励振す
るが、その一部は方向性結合器３１ａ〜３１ｈを
介して第１の直列給電線路２１へ漏洩し、さらに
第１の直列給電線路の方向性結合器３１ａ〜３１
ｈを介して放射素子５ａ〜５ｈを励振する、前記
漏洩電力は原理的に第１の給電線路２１によつて
決まるビーム方向、すなわち、ビーム１の方向に
放射されるから、この放射ビームはビームポート
１２を励振して形成するビーム２に対してはスプ
リアスローブとなる。
給電回路内における流れについては、上記基本動
作に加え以下に動作をも考慮する必要がある。す
なわち、ビームポート１２の入力電力は方向性結
合器３２ａ〜３２ｈにより第２の直列給電線路４
ａ〜４ｈへ結合され放射素子５ａ〜５ｈを励振す
るが、その一部は方向性結合器３１ａ〜３１ｈを
介して第１の直列給電線路２１へ漏洩し、さらに
第１の直列給電線路の方向性結合器３１ａ〜３１
ｈを介して放射素子５ａ〜５ｈを励振する、前記
漏洩電力は原理的に第１の給電線路２１によつて
決まるビーム方向、すなわち、ビーム１の方向に
放射されるから、この放射ビームはビームポート
１２を励振して形成するビーム２に対してはスプ
リアスローブとなる。
前記スプリアスローブと主にビームとのレベル
差（LS）は、たとえば、方向性結合器の結合度が
すべて等しい場合、前記公知資料「Microwave
Scanning Antennas」P254によれば近似的に次
式で表わされることが示されている。
差（LS）は、たとえば、方向性結合器の結合度が
すべて等しい場合、前記公知資料「Microwave
Scanning Antennas」P254によれば近似的に次
式で表わされることが示されている。
LS（dB）20log10（4πb／Ｅ） ……(1)
ここで、ｂは電力半値幅で正規化した放射ビー
ム１および２のビーム間隔であり、Ｅは給電回路
の効率である。たとえば、ビーム間隔を電力半値
幅に等しく設定し（ｂ＝１）、給電回路の効率を
75％（Ｅ＝0.75）とすると前記第(1)式よりLS＝
24.5dBとなる。すなわち、第３図に示すように
ビーム２の主ビームレベルに対し、スプリアスロ
ーブ２ａがビーム１の方向に発生し、そのレベル
は主ビームに対し−24.5dBとなる。
ム１および２のビーム間隔であり、Ｅは給電回路
の効率である。たとえば、ビーム間隔を電力半値
幅に等しく設定し（ｂ＝１）、給電回路の効率を
75％（Ｅ＝0.75）とすると前記第(1)式よりLS＝
24.5dBとなる。すなわち、第３図に示すように
ビーム２の主ビームレベルに対し、スプリアスロ
ーブ２ａがビーム１の方向に発生し、そのレベル
は主ビームに対し−24.5dBとなる。
一般に、レーダアンテナは低サイドローブか
つ、高効率であることが要求されるから、この要
求を満たすには前記第(1)式に示す関係から、ビー
ム間隔ｂを大きくする必要がある。しかしなが
ら、ビーム間隔ｂを拡大すると、必然的に異なる
２つの周波数により作られる両ビームの中間の角
度方向におけるシステム全体としてのアンテナ利
得（ここではクロスオーバレベルという）が低下
することになるから、この方向においてレーダ・
システム所要領域を形成できなくなるという問題
を生ずる。
つ、高効率であることが要求されるから、この要
求を満たすには前記第(1)式に示す関係から、ビー
ム間隔ｂを大きくする必要がある。しかしなが
ら、ビーム間隔ｂを拡大すると、必然的に異なる
２つの周波数により作られる両ビームの中間の角
度方向におけるシステム全体としてのアンテナ利
得（ここではクロスオーバレベルという）が低下
することになるから、この方向においてレーダ・
システム所要領域を形成できなくなるという問題
を生ずる。
したがつて、従来技術によるマトリツクス給電
回路方式のマルチビームアレイアンテナでは、ス
プリアスローブレベルと隣接ビーム間のクロスオ
ーバレベルとの間に互いに相反する制約関係があ
るという欠点があつた。
回路方式のマルチビームアレイアンテナでは、ス
プリアスローブレベルと隣接ビーム間のクロスオ
ーバレベルとの間に互いに相反する制約関係があ
るという欠点があつた。
本発明の目的は、前記欠点を解決し、スプリア
スローブレベルを抑圧しながら、隣接ビーム間の
クロスオーバレベルを高く設定可能なマトリツク
ス給電回路方式のマルチビームアレイアンテナを
提供することにある。
スローブレベルを抑圧しながら、隣接ビーム間の
クロスオーバレベルを高く設定可能なマトリツク
ス給電回路方式のマルチビームアレイアンテナを
提供することにある。
本発明は複数の放射素子と、複数の方向性結合
器を含む同時形成ビーム数に等しい複数の第１の
直列給電線路と、前記複数の放射素子と前記複数
の方向性結合器とを相互に接続する複数の第２の
直列給電線路とを含むマルチビームアレイアンテ
ナにおいて、前記第２の直列給電線路の前記放射
素子側出力端子とを前記放射素子との間に位相調
整手段を設け、開口位相分布が共相励振時の分布
に比べ開口中央部に対し対称的に偏位した分布と
なるように上記位相調整手段を設定している。こ
こで、共振励振とはアレイアンテナを構成する各
放射素子からの電波の等位相（波面）の包絡線が
直線（線アレイの場合）あるいは平面（面アレイ
の場合）となるような励振をいい、第８図に共相
励振時の波面の様子を示す。
器を含む同時形成ビーム数に等しい複数の第１の
直列給電線路と、前記複数の放射素子と前記複数
の方向性結合器とを相互に接続する複数の第２の
直列給電線路とを含むマルチビームアレイアンテ
ナにおいて、前記第２の直列給電線路の前記放射
素子側出力端子とを前記放射素子との間に位相調
整手段を設け、開口位相分布が共相励振時の分布
に比べ開口中央部に対し対称的に偏位した分布と
なるように上記位相調整手段を設定している。こ
こで、共振励振とはアレイアンテナを構成する各
放射素子からの電波の等位相（波面）の包絡線が
直線（線アレイの場合）あるいは平面（面アレイ
の場合）となるような励振をいい、第８図に共相
励振時の波面の様子を示す。
次に本発明の実施例について図面を参照して説
明する。
明する。
第４図は本発明の第１の実施例を８素子２マル
チビームアレイアンテナについて示した回路図で
ある。本発明の第１の実施例は、マルチビームポ
ート１１，１２と、複数の方向性結合器３１ａ〜
３１ｈおよび３２ａ〜３２ｈを含みマルチビーム
数に等しい数の第１の直列給電線路２１，２２
と、上記方向性結合器を相互に接続する第２の直
列給電線路４ａ〜４ｈと、放射素子５ａ〜５ｈ
と、遅延線路７ａ〜７ｈで成る位相調整手段と、
終端器６ａ〜６ｊとから構成されている。
チビームアレイアンテナについて示した回路図で
ある。本発明の第１の実施例は、マルチビームポ
ート１１，１２と、複数の方向性結合器３１ａ〜
３１ｈおよび３２ａ〜３２ｈを含みマルチビーム
数に等しい数の第１の直列給電線路２１，２２
と、上記方向性結合器を相互に接続する第２の直
列給電線路４ａ〜４ｈと、放射素子５ａ〜５ｈ
と、遅延線路７ａ〜７ｈで成る位相調整手段と、
終端器６ａ〜６ｊとから構成されている。
同図において、ビームポート１１および１２へ
の入力電力は、従来技術による場合と同様の原理
にて、それぞれ第２図のビーム１および２となつ
て空間に放射される。ただし、まず前記両ビーム
のビーム間隔は前述したスプリアスローブレベル
が所定値以下となるように設定される。たとえ
ば、前記第(1)式を参照すると、給電回路の効率が
75％（Ｅ＝0.75）の場合、スプリアスローブレベ
ル（LS）を30dB以上抑圧するには、放射素子を
従来のように共相励振したとき、すなわち給電回
路から各放射素子までの線路長をすべて等しくし
たとき、放射ビーム電力半値幅２倍（ｂ＝２）を
両ビームのビーム間隔とすれば良いことが判る。
前述したように両ビームポート１１，１２から放
射素子までの線路長を調整することで位相差を調
整し、実質的に両ビームの間隔を２倍にする。こ
のときの指向特性を第５図で示せば破線で示され
たビーム１−１，２−１となり、前述した従来例
のように両ビーム間のクロスオーバレベルが低下
してしまうことになる。
の入力電力は、従来技術による場合と同様の原理
にて、それぞれ第２図のビーム１および２となつ
て空間に放射される。ただし、まず前記両ビーム
のビーム間隔は前述したスプリアスローブレベル
が所定値以下となるように設定される。たとえ
ば、前記第(1)式を参照すると、給電回路の効率が
75％（Ｅ＝0.75）の場合、スプリアスローブレベ
ル（LS）を30dB以上抑圧するには、放射素子を
従来のように共相励振したとき、すなわち給電回
路から各放射素子までの線路長をすべて等しくし
たとき、放射ビーム電力半値幅２倍（ｂ＝２）を
両ビームのビーム間隔とすれば良いことが判る。
前述したように両ビームポート１１，１２から放
射素子までの線路長を調整することで位相差を調
整し、実質的に両ビームの間隔を２倍にする。こ
のときの指向特性を第５図で示せば破線で示され
たビーム１−１，２−１となり、前述した従来例
のように両ビーム間のクロスオーバレベルが低下
してしまうことになる。
本発明においては、スプリアスローブレベルが
充分抑圧されるビーム間隔に設定したあと、アン
テナ３の遅延線７ａ〜７ｈの長さに差を与えるこ
とにより、アレイアンテナの各放射素子から放射
される電波の波面を湾曲させ、ビームの指向特性
を第５図の実線で示すビーム１−２，２−２のよ
うに広げ、両ビームの間でのアンテナ利得、すな
わちクロスオーバレベルの低下を防いでいる。
充分抑圧されるビーム間隔に設定したあと、アン
テナ３の遅延線７ａ〜７ｈの長さに差を与えるこ
とにより、アレイアンテナの各放射素子から放射
される電波の波面を湾曲させ、ビームの指向特性
を第５図の実線で示すビーム１−２，２−２のよ
うに広げ、両ビームの間でのアンテナ利得、すな
わちクロスオーバレベルの低下を防いでいる。
一例として、本実施例では、前記線路長を開口
中央部の遅延線路７ｄ，７ｅにおいて最も短く、
開口の両端に近づくに伴い順次長くなるように上
下対称的に設定している。この結果、開口上の励
振位相分布は、共相励振分布から偏位を受け、開
口中央部に対して両端に近づくほど位相が遅れた
上下対称分布となるから、放射される電波の波面
を凸状に湾曲させることになる。この遅延線路７
ａ〜７ｈの長さを変えることにより、この位相分
布形状を調整することができ、放射ビーム幅を共
相励振時のビーム幅より適切に拡大することがで
きる。たとえば、ビーム幅拡大に適した位相分布
形状としては余弦状の分布等が知られている。こ
の場合、開口上の位相偏位分布は開口中央部に対
し対称的に与えるから、ビーム方向は何ら影響を
受けずビーム幅のみが拡大される。
中央部の遅延線路７ｄ，７ｅにおいて最も短く、
開口の両端に近づくに伴い順次長くなるように上
下対称的に設定している。この結果、開口上の励
振位相分布は、共相励振分布から偏位を受け、開
口中央部に対して両端に近づくほど位相が遅れた
上下対称分布となるから、放射される電波の波面
を凸状に湾曲させることになる。この遅延線路７
ａ〜７ｈの長さを変えることにより、この位相分
布形状を調整することができ、放射ビーム幅を共
相励振時のビーム幅より適切に拡大することがで
きる。たとえば、ビーム幅拡大に適した位相分布
形状としては余弦状の分布等が知られている。こ
の場合、開口上の位相偏位分布は開口中央部に対
し対称的に与えるから、ビーム方向は何ら影響を
受けずビーム幅のみが拡大される。
また、第４図において、遅延線路７ａ〜７ｈは
ビーム１および２の双方に対し共通の位相偏位分
布を与えるから、第５図に示したように、両ビー
ム共ビーム１−２および２−２のように等しく拡
大され、この結果スプリアスローブを抑圧し、か
つ、両ビームのクロスオーバレベルを高めたマル
チビームを形成することができる。
ビーム１および２の双方に対し共通の位相偏位分
布を与えるから、第５図に示したように、両ビー
ム共ビーム１−２および２−２のように等しく拡
大され、この結果スプリアスローブを抑圧し、か
つ、両ビームのクロスオーバレベルを高めたマル
チビームを形成することができる。
第６図は本発明の第２の実施例を第１の実施例
と同様８素子２マルチビームアレイアンテナにつ
いて示した回路図である。本発明の第２の実施例
は、まず第１の実施例と同様マルチビームポート
１１，１２と、方向性結合器３１ａ〜３１ｈおよ
び３２ａ〜３２ｈを含む第１の直列給電線路２
１，２２と、上記方向性結合器を相互に接続する
第２の直列給電線路４ａ〜４ｈと、放射素子５ａ
〜５ｈと、遅延線路７ａ〜７ｈで成る第１の位相
調整手段と、終端器６ａ〜６ｊとを含み、さら
に、前記第１の位相調整手段と直列に接続された
遅延線路８ａ〜８ｈで成る第２の位相調整手段と
で構成される。
と同様８素子２マルチビームアレイアンテナにつ
いて示した回路図である。本発明の第２の実施例
は、まず第１の実施例と同様マルチビームポート
１１，１２と、方向性結合器３１ａ〜３１ｈおよ
び３２ａ〜３２ｈを含む第１の直列給電線路２
１，２２と、上記方向性結合器を相互に接続する
第２の直列給電線路４ａ〜４ｈと、放射素子５ａ
〜５ｈと、遅延線路７ａ〜７ｈで成る第１の位相
調整手段と、終端器６ａ〜６ｊとを含み、さら
に、前記第１の位相調整手段と直列に接続された
遅延線路８ａ〜８ｈで成る第２の位相調整手段と
で構成される。
この場合、前記第２の位相調整手段である遅延
線路８ａ〜８ｈの線路長はビームポート１１から
各出力端子９ａ〜９ｈまでの線路長が等しくなる
ように調整されている。したがつて、本アンテナ
は各出力端子９ａ〜９ｈにおける端子間位相差が
動作周波数の変化によらずほぼ一定となり、放射
ビーム方向の周波数による変化が前記第１の実施
例で示したアンテナに比べて著しく小さくなると
いう利点を有することは良く知られている。
線路８ａ〜８ｈの線路長はビームポート１１から
各出力端子９ａ〜９ｈまでの線路長が等しくなる
ように調整されている。したがつて、本アンテナ
は各出力端子９ａ〜９ｈにおける端子間位相差が
動作周波数の変化によらずほぼ一定となり、放射
ビーム方向の周波数による変化が前記第１の実施
例で示したアンテナに比べて著しく小さくなると
いう利点を有することは良く知られている。
しかしながら、第２の実施例においてもマトリ
ツクス給電回路自体の動作は従来技術と同様であ
るから、仮に第６図の遅延線路７ａ〜７ｈを等線
路長にすると、従来技術の欠点であつたスプリア
スローブレベルと隣接ビームのクロスオーバレベ
ルとの間の制約関係を回避できなくなる。しかる
に、第２の実施例においては、給電回路の各出力
端子９ａ〜９ｈと放射素子５ａ〜５ｈとの間に遅
延線路７ａ〜７ｈで成る第１の位相調整手段を設
けているから、これらの線路長を第１の実施例と
同様開口中央部において最も短く、開口の両端に
近づくに伴い順次長くなるように上下対称的に設
定することにより、共相励振分布から偏位した開
口位相分布を実現できる。この結果、ビーム幅は
両ビーム共に共相励振時のビーム幅より拡大され
るため、第１の実施例にて述べた同様の設計原理
によりスプリアスローブを抑圧し、かつ、両ビー
ムのクロスオーバレベルを高めたマルチビームを
形成することができる。
ツクス給電回路自体の動作は従来技術と同様であ
るから、仮に第６図の遅延線路７ａ〜７ｈを等線
路長にすると、従来技術の欠点であつたスプリア
スローブレベルと隣接ビームのクロスオーバレベ
ルとの間の制約関係を回避できなくなる。しかる
に、第２の実施例においては、給電回路の各出力
端子９ａ〜９ｈと放射素子５ａ〜５ｈとの間に遅
延線路７ａ〜７ｈで成る第１の位相調整手段を設
けているから、これらの線路長を第１の実施例と
同様開口中央部において最も短く、開口の両端に
近づくに伴い順次長くなるように上下対称的に設
定することにより、共相励振分布から偏位した開
口位相分布を実現できる。この結果、ビーム幅は
両ビーム共に共相励振時のビーム幅より拡大され
るため、第１の実施例にて述べた同様の設計原理
によりスプリアスローブを抑圧し、かつ、両ビー
ムのクロスオーバレベルを高めたマルチビームを
形成することができる。
なお、前記両実施例においては開口位相の共相
励振からの偏位分布として開口中央部に対して両
端が遅れた分布を与えているが、これとは逆に、
開口中央部に対して両端が進んだ分布によつても
ビーム幅を共相励振時に比べて拡大できる。これ
は、開口中央部に対して両端が進んだ分布によ
り、各放射素子から放射される電波の波面を凹状
に湾曲させることになり、この場合、放射された
ビームは放射光学レンズの凸レンズの効果のよう
に絞り込まれるが、焦点を経過後再び拡がり、レ
ーダではこの拡がつた部分で探知をやつており、
前に説明した実施例と同じ作用効率が得られる。
励振からの偏位分布として開口中央部に対して両
端が遅れた分布を与えているが、これとは逆に、
開口中央部に対して両端が進んだ分布によつても
ビーム幅を共相励振時に比べて拡大できる。これ
は、開口中央部に対して両端が進んだ分布によ
り、各放射素子から放射される電波の波面を凹状
に湾曲させることになり、この場合、放射された
ビームは放射光学レンズの凸レンズの効果のよう
に絞り込まれるが、焦点を経過後再び拡がり、レ
ーダではこの拡がつた部分で探知をやつており、
前に説明した実施例と同じ作用効率が得られる。
また、前記両実施例において、第１の実施例に
おける位相調整手段および第２の実施例における
第１の位相調整手段として遅延線路を使用してい
るが、本発明はこれら位相調整手段を遅延線路に
限定するものではなく、デイジタル移相器等他の
手段によつてもよいことは勿論である。さらに、
両実施例は共に、２マルチビーム、８素子のアレ
イアンテナについて示したが、本発明は上記マル
チビーム数や放射素子数に限定して適用されるも
のではなく、任意の値に対して適用し得るもので
あることも勿論である。
おける位相調整手段および第２の実施例における
第１の位相調整手段として遅延線路を使用してい
るが、本発明はこれら位相調整手段を遅延線路に
限定するものではなく、デイジタル移相器等他の
手段によつてもよいことは勿論である。さらに、
両実施例は共に、２マルチビーム、８素子のアレ
イアンテナについて示したが、本発明は上記マル
チビーム数や放射素子数に限定して適用されるも
のではなく、任意の値に対して適用し得るもので
あることも勿論である。
尚、先の実施例の説明においては、２つの入力
ポートからの入力によつて作られる２つのビーム
の間隔について、電力半値幅に等しい場合（(1)式
のｂ＝１の場合）よりも拡大させる例を説明した
が、スプリアスローブをどの程度まで抑圧するか
はそのレーダシステムの仕様で決まるものであ
り、本発明の適用はビーム間隔がｂ＝１より拡大
される場合に限定されるものではない。本発明の
要旨は、設定されるビーム間隔でスプリアスロー
ブを増強させることなく、ビーム幅を拡大するこ
とである。
ポートからの入力によつて作られる２つのビーム
の間隔について、電力半値幅に等しい場合（(1)式
のｂ＝１の場合）よりも拡大させる例を説明した
が、スプリアスローブをどの程度まで抑圧するか
はそのレーダシステムの仕様で決まるものであ
り、本発明の適用はビーム間隔がｂ＝１より拡大
される場合に限定されるものではない。本発明の
要旨は、設定されるビーム間隔でスプリアスロー
ブを増強させることなく、ビーム幅を拡大するこ
とである。
以上、説明したように、本発明はマトリツクス
給電回路方式を用いたマルチビームアレイアンテ
ナにおいて、マトリツクス給電回路の放射素子側
出力端子と放射素子との間に位相調整手段を設
け、開口位相部分が共相励振時の分布に比べ、開
口中央部に対称的に偏位した分布となるように上
記位相調整手段を調整することにより、放射され
る包絡面を湾曲させ、マトリツクス給電回路に伴
うスプリアスローブを抑圧しながら、かつ、隣接
ビームのクロスオーバレベルを高く設定できると
いう効果を有する。
給電回路方式を用いたマルチビームアレイアンテ
ナにおいて、マトリツクス給電回路の放射素子側
出力端子と放射素子との間に位相調整手段を設
け、開口位相部分が共相励振時の分布に比べ、開
口中央部に対称的に偏位した分布となるように上
記位相調整手段を調整することにより、放射され
る包絡面を湾曲させ、マトリツクス給電回路に伴
うスプリアスローブを抑圧しながら、かつ、隣接
ビームのクロスオーバレベルを高く設定できると
いう効果を有する。
第１図は従来技術によるマトリツクス給電回路
を用いた２マルチビームアレイアンテナの回路
図、第２図はマルチビーム形成概念図、第３図は
従来技術により放射指向特性図、第４図は本発明
の第１の実施例を示すアレイアンテナ回路図、第
５図はこの実施例による放射指向特性図、第６図
は本発明の第２の実施例を示すアレイアンテナ回
路図、第７図は第１図に対応するアンテナ装置の
具体例を示す図、第８図はアレイアンテナに対す
る共相励振時の波面の様子を示す図である。 図において、４ａ〜４ｈ……第２の直列給電
路、５ａ〜５ｈ……放射素子、６ａ〜６ｊ……終
端器、７ａ〜７ｈ，８ａ〜８ｈ……遅延線路、９
ａ〜９ｈ……出力端子、３１ａ〜３１ｈ，３２ａ
〜３２ｈ……方向性結合器、１１，１２……マル
チビームポート。
を用いた２マルチビームアレイアンテナの回路
図、第２図はマルチビーム形成概念図、第３図は
従来技術により放射指向特性図、第４図は本発明
の第１の実施例を示すアレイアンテナ回路図、第
５図はこの実施例による放射指向特性図、第６図
は本発明の第２の実施例を示すアレイアンテナ回
路図、第７図は第１図に対応するアンテナ装置の
具体例を示す図、第８図はアレイアンテナに対す
る共相励振時の波面の様子を示す図である。 図において、４ａ〜４ｈ……第２の直列給電
路、５ａ〜５ｈ……放射素子、６ａ〜６ｊ……終
端器、７ａ〜７ｈ，８ａ〜８ｈ……遅延線路、９
ａ〜９ｈ……出力端子、３１ａ〜３１ｈ，３２ａ
〜３２ｈ……方向性結合器、１１，１２……マル
チビームポート。
Claims (1)
- １ 複数の放射素子と、複数の方向性結合器を含
む同時形成ビーム数に等しい複数の第１の直列給
電線路と、前記複数の放射素子と前記複数の方向
性結合器とを相互に接続する複数の第２の直列給
電線路とを含むマルチビームアレイアンテナにお
いて、前記第２の直列給電線路の前記放射素子側
出力端子と前記放射素子との間に位相調整手段を
設け、開口位相分布が共相励振時の分布に比べ開
口中央部に対して対称的に偏位した分布となるよ
う上記位相調整手段を設定していることを特徴と
するアレイアンテナ装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58210344A JPS60102001A (ja) | 1983-11-09 | 1983-11-09 | アレイアンテナ装置 |
| US06/668,800 US4673942A (en) | 1983-11-09 | 1984-11-06 | Array antenna system |
| EP84307716A EP0145274B1 (en) | 1983-11-09 | 1984-11-08 | Array antenna system |
| DE8484307716T DE3479176D1 (en) | 1983-11-09 | 1984-11-08 | Array antenna system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58210344A JPS60102001A (ja) | 1983-11-09 | 1983-11-09 | アレイアンテナ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60102001A JPS60102001A (ja) | 1985-06-06 |
| JPH0534841B2 true JPH0534841B2 (ja) | 1993-05-25 |
Family
ID=16587846
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58210344A Granted JPS60102001A (ja) | 1983-11-09 | 1983-11-09 | アレイアンテナ装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4673942A (ja) |
| EP (1) | EP0145274B1 (ja) |
| JP (1) | JPS60102001A (ja) |
| DE (1) | DE3479176D1 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3571897D1 (en) * | 1984-03-24 | 1989-08-31 | Gen Electric Co Plc | A beam forming network |
| GB2170678B (en) * | 1985-02-01 | 1988-10-19 | Emi Ltd | Receiving circuit |
| US4827268A (en) * | 1986-08-14 | 1989-05-02 | Hughes Aircraft Company | Beam-forming network |
| US4924234A (en) * | 1987-03-26 | 1990-05-08 | Hughes Aircraft Company | Plural level beam-forming network |
| US5012254A (en) * | 1987-03-26 | 1991-04-30 | Hughes Aircraft Company | Plural level beam-forming netowrk |
| US5347287A (en) * | 1991-04-19 | 1994-09-13 | Hughes Missile Systems Company | Conformal phased array antenna |
| DE19756363A1 (de) * | 1997-12-18 | 1999-06-24 | Cit Alcatel | Antennenspeiseanordnung |
| US6831600B1 (en) * | 2003-08-26 | 2004-12-14 | Lockheed Martin Corporation | Intermodulation suppression for transmit active phased array multibeam antennas with shaped beams |
| FR2913738B1 (fr) * | 2007-03-16 | 2009-10-30 | Raymond Et Cie Soc En Commandi | Agrafe de fixation |
| JP5289092B2 (ja) * | 2009-02-17 | 2013-09-11 | 三菱電機株式会社 | アレーアンテナ装置 |
| US8330650B2 (en) * | 2010-05-07 | 2012-12-11 | The United States Of America, As Represented By The Secretary Of The Army | Radar system and antenna with delay lines and method thereof |
| CA3314802A1 (en) * | 2019-10-18 | 2026-08-05 | Galtronics Usa, Inc. | Mitigating beam squint in multi-beam forming networks |
| CN112864602A (zh) * | 2021-02-02 | 2021-05-28 | 罗森伯格技术有限公司 | 用于形成双波束的天线及包括该天线的混合型天线 |
| US12040558B1 (en) * | 2023-06-02 | 2024-07-16 | The Florida International University Board Of Trustees | Ultrawideband beamforming networks |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3295138A (en) * | 1963-10-31 | 1966-12-27 | Sylvania Electric Prod | Phased array system |
| US3680109A (en) * | 1970-08-20 | 1972-07-25 | Raytheon Co | Phased array |
| US4041501A (en) * | 1975-07-10 | 1977-08-09 | Hazeltine Corporation | Limited scan array antenna systems with sharp cutoff of element pattern |
| US4101902A (en) * | 1976-11-10 | 1978-07-18 | Thomson-Csf | Electronic scanning antenna |
| US4117494A (en) * | 1977-03-31 | 1978-09-26 | Hazeltine Corporation | Antenna coupling network with element pattern shift |
| GB1594989A (en) * | 1977-03-31 | 1981-08-05 | Hazeltine Corp | Phase shifting microstrip transmission lines |
| US4321605A (en) * | 1980-01-29 | 1982-03-23 | Hazeltine Corporation | Array antenna system |
| US4348679A (en) * | 1980-10-06 | 1982-09-07 | United Technologies Corporation | Multi-mode dual-feed array radar antenna |
| US4612547A (en) * | 1982-09-07 | 1986-09-16 | Nec Corporation | Electronically scanned antenna |
-
1983
- 1983-11-09 JP JP58210344A patent/JPS60102001A/ja active Granted
-
1984
- 1984-11-06 US US06/668,800 patent/US4673942A/en not_active Expired - Lifetime
- 1984-11-08 EP EP84307716A patent/EP0145274B1/en not_active Expired
- 1984-11-08 DE DE8484307716T patent/DE3479176D1/de not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0145274A1 (en) | 1985-06-19 |
| JPS60102001A (ja) | 1985-06-06 |
| US4673942A (en) | 1987-06-16 |
| DE3479176D1 (en) | 1989-08-31 |
| EP0145274B1 (en) | 1989-07-26 |
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