JPH0537268A - オーデイオ信号のインターフエイス回路 - Google Patents
オーデイオ信号のインターフエイス回路Info
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- JPH0537268A JPH0537268A JP3211637A JP21163791A JPH0537268A JP H0537268 A JPH0537268 A JP H0537268A JP 3211637 A JP3211637 A JP 3211637A JP 21163791 A JP21163791 A JP 21163791A JP H0537268 A JPH0537268 A JP H0537268A
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- H03K5/08—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding
- H03K5/082—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＩＣの端子ピンの数を減らす。
【構成】 第１の回路からの、直流分の重畳したオーデ
ィオ信号が供給されて直流分を取り出すローパスフィル
タと、差動入力回路とを設ける。差動入力回路に、第１
の回路からの、直流分の重畳したオーディオ信号を供給
するとともに、ローパスフィルタにより取り出された直
流分を供給し、差動入力回路の出力を第２の回路に供給
する。差動入力回路において、第１の回路からのオーデ
ィオ信号に重畳した直流分を、ローパスフィルタからの
直流分によりキャンセルし、オーディオ信号だけを第２
の回路に供給する。
ィオ信号が供給されて直流分を取り出すローパスフィル
タと、差動入力回路とを設ける。差動入力回路に、第１
の回路からの、直流分の重畳したオーディオ信号を供給
するとともに、ローパスフィルタにより取り出された直
流分を供給し、差動入力回路の出力を第２の回路に供給
する。差動入力回路において、第１の回路からのオーデ
ィオ信号に重畳した直流分を、ローパスフィルタからの
直流分によりキャンセルし、オーディオ信号だけを第２
の回路に供給する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はオーディオ信号のイン
ターフェイス回路に関する。
ターフェイス回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＩＣにおいて、その端子ピンの数が多く
なると、ＩＣがコストアップとなってしまう。また、端
子ピンの数が多いときには、外付け部品も多くなってい
るが、そのような状態では、ＩＣ及び外付け部品が搭載
されるプリント基板の配線パターンのレイアウトが複雑
になり、プリント基板及び外付け部品を含む全体のコス
トが上昇してしまう。
なると、ＩＣがコストアップとなってしまう。また、端
子ピンの数が多いときには、外付け部品も多くなってい
るが、そのような状態では、ＩＣ及び外付け部品が搭載
されるプリント基板の配線パターンのレイアウトが複雑
になり、プリント基板及び外付け部品を含む全体のコス
トが上昇してしまう。
【０００３】さらに、端子ピンの数が多いと、ＩＣのパ
ッケージを小型化できず、外付け部品の増加とあいまっ
て装置の小型化の妨げとなってしまう。また、端子ピン
の数が多いと、ＩＣの実装時、ハンダブリッジなどのト
ラブルも生じやすくなり、やはりコストアップを招いて
しまう。
ッケージを小型化できず、外付け部品の増加とあいまっ
て装置の小型化の妨げとなってしまう。また、端子ピン
の数が多いと、ＩＣの実装時、ハンダブリッジなどのト
ラブルも生じやすくなり、やはりコストアップを招いて
しまう。
【０００４】したがって、ＩＣの端子ピンの増加は、Ｉ
Ｃ及びそのＩＣを使用する装置にとって、大きなディメ
リットである。
Ｃ及びそのＩＣを使用する装置にとって、大きなディメ
リットである。
【０００５】ところで、ラジオ受信機のＡＭ検波回路及
びその次段のオーディオアンプの周辺は、例えば図４に
示すように、ＩＣ化されている。
びその次段のオーディオアンプの周辺は、例えば図４に
示すように、ＩＣ化されている。
【０００６】すなわち、図４において、１０は１チップ
化されたＡＭ受信機用のＩＣを示し、外付けのセラミッ
クフィルタ４からの中間周波信号Ｓi が端子ピンＴ11を
通じてアンプ２１に供給され、このアンプ２１からの中
間周波信号Ｓi がＡＭ検波回路２２に供給されてＡＭ検
波され、オーディオ信号Ｓs 及び及び中間周波信号Ｓi
のレベルに対応したレベルの直流分Ｖ22が取り出され
る。そして、この検波出力のうち、オーディオ信号Ｓs
が、端子ピンＴ12→外付けされたコンデンサＣ11→端子
ピンＴ13の信号ラインを通じてオーディオアンプ２３に
供給され、このアンプ２３からの信号Ｓs が、端子ピン
Ｔ8 を通じ、さらに、直流カット用のコンデンサＣ5 を
通じてスピーカSPに供給される。
化されたＡＭ受信機用のＩＣを示し、外付けのセラミッ
クフィルタ４からの中間周波信号Ｓi が端子ピンＴ11を
通じてアンプ２１に供給され、このアンプ２１からの中
間周波信号Ｓi がＡＭ検波回路２２に供給されてＡＭ検
波され、オーディオ信号Ｓs 及び及び中間周波信号Ｓi
のレベルに対応したレベルの直流分Ｖ22が取り出され
る。そして、この検波出力のうち、オーディオ信号Ｓs
が、端子ピンＴ12→外付けされたコンデンサＣ11→端子
ピンＴ13の信号ラインを通じてオーディオアンプ２３に
供給され、このアンプ２３からの信号Ｓs が、端子ピン
Ｔ8 を通じ、さらに、直流カット用のコンデンサＣ5 を
通じてスピーカSPに供給される。
【０００７】また、このとき、検波回路２２の検波出力
が、ＡＧＣ電圧形成回路２４に供給されて直流分Ｖ22か
らＡＧＣ電圧が形成され、このＡＧＣ電圧が、アンプ２
１にその利得の制御信号として供給され、中間周波信号
Ｓi に対してＡＧＣが行われる。このため、形成回路２
４には、端子ピンＴ6 を通じてコンデンサＣ4 が接続さ
れ、このコンデンサＣ4 により、ローパスフィルタが構
成されて検波出力から直流電圧Ｖ22が取り出され、この
直流電圧Ｖ22からＡＧＣ電圧が形成される。
が、ＡＧＣ電圧形成回路２４に供給されて直流分Ｖ22か
らＡＧＣ電圧が形成され、このＡＧＣ電圧が、アンプ２
１にその利得の制御信号として供給され、中間周波信号
Ｓi に対してＡＧＣが行われる。このため、形成回路２
４には、端子ピンＴ6 を通じてコンデンサＣ4 が接続さ
れ、このコンデンサＣ4 により、ローパスフィルタが構
成されて検波出力から直流電圧Ｖ22が取り出され、この
直流電圧Ｖ22からＡＧＣ電圧が形成される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところが、図４の構成
においては、コンデンサＣ11は、検波回路２２の検波出
力に含まれる直流分Ｖ22をカットするとともに、その交
流分（オーディオ信号）をアンプ２３に供給するための
ものであるから、数μＦの容量が必要とされる。したが
って、コンデンサＣ11はＩＣ化できないので、図４に示
すように、ＩＣ１０に外付けすることになる。
においては、コンデンサＣ11は、検波回路２２の検波出
力に含まれる直流分Ｖ22をカットするとともに、その交
流分（オーディオ信号）をアンプ２３に供給するための
ものであるから、数μＦの容量が必要とされる。したが
って、コンデンサＣ11はＩＣ化できないので、図４に示
すように、ＩＣ１０に外付けすることになる。
【０００９】また、コンデンサＣ4 は、検波回路２２の
検波出力に含まれる直流分Ｖ22をＡＧＣ電圧として取り
出すためのものであるから、容量がやはり数μＦと大き
い。したがって、このコンデンサＣ4 もＩＣ化できない
ので、図４に示すように、ＩＣ１０に外付けすることに
なる。
検波出力に含まれる直流分Ｖ22をＡＧＣ電圧として取り
出すためのものであるから、容量がやはり数μＦと大き
い。したがって、このコンデンサＣ4 もＩＣ化できない
ので、図４に示すように、ＩＣ１０に外付けすることに
なる。
【００１０】ところが、このようにコンデンサＣ11、Ｃ
4 を、ＩＣ１０に外付けすると、ＩＣ１０の端子ピンの
数が増加するので、上述のような問題を生じてしまう。
4 を、ＩＣ１０に外付けすると、ＩＣ１０の端子ピンの
数が増加するので、上述のような問題を生じてしまう。
【００１１】この発明は、このような問題点を解決した
検波回路を提供しようとするものである。
検波回路を提供しようとするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、各部の参照符号を後述の実施例に対応させる
と、直流分Ｖ22の重畳したオーディオ信号Ｓs を出力す
る第１の回路２２と、オーディオ信号Ｓs の処理を行う
第２の回路２３とのインターフェイス回路において、第
１の回路２２から、直流分Ｖ22の重畳したオーディオ信
号Ｓs が供給されて直流分Ｖ22を取り出すローパスフィ
ルタ２４１と、差動入力回路２３１とを設ける。そし
て、差動入力回路２３１に、第１の回路２２からの直流
分Ｖ22の重畳したオーディオ信号Ｓs を供給するととも
に、ローパスフィルタ２４１により取り出された直流分
Ｖ22を供給し、差動入力回路２３１の出力を第２の回路
２３に供給するようにしたものである。
いては、各部の参照符号を後述の実施例に対応させる
と、直流分Ｖ22の重畳したオーディオ信号Ｓs を出力す
る第１の回路２２と、オーディオ信号Ｓs の処理を行う
第２の回路２３とのインターフェイス回路において、第
１の回路２２から、直流分Ｖ22の重畳したオーディオ信
号Ｓs が供給されて直流分Ｖ22を取り出すローパスフィ
ルタ２４１と、差動入力回路２３１とを設ける。そし
て、差動入力回路２３１に、第１の回路２２からの直流
分Ｖ22の重畳したオーディオ信号Ｓs を供給するととも
に、ローパスフィルタ２４１により取り出された直流分
Ｖ22を供給し、差動入力回路２３１の出力を第２の回路
２３に供給するようにしたものである。
【００１３】
【作用】差動入力回路２３１において、第１の回路２２
からの、オーディオ信号Ｓs に重畳した直流分Ｖ22が、
ローパスフィルタ２４１からの直流分Ｖ22によりキャン
セルされ、オーディオ信号Ｓs だけが第２の回路２３に
供給される。
からの、オーディオ信号Ｓs に重畳した直流分Ｖ22が、
ローパスフィルタ２４１からの直流分Ｖ22によりキャン
セルされ、オーディオ信号Ｓs だけが第２の回路２３に
供給される。
【００１４】
【実施例】図１において、アンプ２１からの中間周波信
号Ｓi が、ＡＭ検波回路２２に供給されてＡＭ検波さ
れ、検波出力としてオーディオ信号Ｓs 及び直流分Ｖ22
が取り出され、この検波出力がオーディオアンプ２３に
供給される。このアンプ２３は、この例においては、プ
リアンプ２３１と、パワーアンプ２３２とにより構成さ
れるとともに、アンプ２３１は差動入力とされ、その差
動入力の一方に、検波回路２２の検波出力が供給され
る。
号Ｓi が、ＡＭ検波回路２２に供給されてＡＭ検波さ
れ、検波出力としてオーディオ信号Ｓs 及び直流分Ｖ22
が取り出され、この検波出力がオーディオアンプ２３に
供給される。このアンプ２３は、この例においては、プ
リアンプ２３１と、パワーアンプ２３２とにより構成さ
れるとともに、アンプ２３１は差動入力とされ、その差
動入力の一方に、検波回路２２の検波出力が供給され
る。
【００１５】さらに、検波回路２２の検波出力が、ロー
パスフィルタ２４１に供給される。このローパスフィル
タ２４１は、ＡＧＣ電圧形成回路２４の前段を構成する
ものであり、抵抗器Ｒ1 と、コンデンサＣ4 とにより構
成される。さらに、その抵抗器Ｒ1 はＩＣ１０に内蔵さ
れるが、コンデンサＣ4 は端子ピンＴ6 を通じてＩＣ１
０に外付けされる。そして、このローパスフィルタ２４
１により、検波出力から直流分Ｖ22が取り出され、この
直流分Ｖ22がアンプ２３１の差動入力の他方に供給され
る。
パスフィルタ２４１に供給される。このローパスフィル
タ２４１は、ＡＧＣ電圧形成回路２４の前段を構成する
ものであり、抵抗器Ｒ1 と、コンデンサＣ4 とにより構
成される。さらに、その抵抗器Ｒ1 はＩＣ１０に内蔵さ
れるが、コンデンサＣ4 は端子ピンＴ6 を通じてＩＣ１
０に外付けされる。そして、このローパスフィルタ２４
１により、検波出力から直流分Ｖ22が取り出され、この
直流分Ｖ22がアンプ２３１の差動入力の他方に供給され
る。
【００１６】さらに、フィルタ２５からの直流分Ｖ22
が、ＡＧＣ電圧形成回路２４の後段を構成するバッファ
アンプ２４２を通じてアンプ２１にＡＧＣ電圧として供
給される。
が、ＡＧＣ電圧形成回路２４の後段を構成するバッファ
アンプ２４２を通じてアンプ２１にＡＧＣ電圧として供
給される。
【００１７】このような構成によれば、検波回路２２の
検波出力には、直流分Ｖ22も含まれるので、アンプ２３
１には、オーディオ信号Ｓs と一緒にその直流分Ｖ22も
供給されることになる。しかし、このとき、この検波出
力に含まれ直流分Ｖ22がローパスフィルタ２４１により
取り出され、この取り出された直流分Ｖ22がフィルタ２
４１からアンプ２３１の差動入力の他方に供給される。
検波出力には、直流分Ｖ22も含まれるので、アンプ２３
１には、オーディオ信号Ｓs と一緒にその直流分Ｖ22も
供給されることになる。しかし、このとき、この検波出
力に含まれ直流分Ｖ22がローパスフィルタ２４１により
取り出され、この取り出された直流分Ｖ22がフィルタ２
４１からアンプ２３１の差動入力の他方に供給される。
【００１８】したがって、アンプ２３１には、等価的
に、検波回路２２の検波出力と、フィルタ２４１からの
直流分Ｖ22との差分であるオーディオ信号Ｓs だけが供
給されることになる。そして、このオーディオ信号Ｓs
が、アンプ２３１、２３２により増幅され、スピーカSP
に供給される。
に、検波回路２２の検波出力と、フィルタ２４１からの
直流分Ｖ22との差分であるオーディオ信号Ｓs だけが供
給されることになる。そして、このオーディオ信号Ｓs
が、アンプ２３１、２３２により増幅され、スピーカSP
に供給される。
【００１９】また、このとき、フィルタ２４１により取
り出された直流分Ｖ22が、バッファアンプ２４２を通じ
てアンプ２１にＡＧＣ電圧として供給され、ＡＧＣが行
われる。
り出された直流分Ｖ22が、バッファアンプ２４２を通じ
てアンプ２１にＡＧＣ電圧として供給され、ＡＧＣが行
われる。
【００２０】こうして、この発明によれば、検波回路２
２からのオーディオ信号Ｓs をアンプ２３に供給するこ
とができるが、この場合、特にこの発明によれば、検波
回路２２の検波出力と、この検波出力に含まれる直流分
Ｖ22とを、アンプ２３の差動入力に供給しているので、
アンプ２３には、等価的に検波回路２２の検波出力のう
ちのオーディオ信号Ｓs だけを入力したことになり、検
波回路２２とアンプ２３との間に、直流カット用のコン
デンサを設ける必要がない。したがって、そのような直
流カット用のコンデンサをＩＣ１０に外付けするための
端子ピンが不要となり、図４における端子ピンＴ12、Ｔ
13の２本を減らすことができる。
２からのオーディオ信号Ｓs をアンプ２３に供給するこ
とができるが、この場合、特にこの発明によれば、検波
回路２２の検波出力と、この検波出力に含まれる直流分
Ｖ22とを、アンプ２３の差動入力に供給しているので、
アンプ２３には、等価的に検波回路２２の検波出力のう
ちのオーディオ信号Ｓs だけを入力したことになり、検
波回路２２とアンプ２３との間に、直流カット用のコン
デンサを設ける必要がない。したがって、そのような直
流カット用のコンデンサをＩＣ１０に外付けするための
端子ピンが不要となり、図４における端子ピンＴ12、Ｔ
13の２本を減らすことができる。
【００２１】また、ローパスフィルタ２４１からの直流
分Ｖ22により、オーディオ信号Ｓsと一緒にアンプ２３
１に供給される直流分Ｖ22のキャンセルを行うととも
に、ＡＧＣ電圧を得ているので、コンデンサＣ4 を、図
４におけるコンデンサＣ11とコンデンサＣ4 とを兼ねて
いることになり、外付けされるコンデンサの数も減らす
ことができる。
分Ｖ22により、オーディオ信号Ｓsと一緒にアンプ２３
１に供給される直流分Ｖ22のキャンセルを行うととも
に、ＡＧＣ電圧を得ているので、コンデンサＣ4 を、図
４におけるコンデンサＣ11とコンデンサＣ4 とを兼ねて
いることになり、外付けされるコンデンサの数も減らす
ことができる。
【００２２】図２は、プリアンプ２３１の具体的を示
す。
す。
【００２３】すなわち、トランジスタＱ11、Ｑ12のエミ
ッタが、定電流源用のトランジスタＱ16のコレクタに共
通接続されるとともに、そのエミッタがＩＣ１０の電源
用の端子ピンＴ3 に接続されて差動アンプ３１が構成さ
れる。また、トランジスタＱ11、Ｑ12のコレクタに、ト
ランジスタＱ13、Ｑ14を有するカレントミラー回路３２
が接続されるとともに、このカレントミラー回路３２は
ＩＣ１０の接地用の端子ピンＴ4 を基準電位点とされ
る。
ッタが、定電流源用のトランジスタＱ16のコレクタに共
通接続されるとともに、そのエミッタがＩＣ１０の電源
用の端子ピンＴ3 に接続されて差動アンプ３１が構成さ
れる。また、トランジスタＱ11、Ｑ12のコレクタに、ト
ランジスタＱ13、Ｑ14を有するカレントミラー回路３２
が接続されるとともに、このカレントミラー回路３２は
ＩＣ１０の接地用の端子ピンＴ4 を基準電位点とされ
る。
【００２４】そして、トランジスタＱ11のベースに、検
波回路２２の検波出力、すなわち、オーディオ信号Ｓs
及び直流分Ｖ22が供給されるとともに、トランジスタＱ
12のベースに、ローパスフィルタ２４１からの直流分Ｖ
22が供給され、トランジスタＱ12、Ｑ14のコレクタ出力
がアンプ２３２に供給される。
波回路２２の検波出力、すなわち、オーディオ信号Ｓs
及び直流分Ｖ22が供給されるとともに、トランジスタＱ
12のベースに、ローパスフィルタ２４１からの直流分Ｖ
22が供給され、トランジスタＱ12、Ｑ14のコレクタ出力
がアンプ２３２に供給される。
【００２５】また、トランジスタＱ16は、トランジスタ
Ｑ15、Ｑ17とともにカレントミラー回路３３を構成して
いるものであり、端子ピンＴ3 を基準電位点としている
とともに、その入力側のトランジスタＱ15に、定電流回
路３４が接続される。
Ｑ15、Ｑ17とともにカレントミラー回路３３を構成して
いるものであり、端子ピンＴ3 を基準電位点としている
とともに、その入力側のトランジスタＱ15に、定電流回
路３４が接続される。
【００２６】さらに、トランジスタＱ21〜Ｑ23により、
端子ピンＴ4 を基準電位点としてカレントミラー回路３
５が構成され、その入力側のトランジスタＱ21のコレク
タがトランジスタＱ24のベースに接続されるとともに、
このトランジスタＱ24のエミッタがトランジスタＱ17の
コレクタに接続され、トランジスタＱ22、Ｑ23のコレク
タが、トランジスタＱ11、Ｑ12のベースにそれぞれ接続
される。
端子ピンＴ4 を基準電位点としてカレントミラー回路３
５が構成され、その入力側のトランジスタＱ21のコレク
タがトランジスタＱ24のベースに接続されるとともに、
このトランジスタＱ24のエミッタがトランジスタＱ17の
コレクタに接続され、トランジスタＱ22、Ｑ23のコレク
タが、トランジスタＱ11、Ｑ12のベースにそれぞれ接続
される。
【００２７】なお、各トランジスタは、トランジスタＱ
16を除いて等しい特性とされるとともに、トランジスタ
Ｑ16のベース・エミッタ間の接合面積がトランジスタＱ
17のベース・エミッタ間の接合面積の２倍とされ、トラ
ンジスタＱ17のコレクタ電流を値Ｉ0 とするとき、トラ
ンジスタＱ16のコレクタ電流は２倍の値２Ｉ0 とされ
る。
16を除いて等しい特性とされるとともに、トランジスタ
Ｑ16のベース・エミッタ間の接合面積がトランジスタＱ
17のベース・エミッタ間の接合面積の２倍とされ、トラ
ンジスタＱ17のコレクタ電流を値Ｉ0 とするとき、トラ
ンジスタＱ16のコレクタ電流は２倍の値２Ｉ0 とされ
る。
【００２８】このような構成によれば、トランジスタＱ
11、Ｑ12が差動アンプ３１を構成しているとともに、そ
のトランジスタＱ11のベースに、検波出力である信号Ｓ
s 及び直流分Ｖ22が供給され、トランジスタＱ12のベー
スに直流分Ｖ22が供給されるので、トランジスタＱ11、
Ｑ12には、信号Ｓs だけが供給されたのと等価である。
したがって、この信号Ｓs が、アンプ２３１により増幅
されてトランジスタＱ12、Ｑ14のコレクタから出力さ
れ、アンプ２３２に供給される。
11、Ｑ12が差動アンプ３１を構成しているとともに、そ
のトランジスタＱ11のベースに、検波出力である信号Ｓ
s 及び直流分Ｖ22が供給され、トランジスタＱ12のベー
スに直流分Ｖ22が供給されるので、トランジスタＱ11、
Ｑ12には、信号Ｓs だけが供給されたのと等価である。
したがって、この信号Ｓs が、アンプ２３１により増幅
されてトランジスタＱ12、Ｑ14のコレクタから出力さ
れ、アンプ２３２に供給される。
【００２９】したがって、上述のように、検波回路２２
とアンプ２３１との間に、図４のような直流カットコン
デンサＣ11を必要とせず、両回路は直結される。
とアンプ２３１との間に、図４のような直流カットコン
デンサＣ11を必要とせず、両回路は直結される。
【００３０】そして、このとき、トランジスタＱ16のコ
レクタ電流が値２Ｉ0 であるから、トランジスタＱ11、
Ｑ12のエミッタ電流はそれぞれ値Ｉ0 となる。また、ト
ランジスタＱ17のコレクタ電流は値Ｉ0 であるから、ト
ランジスタＱ24のエミッタ電流も値Ｉ0 となる。したが
って、トランジスタＱ24に値Ｉ0 のエミッタ電流を与え
るときのトランジスタＱ24のベース電流の値をＩB とす
れば、トランジスタＱ11、Ｑ12のベース電流もそれぞれ
値ＩB 、ＩB となる。
レクタ電流が値２Ｉ0 であるから、トランジスタＱ11、
Ｑ12のエミッタ電流はそれぞれ値Ｉ0 となる。また、ト
ランジスタＱ17のコレクタ電流は値Ｉ0 であるから、ト
ランジスタＱ24のエミッタ電流も値Ｉ0 となる。したが
って、トランジスタＱ24に値Ｉ0 のエミッタ電流を与え
るときのトランジスタＱ24のベース電流の値をＩB とす
れば、トランジスタＱ11、Ｑ12のベース電流もそれぞれ
値ＩB 、ＩB となる。
【００３１】そして、トランジスタＱ24のベース電流Ｉ
B が、カレントミラー回路２３のトランジスタＱ21に供
給されるので、トランジスタＱ22、Ｑ23のコレクタに
は、それぞれ値ＩB 、ＩB のコレクタ電流が流れ込むこ
とになる。したがって、トランジスタＱ11、Ｑ12のベー
ス電流ＩB 、ＩB は、トランジスタＱ22、Ｑ23のコレク
タにそれぞれ流れ込むことになり、トランジスタＱ11、
Ｑ12のベース電流ＩB 、ＩB が、抵抗器Ｒ1 を流れるこ
とがない。
B が、カレントミラー回路２３のトランジスタＱ21に供
給されるので、トランジスタＱ22、Ｑ23のコレクタに
は、それぞれ値ＩB 、ＩB のコレクタ電流が流れ込むこ
とになる。したがって、トランジスタＱ11、Ｑ12のベー
ス電流ＩB 、ＩB は、トランジスタＱ22、Ｑ23のコレク
タにそれぞれ流れ込むことになり、トランジスタＱ11、
Ｑ12のベース電流ＩB 、ＩB が、抵抗器Ｒ1 を流れるこ
とがない。
【００３２】したがって、抵抗器Ｒ1 に降下電圧を生じ
ることがないので、検波回路２２の検波出力に含まれる
直流分Ｖ22と、フィルタ２４１からの直流分Ｖ22とは等
しい値となり、トランジスタＱ12、Ｑ14の出力信号Ｓs
に直流オフセット生じたり、アンプ２３２の動作点がず
れたりすることがない。
ることがないので、検波回路２２の検波出力に含まれる
直流分Ｖ22と、フィルタ２４１からの直流分Ｖ22とは等
しい値となり、トランジスタＱ12、Ｑ14の出力信号Ｓs
に直流オフセット生じたり、アンプ２３２の動作点がず
れたりすることがない。
【００３３】次に、上述の入力回路を使用したＡＭ受信
機用の１チップＩＣの一例について、図３により説明す
る。
機用の１チップＩＣの一例について、図３により説明す
る。
【００３４】図３において、鎖線で囲った部分が、１チ
ップＩＣ化されたＡＭ受信機用のＩＣ１０を示し、Ｔ1
〜Ｔ8 はその端子ピンである。
ップＩＣ化されたＡＭ受信機用のＩＣ１０を示し、Ｔ1
〜Ｔ8 はその端子ピンである。
【００３５】また、鎖線の外側の部品が外付けされた部
品あるいは回路であり、１はアンテナ同調回路、２は局
部発振用の共振回路である。そして、同調回路１は、バ
ーアンテナ（アンテナ同調コイル）Ｌ1 及びバリコン
（可変コンデンサ）VC1 とから構成され、共振回路２
は、局部発振コイルＬ2 と、バリコンVC1 に連動するバ
リコンVC2 とから構成されている。
品あるいは回路であり、１はアンテナ同調回路、２は局
部発振用の共振回路である。そして、同調回路１は、バ
ーアンテナ（アンテナ同調コイル）Ｌ1 及びバリコン
（可変コンデンサ）VC1 とから構成され、共振回路２
は、局部発振コイルＬ2 と、バリコンVC1 に連動するバ
リコンVC2 とから構成されている。
【００３６】さらに、SWは電源スイッチ、BATTは電源用
の例えば３Ｖの電池、VRは音量調整用の可変抵抗器、SP
はスピーカである。
の例えば３Ｖの電池、VRは音量調整用の可変抵抗器、SP
はスピーカである。
【００３７】そして、アンテナ同調回路１により、周波
数ｆr の放送波信号（ＡＭ波信号）Ｓr 、すなわち、 Ｓr ＝Ｅr ・sin ωr ｔ ωr ＝２πｆr が選択されて取り出される。なお、以後の信号処理にお
いては、各信号の相対的な振幅及び位相が関係するだけ
なので、上式及び以後の説明においては、各信号の初期
位相は省略する。
数ｆr の放送波信号（ＡＭ波信号）Ｓr 、すなわち、 Ｓr ＝Ｅr ・sin ωr ｔ ωr ＝２πｆr が選択されて取り出される。なお、以後の信号処理にお
いては、各信号の相対的な振幅及び位相が関係するだけ
なので、上式及び以後の説明においては、各信号の初期
位相は省略する。
【００３８】そして、この信号Ｓr が、ＩＣ１０のピン
Ｔ1 を通じて高周波アンプ１１に供給され、このアンプ
１１からの信号Ｓr が、第１及び第２のミキサ回路１２
Ａ、１２Ｂに供給に供給される。
Ｔ1 を通じて高周波アンプ１１に供給され、このアンプ
１１からの信号Ｓr が、第１及び第２のミキサ回路１２
Ａ、１２Ｂに供給に供給される。
【００３９】さらに、局部発振回路１３に、端子ピンＴ
2 を通じて共振回路２が接続されて局部発振信号Ｓo が
形成される。この場合、この発振信号Ｓo の発振周波数
は、値２ｆo とされるとともに、 ２ｆo ＝（ｆr ＋ｆi ）×２ ｆi は中間周波数で、ｆi ＝55ｋHz とされる。
2 を通じて共振回路２が接続されて局部発振信号Ｓo が
形成される。この場合、この発振信号Ｓo の発振周波数
は、値２ｆo とされるとともに、 ２ｆo ＝（ｆr ＋ｆi ）×２ ｆi は中間周波数で、ｆi ＝55ｋHz とされる。
【００４０】そして、この発振信号Ｓo が、カウンタ１
４に供給され、１／２の周波数で、互いに位相が90°異
なる局発信号Ｓoa、Ｓobに分周される。すなわち、 Ｓoa＝Ｅo ・cos ωo ｔ Ｓob＝Ｅo ・sin ωo ｔ ωo ＝２πｆo の信号Ｓoa、Ｓobに分周される。
４に供給され、１／２の周波数で、互いに位相が90°異
なる局発信号Ｓoa、Ｓobに分周される。すなわち、 Ｓoa＝Ｅo ・cos ωo ｔ Ｓob＝Ｅo ・sin ωo ｔ ωo ＝２πｆo の信号Ｓoa、Ｓobに分周される。
【００４１】そして、これら信号Ｓoa、Ｓobが、ミキサ
回路１２Ａ、１２Ｂに供給されて信号Ｓr とそれぞれ乗
算され、ミキサ回路１２Ａ、１２Ｂからは、次のような
信号Ｓia、Ｓibが取り出される。すなわち、 Ｓia＝Ｓr ・Ｓoa ＝Ｅr ・sin ωr ｔ・Ｅo ・cos ωo ｔ ＝α｛sin （ωr ＋ωo ）ｔ＋sin （ωr −ωo ）ｔ｝ Ｓib＝Ｓr ・Ｓob ＝Ｅr ・sin ωr ｔ・Ｅo ・sin ωo ｔ ＝α｛−cos （ωr ＋ωo ）ｔ＋cos （ωr −ωo ）ｔ｝ ωr ＝２πｆr α＝Ｅr ・Ｅo ／２ の信号Ｓia、Ｓibが取り出される。
回路１２Ａ、１２Ｂに供給されて信号Ｓr とそれぞれ乗
算され、ミキサ回路１２Ａ、１２Ｂからは、次のような
信号Ｓia、Ｓibが取り出される。すなわち、 Ｓia＝Ｓr ・Ｓoa ＝Ｅr ・sin ωr ｔ・Ｅo ・cos ωo ｔ ＝α｛sin （ωr ＋ωo ）ｔ＋sin （ωr −ωo ）ｔ｝ Ｓib＝Ｓr ・Ｓob ＝Ｅr ・sin ωr ｔ・Ｅo ・sin ωo ｔ ＝α｛−cos （ωr ＋ωo ）ｔ＋cos （ωr −ωo ）ｔ｝ ωr ＝２πｆr α＝Ｅr ・Ｅo ／２ の信号Ｓia、Ｓibが取り出される。
【００４２】そして、後述するように、これら信号Ｓi
a、Ｓibのうち、角周波数（ωr −ωo ）の信号成分が
中間周波信号として使用され、角周波数（ωr ＋ωo ）
の信号成分は除去されるので、簡単のため、上式の角周
波数（ωr ＋ωo ）の信号成分を無視すると、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ となる。
a、Ｓibのうち、角周波数（ωr −ωo ）の信号成分が
中間周波信号として使用され、角周波数（ωr ＋ωo ）
の信号成分は除去されるので、簡単のため、上式の角周
波数（ωr ＋ωo ）の信号成分を無視すると、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ となる。
【００４３】そして、このとき、イメージ信号Ｓm は、
Ｓm ＝Ｅm ・sin ωm ｔ
ωm ＝ωo ＋ωi
ωi ＝２πｆi
であるから、同調回路１からの放送波信号Ｓr に、イメ
ージ信号Ｓmが含まれているとすれば、このときの信号
Ｓia、Ｓibは、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ） β＝Ｅm ・Ｅo ／２ となる。そして、さらに、 ωr ＜ωo ＜ωm であるから、上式は、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） ＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ） ＝α・cos （ωo −ωr ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ） となる。
ージ信号Ｓmが含まれているとすれば、このときの信号
Ｓia、Ｓibは、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ） β＝Ｅm ・Ｅo ／２ となる。そして、さらに、 ωr ＜ωo ＜ωm であるから、上式は、 Ｓia＝α・sin （ωr −ωo ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） ＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） Ｓib＝α・cos （ωr −ωo ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ） ＝α・cos （ωo −ωr ）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ） となる。
【００４４】そして、これら信号Ｓia、Ｓibが、移相回
路１５に供給される。この移相回路１５は、例えば、コ
ンデンサ、抵抗器及びオぺアンプを使用したアクティブ
フィルタにより構成され、55ｋHz±10ｋHzの帯域におい
て、入力された２信号Ｓia、Ｓibの位相差を90°±１°
の関係に移相するものである。こうして、移相回路１５
において、信号Ｓibが信号Ｓiaに対して90°遅相され
て、 Ｓia＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） Ｓib＝α・cos （ωo −ωr ＋90°）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ＋90°） ＝α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） とされ、これら信号Ｓia、Ｓibが減算回路１６に供給さ
れて減算され、減算回路１６からは、 Ｓi ＝Ｓib−Ｓia ＝α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） −｛−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）｝ ＝２α・sin （ωo −ωr ）ｔ で示される信号Ｓi が取り出される。
路１５に供給される。この移相回路１５は、例えば、コ
ンデンサ、抵抗器及びオぺアンプを使用したアクティブ
フィルタにより構成され、55ｋHz±10ｋHzの帯域におい
て、入力された２信号Ｓia、Ｓibの位相差を90°±１°
の関係に移相するものである。こうして、移相回路１５
において、信号Ｓibが信号Ｓiaに対して90°遅相され
て、 Ｓia＝−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） Ｓib＝α・cos （ωo −ωr ＋90°）ｔ＋β・cos （ωm −ωo ＋90°） ＝α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） とされ、これら信号Ｓia、Ｓibが減算回路１６に供給さ
れて減算され、減算回路１６からは、 Ｓi ＝Ｓib−Ｓia ＝α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ） −｛−α・sin （ωo −ωr ）ｔ＋β・sin （ωm −ωo ）｝ ＝２α・sin （ωo −ωr ）ｔ で示される信号Ｓi が取り出される。
【００４５】ここで、
ωo −ωr ＝２π（ｆo −ｆr ）
＝２πｆi
であるから、信号Ｓi は目的とする中間周波信号であ
る。また、同調回路１からの放送波信号Ｓr にイメージ
信号Ｓm が含まれていても、この中間周波信号Ｓiにお
いては、イメージ信号Ｓm による信号成分はキャンセル
されて含まれないことになる。
る。また、同調回路１からの放送波信号Ｓr にイメージ
信号Ｓm が含まれていても、この中間周波信号Ｓiにお
いては、イメージ信号Ｓm による信号成分はキャンセル
されて含まれないことになる。
【００４６】こうして、減算回路１６からは、放送波信
号Ｓr から変換された中間周波信号Ｓi （及び角周波数
（ωr ＋ωo ）の信号成分など）が取り出される。
号Ｓr から変換された中間周波信号Ｓi （及び角周波数
（ωr ＋ωo ）の信号成分など）が取り出される。
【００４７】そして、この中間周波信号Ｓi が、中間周
波フィルタ用のバンドパスフィルタ１７に供給される。
このバンドパスフィルタ１７は、例えば、コンデンサ、
抵抗器及びオペアンプを使用したバイクワッド型のアク
ティブフィルタにより構成され、その通過帯域は、55ｋ
Hz±３ｋHzとされる。こうして、バンドパスフィルタ１
７において、不要な信号成分が除去されて中間周波信号
Ｓi だけが取り出される。
波フィルタ用のバンドパスフィルタ１７に供給される。
このバンドパスフィルタ１７は、例えば、コンデンサ、
抵抗器及びオペアンプを使用したバイクワッド型のアク
ティブフィルタにより構成され、その通過帯域は、55ｋ
Hz±３ｋHzとされる。こうして、バンドパスフィルタ１
７において、不要な信号成分が除去されて中間周波信号
Ｓi だけが取り出される。
【００４８】そして、この取り出された中間周波信号Ｓ
i が、アンプ２１を通じてＡＭ検波回路２２に供給され
てオーディオ信号Ｓs （及び中間周波信号Ｓi のレベル
に対応したレベルの直流分Ｖ22）が取り出され、そのオ
ーディオ信号Ｓs が、差動入力のオーディオアンプ２３
に供給され、このアンプ２３からの信号Ｓs が、ピンＴ
8 及びコンデンサＣ5 を通じてスピーカSPに供給され
る。
i が、アンプ２１を通じてＡＭ検波回路２２に供給され
てオーディオ信号Ｓs （及び中間周波信号Ｓi のレベル
に対応したレベルの直流分Ｖ22）が取り出され、そのオ
ーディオ信号Ｓs が、差動入力のオーディオアンプ２３
に供給され、このアンプ２３からの信号Ｓs が、ピンＴ
8 及びコンデンサＣ5 を通じてスピーカSPに供給され
る。
【００４９】さらに、ミキサ回路１２Ｂからの信号Ｓib
が、ＡＧＣ電圧形成回路１８に供給されてＡＧＣ電圧が
形成され、このＡＧＣ電圧がアンプ１１にその利得の制
御信号として供給されて信号Ｓia、Ｓibに対してＡＧＣ
が行われる。なお、この場合、形成回路１８には、ピン
Ｔ5 を通じてコンデンサＣ3 が接続され、このコンデン
サＣ3 により、ローパスフィルタが構成されてＡＧＣ電
圧となる直流分が取り出される。また、このＡＧＣ電圧
が、移相回路１５及びバンドパスフィルタ１７を構成し
ている各オペアンプに基準電圧としてそれぞれ供給され
る。
が、ＡＧＣ電圧形成回路１８に供給されてＡＧＣ電圧が
形成され、このＡＧＣ電圧がアンプ１１にその利得の制
御信号として供給されて信号Ｓia、Ｓibに対してＡＧＣ
が行われる。なお、この場合、形成回路１８には、ピン
Ｔ5 を通じてコンデンサＣ3 が接続され、このコンデン
サＣ3 により、ローパスフィルタが構成されてＡＧＣ電
圧となる直流分が取り出される。また、このＡＧＣ電圧
が、移相回路１５及びバンドパスフィルタ１７を構成し
ている各オペアンプに基準電圧としてそれぞれ供給され
る。
【００５０】また、検波回路２２の検波出力が、ＡＧＣ
電圧形成回路２４に供給されて直流分Ｖ22が取り出さ
れ、この直流分Ｖ22からＡＧＣ電圧が形成され、このＡ
ＧＣ電圧がアンプ１１、２１にその利得の制御信号とし
て供給され、中間周波信号Ｓia、Ｓib、Ｓi に対してＡ
ＧＣが行われる。さらに、その直流電圧Ｖ22が、アンプ
２３の差動入力に供給され、検波回路２２からアンプ２
３にオーディオ信号Ｓsと一緒に供給される直流分Ｖ22
が、等価的にキャンセルされる。
電圧形成回路２４に供給されて直流分Ｖ22が取り出さ
れ、この直流分Ｖ22からＡＧＣ電圧が形成され、このＡ
ＧＣ電圧がアンプ１１、２１にその利得の制御信号とし
て供給され、中間周波信号Ｓia、Ｓib、Ｓi に対してＡ
ＧＣが行われる。さらに、その直流電圧Ｖ22が、アンプ
２３の差動入力に供給され、検波回路２２からアンプ２
３にオーディオ信号Ｓsと一緒に供給される直流分Ｖ22
が、等価的にキャンセルされる。
【００５１】さらに、アンプ２３には、ピンＴ7 を通じ
て可変抵抗器VRが接続され、この可変抵抗器VRの抵抗値
に対応してアンプ２３の利得が制御され、したがって、
この可変抵抗器VRにより音量調整が行われる。
て可変抵抗器VRが接続され、この可変抵抗器VRの抵抗値
に対応してアンプ２３の利得が制御され、したがって、
この可変抵抗器VRにより音量調整が行われる。
【００５２】なお、コンデンサＣ6 は、オーディオ信号
Ｓs 以外の信号成分をバイパスさせるためのものであ
る。
Ｓs 以外の信号成分をバイパスさせるためのものであ
る。
【００５３】こうして、放送の受信ができるが、この場
合、中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１７を、
コンデンサ及び抵抗器を有するアクティブフィルタによ
り構成しているので、ＩＣ１０に内蔵させることがで
き、したがって、端子ピンの数を２本減らすことができ
る。さらに、図３からも明らかなように、ＩＣ１０は８
本の端子ピンＴ1 〜Ｔ8 を必要とするだけである。
合、中間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ１７を、
コンデンサ及び抵抗器を有するアクティブフィルタによ
り構成しているので、ＩＣ１０に内蔵させることがで
き、したがって、端子ピンの数を２本減らすことができ
る。さらに、図３からも明らかなように、ＩＣ１０は８
本の端子ピンＴ1 〜Ｔ8 を必要とするだけである。
【００５４】しかも、受信方式がスーパーヘテロダイン
方式なので、十分な選択性を得ることができ、混信など
の妨害特性が改善される。
方式なので、十分な選択性を得ることができ、混信など
の妨害特性が改善される。
【００５５】さらに、中間周波数ｆi が、一般の中間周
波数や受信帯域に比べて十分に低い周波数なので、ＩＣ
化のとき、バンドパスフィルタ（中間周波フィルタ）１
７の１段あたりの占める面積は大きくなるが、必要な選
択度特性を得るための段数を少なくすることができ、し
たがって、ＩＣ１０において、バンドパスフィルタ１７
全体の占める面積が小さくすることができるので、ＩＣ
化をすることができる。
波数や受信帯域に比べて十分に低い周波数なので、ＩＣ
化のとき、バンドパスフィルタ（中間周波フィルタ）１
７の１段あたりの占める面積は大きくなるが、必要な選
択度特性を得るための段数を少なくすることができ、し
たがって、ＩＣ１０において、バンドパスフィルタ１７
全体の占める面積が小さくすることができるので、ＩＣ
化をすることができる。
【００５６】また、中間周波数ｆi が低いと、イメージ
特性が悪くなるが、回路１２Ａ〜１６によりイメージ信
号Ｓm を除去しているので、イメージ特性が悪くなるこ
とがない。
特性が悪くなるが、回路１２Ａ〜１６によりイメージ信
号Ｓm を除去しているので、イメージ特性が悪くなるこ
とがない。
【００５７】さらに、移相回路１５及びバンドパスフィ
ルタ１７はアクティブフィルタにより構成されているの
で、これらの回路１５、１７は扱うことのできる信号レ
ベルに限界があるが、アンプ１２に対してＡＧＣをかけ
ているので、移相回路１５及びバンドパスフィルタ１７
に対して過大入力を生じることがない。
ルタ１７はアクティブフィルタにより構成されているの
で、これらの回路１５、１７は扱うことのできる信号レ
ベルに限界があるが、アンプ１２に対してＡＧＣをかけ
ているので、移相回路１５及びバンドパスフィルタ１７
に対して過大入力を生じることがない。
【００５８】なお、上述において、検波回路２２がＦＭ
検波回路の場合には、直流分Ｖ22をＡＦＣ電圧として使
用することができる。また、受信機以外にも、直流分が
重畳したオーディオ信号を、直流カットコンデンサを使
用せずに次段の回路に供給する場合であれば、この発明
は有効である。
検波回路の場合には、直流分Ｖ22をＡＦＣ電圧として使
用することができる。また、受信機以外にも、直流分が
重畳したオーディオ信号を、直流カットコンデンサを使
用せずに次段の回路に供給する場合であれば、この発明
は有効である。
【００５９】
【発明の効果】この発明によれば、検波回路２２の検波
出力から直流分Ｖ22を取り出してＡＧＣ電圧を形成する
とともに、そのＡＧＣ電圧となる直流分Ｖ22をアンプ２
３に供給しているので、アンプ２３には、検波回路２２
の検波出力を直接入力することができる。したがって、
検波回路２２とアンプ２３との間に、直流カット用のコ
ンデンサを設ける必要がなく、そのようなコンデンサを
ＩＣ１０に外付けするための端子ピンも不要となり、２
本の端子ピンを減らすことができる。
出力から直流分Ｖ22を取り出してＡＧＣ電圧を形成する
とともに、そのＡＧＣ電圧となる直流分Ｖ22をアンプ２
３に供給しているので、アンプ２３には、検波回路２２
の検波出力を直接入力することができる。したがって、
検波回路２２とアンプ２３との間に、直流カット用のコ
ンデンサを設ける必要がなく、そのようなコンデンサを
ＩＣ１０に外付けするための端子ピンも不要となり、２
本の端子ピンを減らすことができる。
【００６０】また、直流カット用のコンデンサと、ＡＧ
Ｃ電圧形成用のコンデンサとを兼用しているので、ＩＣ
１０に外付けされるコンデンサを１つ減らすことができ
る。
Ｃ電圧形成用のコンデンサとを兼用しているので、ＩＣ
１０に外付けされるコンデンサを１つ減らすことができ
る。
【図１】この発明の一例の系統図である。
【図２】この発明の一例の接続図である。
【図３】この発明の適用例の系統図である。
【図４】従来例の系統図である。
１ アンテナ同調回路
２ 局部発振用の共振回路
１０ １チップＩＣ
１１ 高周波アンプ
１２Ａ 第１のミキサ回路
１２Ｂ 第２のミキサ回路
１３ 局部発振回路
１４ カウンタ
１５ 移相回路
１６ 減算回路
１７ バンドパスフィルタ
１８ ＡＧＣ電圧形成回路
２１ アンプ
２２ ＡＭ検波回路
２３ オーディオアンプ
２４ ＡＧＣ電圧形成回路
２３１ プリアンプ
２３２ パワーアンプ
２４１ ローパスフィルタ
２４２ バッファアンプ
Ｔ1 〜Ｔ8 端子ピン
Claims (3)
- 【請求項１】 直流分の重畳したオーディオ信号を出力
する第１の回路と、上記オーディオ信号の処理を行う第
２の回路とのインターフェイス回路において、 上記第１の回路から、上記直流分の重畳したオーディオ
信号が供給されて上記直流分を取り出すローパスフィル
タと、 差動入力回路とを有し、 上記差動入力回路に、上記第１の回路からの上記直流分
の重畳したオーディオ信号を供給するとともに、 上記ローパスフィルタにより取り出された上記直流分を
供給し、 上記差動入力回路の出力を上記第２の回路に供給するよ
うにしたオーディオ信号のインターフェイス回路。 - 【請求項２】 検波回路と、 この検波回路からのオーディオ信号を増幅するオーディ
オアンプとのインターフェイス回路において、 上記検波回路の検波出力が供給されてこの検波出力に含
まれる直流分を取り出すローパスフィルタと、 差動入力のアンプとを有し、 上記差動入力のアンプに、上記検波回路の検波出力を供
給するとともに、 上記ローパスフィルタにより取り出された直流分を供給
し、 上記差動入力のアンプの出力を上記オーディオアンプに
供給するようにしたオーディオ信号のインターフェイス
回路。 - 【請求項３】 ＡＭ検波回路と、このＡＭ検波回路から
のオーディオ信号を増幅するオーディオアンプとのイン
ターフェイス回路において、 上記ＡＭ検波回路の検波出力が供給されてこの検波出力
に含まれる直流分を取り出すローパスフィルタと、 上記ＡＭ検波回路の検波出力と、上記ローパスフィルタ
により取り出された直流分とが供給される差動入力のア
ンプとを有し、 この差動入力のアンプの出力を上記オーディオアンプに
供給するとともに、 上記ローパスフィルタにより取り出された直流分により
ＡＧＣを行うようにしたオーディオ信号のインターフェ
イス回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3211637A JPH0537268A (ja) | 1991-07-29 | 1991-07-29 | オーデイオ信号のインターフエイス回路 |
| KR1019920000729A KR100239971B1 (ko) | 1991-07-29 | 1992-01-20 | 오디오 신호용 인터페이스 회로 |
| US07/916,377 US5300826A (en) | 1991-07-29 | 1992-07-21 | Interface circuit for audio signal |
| DE69219689T DE69219689T2 (de) | 1991-07-29 | 1992-07-27 | Wechselstrom-Gleichstrom Entkopplungsschaltung für Audio-Signale und in integrierten Schaltungen angewendet |
| EP92306838A EP0526146B1 (en) | 1991-07-29 | 1992-07-27 | AC-DC decoupling circuit for audio signals and used in an integrated circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3211637A JPH0537268A (ja) | 1991-07-29 | 1991-07-29 | オーデイオ信号のインターフエイス回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0537268A true JPH0537268A (ja) | 1993-02-12 |
Family
ID=16609079
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3211637A Pending JPH0537268A (ja) | 1991-07-29 | 1991-07-29 | オーデイオ信号のインターフエイス回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5300826A (ja) |
| EP (1) | EP0526146B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0537268A (ja) |
| KR (1) | KR100239971B1 (ja) |
| DE (1) | DE69219689T2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0888099B1 (en) * | 1995-03-27 | 2005-01-12 | SDGI Holdings, Inc. | Spinal fusion implants and tools for insertion and revision |
| US5592124A (en) * | 1995-06-26 | 1997-01-07 | Burr-Brown Corporation | Integrated photodiode/transimpedance amplifier |
| US5757751A (en) * | 1996-01-16 | 1998-05-26 | International Business Machines Corporation | Baseline correction circuit for pulse width modulated data readback systems |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3590811A (en) * | 1968-12-06 | 1971-07-06 | American Optical Corp | Electrocardiographic r-wave detector |
| US4241455A (en) * | 1977-12-29 | 1980-12-23 | Sperry Corporation | Data receiving and processing circuit |
| US4405901A (en) * | 1981-02-23 | 1983-09-20 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Signal processing circuit |
| US4460821A (en) * | 1982-05-25 | 1984-07-17 | Radiant Technology Corporation | Infrared furnace with muffle |
| US4536666A (en) * | 1982-11-26 | 1985-08-20 | Tektronix, Inc. | Trigger coupling circuit for providing a plurality of coupling modes |
| JPS6468162A (en) * | 1987-09-09 | 1989-03-14 | Man Design Co | Fsk demodulator |
| DE4109893A1 (de) * | 1991-03-26 | 1992-10-01 | Philips Patentverwaltung | Integrierte schaltungsanordnung mit einem differenzverstaerker |
-
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