JPH0537491A - スペクトラム拡散通信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散通信装置Info
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- JPH0537491A JPH0537491A JP3214459A JP21445991A JPH0537491A JP H0537491 A JPH0537491 A JP H0537491A JP 3214459 A JP3214459 A JP 3214459A JP 21445991 A JP21445991 A JP 21445991A JP H0537491 A JPH0537491 A JP H0537491A
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- H04J13/0007—Code type
- H04J13/0022—PN, e.g. Kronecker
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
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- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/709—Correlator structure
- H04B1/7093—Matched filter type
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 ＳＳ通信装置において、狭帯域妨害信号が複
数存在していても、復調誤りを最小限に抑えることであ
る。 【構成】 送信機Ｔでは、ＰＮ符号発生器１からの第１
のＰＮ符号（イ）と、シフトレジスタ３からの遅延位相
の第２のＰＮ符号（ロ）がＭＰＸ２に入力され、ＥＯＲ
１７からのデータ（ハ）と擾乱信号（ナ）との排他的論
理和出力で切替えられ、変調器４で高周波信号が変調さ
れて送信される。受信機Ｒでは、相関器９からの相関出
力（ル）を検波回路１２で検波し、その検波出力が電圧
比較器１３で２値化され、得られた相関パルス（ヲ）が
ＡＮＤゲート１４，１５に加えられる。時間窓パルス
（ワ），（カ）はＭＰＸ１８，１９に加えられ制御信号
（ム）により切替えられてＡＮＤゲート１４，１５に加
えられる。ＡＮＤゲート１４，１５からのパルスは復調
回路１６のアップダウンカウンタでカウントされて、デ
ータが復調される。
数存在していても、復調誤りを最小限に抑えることであ
る。 【構成】 送信機Ｔでは、ＰＮ符号発生器１からの第１
のＰＮ符号（イ）と、シフトレジスタ３からの遅延位相
の第２のＰＮ符号（ロ）がＭＰＸ２に入力され、ＥＯＲ
１７からのデータ（ハ）と擾乱信号（ナ）との排他的論
理和出力で切替えられ、変調器４で高周波信号が変調さ
れて送信される。受信機Ｒでは、相関器９からの相関出
力（ル）を検波回路１２で検波し、その検波出力が電圧
比較器１３で２値化され、得られた相関パルス（ヲ）が
ＡＮＤゲート１４，１５に加えられる。時間窓パルス
（ワ），（カ）はＭＰＸ１８，１９に加えられ制御信号
（ム）により切替えられてＡＮＤゲート１４，１５に加
えられる。ＡＮＤゲート１４，１５からのパルスは復調
回路１６のアップダウンカウンタでカウントされて、デ
ータが復調される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスペクトラム拡散（Ｓ
Ｓ）通信装置に係り、特にＣＰＳＫ変復調方式をとるＳ
Ｓ通信装置において複数の狭帯域妨害信号による復調誤
りを減少させるための改良に関する。
Ｓ）通信装置に係り、特にＣＰＳＫ変復調方式をとるＳ
Ｓ通信装置において複数の狭帯域妨害信号による復調誤
りを減少させるための改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】スペクトラム拡散通信方法は、Ｒ.Ｃ.Ｄ
ixon著の“Spread Spectrum Systems”にも記載されて
いるように、妨害、雑音、フェージングに強く、信号の
秘匿性及び秘話性を有し、また非同期ランダムアクセス
が可能である、という特徴を有している。このような、
スペクトラム拡散変調通信においては、従来より、この
通信方式に適したデータの変復調方式が課題となってい
る。
ixon著の“Spread Spectrum Systems”にも記載されて
いるように、妨害、雑音、フェージングに強く、信号の
秘匿性及び秘話性を有し、また非同期ランダムアクセス
が可能である、という特徴を有している。このような、
スペクトラム拡散変調通信においては、従来より、この
通信方式に適したデータの変復調方式が課題となってい
る。
【０００３】そのため、本願出願人は、先願である２つ
の特願平１−２９５３８号及び特願平１−２４４９３１
号において、新規なデータ変復調方式を提案している。
その最初の特許出願のデータ変復調方式は、その第１図
及び第２図に示してあるように、送信側では、複数の互
いに異なったＰＮ符号をデータ・ビットの値に従って切
り替えて拡散符号を形成した後送信し、そして受信側で
は、相関器にＳＡＷコンボルバを用い、そして受信信号
に含まれたＰＮ符号と受信機内部の参照用ＰＮ符号との
同期を必要とせずにデータ復調ができるようにしてい
る。また、この特許出願のものでは、その第９図に示さ
れているように、その参照用ＰＮ符号が受信信号に含ま
れたＰＮ符号をトラッキングするように構成しており、
従って、常に相関出力が得られるように工夫している。
また、上記の後の方の特許出願（特願平１−２４４９３
１号）のものは、その最初の特許出願のものを改良した
ものであって、その第１図に示すように、相関器の出力
側にパターンマッチング回路やローパスフィルタを付加
して、雑音や妨害の影響を軽減し、これにより、相関出
力の有無の検出をより確実にして、相関出力の消失検出
時に２つのＰＮ符号間で切り替えるというトラッキング
方式をより有効に行なえるようにしている。
の特願平１−２９５３８号及び特願平１−２４４９３１
号において、新規なデータ変復調方式を提案している。
その最初の特許出願のデータ変復調方式は、その第１図
及び第２図に示してあるように、送信側では、複数の互
いに異なったＰＮ符号をデータ・ビットの値に従って切
り替えて拡散符号を形成した後送信し、そして受信側で
は、相関器にＳＡＷコンボルバを用い、そして受信信号
に含まれたＰＮ符号と受信機内部の参照用ＰＮ符号との
同期を必要とせずにデータ復調ができるようにしてい
る。また、この特許出願のものでは、その第９図に示さ
れているように、その参照用ＰＮ符号が受信信号に含ま
れたＰＮ符号をトラッキングするように構成しており、
従って、常に相関出力が得られるように工夫している。
また、上記の後の方の特許出願（特願平１−２４４９３
１号）のものは、その最初の特許出願のものを改良した
ものであって、その第１図に示すように、相関器の出力
側にパターンマッチング回路やローパスフィルタを付加
して、雑音や妨害の影響を軽減し、これにより、相関出
力の有無の検出をより確実にして、相関出力の消失検出
時に２つのＰＮ符号間で切り替えるというトラッキング
方式をより有効に行なえるようにしている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、その後
者の特許出願（即ち、特願平１−２４４９３１号）で
は、その付加回路の性能を上げると、そのトラッキング
・ループのループ内遅延が増大して、トラッキング外れ
を起こしてしまうことがあるため、ある程度以上の性能
を得ることが困難であった。そこで本件出願人はトラッ
キング・ループを使用せずにより確実なデータ復調を可
能とするＳＳ通信方法及び装置を特願平２−３３１３９
９号において提案した。
者の特許出願（即ち、特願平１−２４４９３１号）で
は、その付加回路の性能を上げると、そのトラッキング
・ループのループ内遅延が増大して、トラッキング外れ
を起こしてしまうことがあるため、ある程度以上の性能
を得ることが困難であった。そこで本件出願人はトラッ
キング・ループを使用せずにより確実なデータ復調を可
能とするＳＳ通信方法及び装置を特願平２−３３１３９
９号において提案した。
【０００５】上記先願の発明によるスペクトラム拡散通
信方法は、送信側において、イ）所定の周期の第１のＰ
Ｎ符号の繰返しから成る第１のＰＮ符号列と、この符号
列とは所定の位相だけずれた第２のＰＮ符号列とを発生
し、ロ）前記第１及び第２のＰＮ符号列のいずれか一方
を、送信すべきデータの各ビットに従って選択してスペ
クトラム拡散変調出力を発生し、それによって前記送信
データの各ビットをＣＰＳＫ変調し、そして、受信側に
おいて、イ）受信した入力を、前記第１のＰＮ符号とは
時間反転した前記所定の周期の第２のＰＮ符号の繰返し
から成る第３のＰＮ符号列で、相関復調して相関復調出
力を発生し、ロ）前記相関復調出力をＣＰＳＫ復調す
る。このＣＰＳＫ復調は、ｉ）前記相関復調出力に同期
した、前記所定の周期の半分の周期のパルス列から成る
第１の時間窓と、該パルス列とは前記所定の位相だけず
れたパルス列から成る第２の時間窓パルス列と、前記送
信されたデータの各ビットの期間を示すビット期間指示
信号と、を発生し、ii）前記相関復調出力を所定のしき
い値で２値化した２値化パルス出力を発生し、iii）各
ビットの期間内において、前記２値化パルス出力の内
の、前記第１時間窓内にあるパルスの個数と、前記第２
時間窓内にあるパルスの個数との差を検出し、iv）該差
の極性に応じて前記各ビットの状態を決定する、ことに
より行なう。
信方法は、送信側において、イ）所定の周期の第１のＰ
Ｎ符号の繰返しから成る第１のＰＮ符号列と、この符号
列とは所定の位相だけずれた第２のＰＮ符号列とを発生
し、ロ）前記第１及び第２のＰＮ符号列のいずれか一方
を、送信すべきデータの各ビットに従って選択してスペ
クトラム拡散変調出力を発生し、それによって前記送信
データの各ビットをＣＰＳＫ変調し、そして、受信側に
おいて、イ）受信した入力を、前記第１のＰＮ符号とは
時間反転した前記所定の周期の第２のＰＮ符号の繰返し
から成る第３のＰＮ符号列で、相関復調して相関復調出
力を発生し、ロ）前記相関復調出力をＣＰＳＫ復調す
る。このＣＰＳＫ復調は、ｉ）前記相関復調出力に同期
した、前記所定の周期の半分の周期のパルス列から成る
第１の時間窓と、該パルス列とは前記所定の位相だけず
れたパルス列から成る第２の時間窓パルス列と、前記送
信されたデータの各ビットの期間を示すビット期間指示
信号と、を発生し、ii）前記相関復調出力を所定のしき
い値で２値化した２値化パルス出力を発生し、iii）各
ビットの期間内において、前記２値化パルス出力の内
の、前記第１時間窓内にあるパルスの個数と、前記第２
時間窓内にあるパルスの個数との差を検出し、iv）該差
の極性に応じて前記各ビットの状態を決定する、ことに
より行なう。
【０００６】図５は上記先願発明のＳＳ通信方法を実施
するための、ＳＡＷコンボルバを受信機の相関器として
用い、また変復調方式としてＣＰＳＫ（Code Phase Shi
ft Keying ）を用いた装置である。
するための、ＳＡＷコンボルバを受信機の相関器として
用い、また変復調方式としてＣＰＳＫ（Code Phase Shi
ft Keying ）を用いた装置である。
【０００７】同図において、Ｔは送信機で、１はＰＮ符
号発生器、２はマルチプレクサ（ＭＰＸ）、３はシフト
レジスタ、４は２重平衡変調器、５は高周波信号発生
器、６は送信アンテナである。またＲは受信機で、７は
受信アンテナ、８は高周波増幅，周波数変換及び中間周
波増幅回路、９は相関器（例えばＳＡＷコンボルバ）、
１０はＰＮ符号発生器、１１は高周波信号発生器、１２
は検波回路、１３は電圧比較器、１４及び１５はＡＮＤ
ゲート、１６はアップダウンカウンタを含む復調回路、
２１は２重平衡変調器である。
号発生器、２はマルチプレクサ（ＭＰＸ）、３はシフト
レジスタ、４は２重平衡変調器、５は高周波信号発生
器、６は送信アンテナである。またＲは受信機で、７は
受信アンテナ、８は高周波増幅，周波数変換及び中間周
波増幅回路、９は相関器（例えばＳＡＷコンボルバ）、
１０はＰＮ符号発生器、１１は高周波信号発生器、１２
は検波回路、１３は電圧比較器、１４及び１５はＡＮＤ
ゲート、１６はアップダウンカウンタを含む復調回路、
２１は２重平衡変調器である。
【０００８】送信機Ｔでは、図６に示すようにＰＮ符号
発生器１から発生される所定周期の第１のＰＮ符号
（イ）を直接ＭＰＸ２に入力すると共に第１のＰＮ符号
をシフトレジスタ３により所定の位相だけ遅らせた第２
のＰＮ符号（ロ）をＭＰＸ２に入力させる。シフトレジ
スタ３による第１のＰＮ符号の遅延量は、ＣＰＳＫ変調
の際の符号位相シフト量に応じて決定され、具体的に
は、ＰＮ符号の１周期の１／２程度が選定される。
発生器１から発生される所定周期の第１のＰＮ符号
（イ）を直接ＭＰＸ２に入力すると共に第１のＰＮ符号
をシフトレジスタ３により所定の位相だけ遅らせた第２
のＰＮ符号（ロ）をＭＰＸ２に入力させる。シフトレジ
スタ３による第１のＰＮ符号の遅延量は、ＣＰＳＫ変調
の際の符号位相シフト量に応じて決定され、具体的に
は、ＰＮ符号の１周期の１／２程度が選定される。
【０００９】ＭＰＸ２には制御入力（ハ）としてデータ
が与えられ、このデータに応答して符号位相が異なるＰ
Ｎ符号（ニ）が変調器４に出力される。変調器４は上記
ＰＮ符号（ニ）と高周波信号とを掛算してスペクトラム
拡散変調信号（ホ）を出力し、アンテナ６より送信す
る。これに対し受信機Ｒでは、アンテナ７からの受信信
号（ヘ）は回路８で、増幅しかつ周波数変換し、得られ
た信号（ト）を相関器９の一方の入力に加える。相関器
９の他方の入力には参照信号（チ）が加えられる。この
参照信号（チ）はＰＮ符号発生器１０からの、第１のＰ
Ｎ符号（イ）とは時間反転した第３のＰＮ符号（リ）
と、高周波信号（ヌ）とを変調器２１で掛算することに
より生成される。
が与えられ、このデータに応答して符号位相が異なるＰ
Ｎ符号（ニ）が変調器４に出力される。変調器４は上記
ＰＮ符号（ニ）と高周波信号とを掛算してスペクトラム
拡散変調信号（ホ）を出力し、アンテナ６より送信す
る。これに対し受信機Ｒでは、アンテナ７からの受信信
号（ヘ）は回路８で、増幅しかつ周波数変換し、得られ
た信号（ト）を相関器９の一方の入力に加える。相関器
９の他方の入力には参照信号（チ）が加えられる。この
参照信号（チ）はＰＮ符号発生器１０からの、第１のＰ
Ｎ符号（イ）とは時間反転した第３のＰＮ符号（リ）
と、高周波信号（ヌ）とを変調器２１で掛算することに
より生成される。
【００１０】相関器９からは図７に示すように、スパイ
ク状のエンベロープ部分を含む高周波信号から成る相関
出力（ル）が発生される。このスパイク状の部分は受信
信号中のＰＮ符号と参照信号中のＰＮ符号とが一致した
場合の、自己相関ピークであり、これは相関スパイクと
呼ばれている。
ク状のエンベロープ部分を含む高周波信号から成る相関
出力（ル）が発生される。このスパイク状の部分は受信
信号中のＰＮ符号と参照信号中のＰＮ符号とが一致した
場合の、自己相関ピークであり、これは相関スパイクと
呼ばれている。
【００１１】データ変調されていない場合の相関スパイ
クの発生間隔は、受信信号のＰＮ符号周期（参照信号の
ＰＮ符号の周期に等しい）の１／２となるが、前述のよ
うにＣＰＳＫ変調された受信信号の場合は、相関スパイ
クの発生間隔がデータに応じて図６の（ル）のように変
化する。
クの発生間隔は、受信信号のＰＮ符号周期（参照信号の
ＰＮ符号の周期に等しい）の１／２となるが、前述のよ
うにＣＰＳＫ変調された受信信号の場合は、相関スパイ
クの発生間隔がデータに応じて図６の（ル）のように変
化する。
【００１２】相関出力（ル）は検波回路１２でエンベロ
ープ検波され、その検波出力は電圧比較器１３の一方の
入力に与えられる。電圧比較器１３の他方の入力には、
所定の比較電圧が入力されており、その出力には２値化
された相関パルス（ヲ）が得られる。
ープ検波され、その検波出力は電圧比較器１３の一方の
入力に与えられる。電圧比較器１３の他方の入力には、
所定の比較電圧が入力されており、その出力には２値化
された相関パルス（ヲ）が得られる。
【００１３】この相関パルスはＡＮＤゲート１４，１５
の一方の入力に加えられ、他方の入力の夫々には時間窓
パルス（ワ），（カ）が加えられるので、上記相関パル
スは時間窓パルスが存在する間のみ、何れかのＡＮＤゲ
ートを通過して復調回路１６に加えられる。
の一方の入力に加えられ、他方の入力の夫々には時間窓
パルス（ワ），（カ）が加えられるので、上記相関パル
スは時間窓パルスが存在する間のみ、何れかのＡＮＤゲ
ートを通過して復調回路１６に加えられる。
【００１４】復調回路１６は内蔵するアップダウンカウ
ンタによって、夫々のゲートの通過パルスをアップ、ダ
ウンカウントして、何れの時間窓パルスの時に通過した
相関パルスが多いかを判定し、データ復調を行なう。な
お、前記時間窓パルスは前記相関出力に同期しており、
その同期方式としては、例えば、前記先願に記載したバ
ースト送信方式を用いるとよい。
ンタによって、夫々のゲートの通過パルスをアップ、ダ
ウンカウントして、何れの時間窓パルスの時に通過した
相関パルスが多いかを判定し、データ復調を行なう。な
お、前記時間窓パルスは前記相関出力に同期しており、
その同期方式としては、例えば、前記先願に記載したバ
ースト送信方式を用いるとよい。
【００１５】さて、上述した先願のＳＳ通信装置は、基
本的には優れた方式のものであるが、実際の使用に際し
てなお下記のような問題があることが判明した。例え
ば、複数狭帯域妨害信号が混入した場合、この妨害信号
とＳＳ通信装置の使用周波数との関係によっては、比較
的低レベルの妨害信号でも、図７（ｂ）に示すように、
目的信号による相関スパイクの発生周期に一致して強大
な妨害相関出力が現れてしまう。また目的信号と妨害信
号の両方が存在する場合の相関出力は図７（ｃ）のよう
になることがある。この場合、目的信号による相関スパ
イクは時間窓パルス（ワ）と一致しているが、妨害信号
はもう一方の時間窓パルス（カ）に一致しており、しか
も妨害信号の方が強大であるため、２値化された相関パ
ルスの数は妨害信号により生成されかつ時間窓パルス
（カ）と一致したパルスの方が多く、従って結果的に前
記相関パルスのアップダウンカウントによる復調に誤り
が発生する。
本的には優れた方式のものであるが、実際の使用に際し
てなお下記のような問題があることが判明した。例え
ば、複数狭帯域妨害信号が混入した場合、この妨害信号
とＳＳ通信装置の使用周波数との関係によっては、比較
的低レベルの妨害信号でも、図７（ｂ）に示すように、
目的信号による相関スパイクの発生周期に一致して強大
な妨害相関出力が現れてしまう。また目的信号と妨害信
号の両方が存在する場合の相関出力は図７（ｃ）のよう
になることがある。この場合、目的信号による相関スパ
イクは時間窓パルス（ワ）と一致しているが、妨害信号
はもう一方の時間窓パルス（カ）に一致しており、しか
も妨害信号の方が強大であるため、２値化された相関パ
ルスの数は妨害信号により生成されかつ時間窓パルス
（カ）と一致したパルスの方が多く、従って結果的に前
記相関パルスのアップダウンカウントによる復調に誤り
が発生する。
【００１６】本発明の目的は、ＣＰＳＫ変復調方式をと
るスペクトラム拡散通信装置において、複数の狭帯域妨
害信号が存在する場合でも、復調誤りを最小限に抑える
ことが可能な構成を提供するにある。
るスペクトラム拡散通信装置において、複数の狭帯域妨
害信号が存在する場合でも、復調誤りを最小限に抑える
ことが可能な構成を提供するにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本願の第１の発明のＳＳ通信装置は所定周期の第１
のＰＮ符号を発生する第１のＰＮ符号発生手段と、上記
第１のＰＮ符号を所定の位相だけ遅らせた第２のＰＮ符
号を発生する第２のＰＮ符号発生手段と、上記第１及び
第２のＰＮ符号のいずれか一方を送信データと擾乱信号
との排他的論理和出力に従って選択してスペクトラム拡
散変調出力を発生する変調手段と、該スペクトラム拡散
変調出力を送信する送信手段と、を有する送信機、及び
受信信号と、前記第１のＰＮ符号とは時間反転した第３
のＰＮ符号により生成された参照信号と、の相関出力を
発生する相関手段と、前記相関出力に同期した所定周期
の第１の時間窓パルス、該第１の時間窓パルスを所定の
位相だけ遅らせた第２の時間窓パルス及び前記相関出力
に同期した所定周期の制御信号を発生するタイミング手
段と、前記相関出力を２値化した相関パルスを出力する
２値化手段と、上記相関パルスが印加される第１及び第
２のゲート手段と、前記第１及び第２の時間窓パルスを
前記制御信号に応答して切替えて上記第１及び第２のゲ
ート手段に印加する切替手段と、前記第１及び第２のゲ
ート手段の出力パルスを夫々アップカウント及びダウン
カウントして、各カウント出力から前記データを復調す
る復調手段と、を有する受信機を備えたことを要旨とす
る。
め、本願の第１の発明のＳＳ通信装置は所定周期の第１
のＰＮ符号を発生する第１のＰＮ符号発生手段と、上記
第１のＰＮ符号を所定の位相だけ遅らせた第２のＰＮ符
号を発生する第２のＰＮ符号発生手段と、上記第１及び
第２のＰＮ符号のいずれか一方を送信データと擾乱信号
との排他的論理和出力に従って選択してスペクトラム拡
散変調出力を発生する変調手段と、該スペクトラム拡散
変調出力を送信する送信手段と、を有する送信機、及び
受信信号と、前記第１のＰＮ符号とは時間反転した第３
のＰＮ符号により生成された参照信号と、の相関出力を
発生する相関手段と、前記相関出力に同期した所定周期
の第１の時間窓パルス、該第１の時間窓パルスを所定の
位相だけ遅らせた第２の時間窓パルス及び前記相関出力
に同期した所定周期の制御信号を発生するタイミング手
段と、前記相関出力を２値化した相関パルスを出力する
２値化手段と、上記相関パルスが印加される第１及び第
２のゲート手段と、前記第１及び第２の時間窓パルスを
前記制御信号に応答して切替えて上記第１及び第２のゲ
ート手段に印加する切替手段と、前記第１及び第２のゲ
ート手段の出力パルスを夫々アップカウント及びダウン
カウントして、各カウント出力から前記データを復調す
る復調手段と、を有する受信機を備えたことを要旨とす
る。
【００１８】また本願の第２の発明のＳＳ通信装置は、
所定周期の第１のＰＮ符号を発生する第１のＰＮ符号発
生手段と、上記第１のＰＮ符号を所定の位相だけ遅らせ
た第２のＰＮ符号を発生する第２のＰＮ符号発生手段
と、上記第１及び第２のＰＮ符号のいずれか一方を送信
データと擾乱信号との排他的論理和出力に従って選択し
てスペクトラム拡散変調出力を発生する変調手段と、該
スペクトラム拡散変調出力を送信する送信手段と、を有
する送信機、及び受信信号と、前記第１のＰＮ符号とは
時間反転した第３のＰＮ符号により生成された参照信号
と、の相関出力を発生する相関手段と、前記相関出力に
同期した所定周期の第１の時間窓パルス、該第１の時間
窓パルスを所定の位相だけ遅らせた第２の時間窓パルス
及び前記相関出力に同期した所定周期の制御信号を発生
するタイミング手段と、前記相関出力を２値化した相関
パルスを出力する２値化手段と、上記相関パルスと前記
第１及び第２の時間窓パルスが夫々印加される第１及び
第２のゲート手段と、前記制御信号に応答して上記第１
及び第２のゲート手段の出力パルスを切替えて出力する
切替手段と、上記切替手段の出力パルスを夫々アップカ
ウント及びダウンカウントして、各カウント出力から前
記データを復調する復調手段と、を有する受信機を有す
ることを要旨とする。
所定周期の第１のＰＮ符号を発生する第１のＰＮ符号発
生手段と、上記第１のＰＮ符号を所定の位相だけ遅らせ
た第２のＰＮ符号を発生する第２のＰＮ符号発生手段
と、上記第１及び第２のＰＮ符号のいずれか一方を送信
データと擾乱信号との排他的論理和出力に従って選択し
てスペクトラム拡散変調出力を発生する変調手段と、該
スペクトラム拡散変調出力を送信する送信手段と、を有
する送信機、及び受信信号と、前記第１のＰＮ符号とは
時間反転した第３のＰＮ符号により生成された参照信号
と、の相関出力を発生する相関手段と、前記相関出力に
同期した所定周期の第１の時間窓パルス、該第１の時間
窓パルスを所定の位相だけ遅らせた第２の時間窓パルス
及び前記相関出力に同期した所定周期の制御信号を発生
するタイミング手段と、前記相関出力を２値化した相関
パルスを出力する２値化手段と、上記相関パルスと前記
第１及び第２の時間窓パルスが夫々印加される第１及び
第２のゲート手段と、前記制御信号に応答して上記第１
及び第２のゲート手段の出力パルスを切替えて出力する
切替手段と、上記切替手段の出力パルスを夫々アップカ
ウント及びダウンカウントして、各カウント出力から前
記データを復調する復調手段と、を有する受信機を有す
ることを要旨とする。
【００１９】
【作用】本発明のＳＳ通信装置において、送信機では、
データと擾乱信号との排他的論理和信号により、同一パ
ターンで発生タイミングの異なる２つのＰＮ符号の何れ
かを選択してスペクトラム拡散変調を行なって送信す
る。受信機では、相関出力を２値化して相関パルスを得
た後、この相関パルスを、相関出力（擾乱信号）に同期
した２つの時間窓パルス及び制御信号によって分離し、
その分離されたパルスのアップカウント値及びダウンカ
ウント値からデータの復調を行なう。
データと擾乱信号との排他的論理和信号により、同一パ
ターンで発生タイミングの異なる２つのＰＮ符号の何れ
かを選択してスペクトラム拡散変調を行なって送信す
る。受信機では、相関出力を２値化して相関パルスを得
た後、この相関パルスを、相関出力（擾乱信号）に同期
した２つの時間窓パルス及び制御信号によって分離し、
その分離されたパルスのアップカウント値及びダウンカ
ウント値からデータの復調を行なう。
【００２０】
【実施例】以下図面に示す本発明の一実施例を説明す
る。
る。
【００２１】図１は本発明によるＳＳ通信装置の送信機
Ｔ及び受信機Ｒの一実施例を示し、図５と同一符号は同
一又は類似の回路を示す。
Ｔ及び受信機Ｒの一実施例を示し、図５と同一符号は同
一又は類似の回路を示す。
【００２２】図１の送信機Ｔにおいて、特に図５の送信
機Ｔと異なる点は、図２に示すデータ（ハ）と擾乱信号
（ナ）との排他的論理和（ＥＯＲ）回路１７が設けられ
ている点で、その排他的論理和出力はＭＰＸ２の制御入
力として加えられる。つまり、送信機Ｔでは、前記先願
の方式に比べ、ＣＰＳＫ変調が、データと擾乱信号との
排他的論理和出力に基づいて行なわれる。
機Ｔと異なる点は、図２に示すデータ（ハ）と擾乱信号
（ナ）との排他的論理和（ＥＯＲ）回路１７が設けられ
ている点で、その排他的論理和出力はＭＰＸ２の制御入
力として加えられる。つまり、送信機Ｔでは、前記先願
の方式に比べ、ＣＰＳＫ変調が、データと擾乱信号との
排他的論理和出力に基づいて行なわれる。
【００２３】また受信機Ｒにおいて、とくに図５の受信
機Ｔと相異する点は、前記時間窓パルス（ワ），（カ）
が印加されるマルチプレクサ（ＭＰＸ）１８，１９が設
けられ、同期回路２０からの相関出力に同期した所定周
期の制御信号（ム）で制御されるようになっている点
で、図２に示すようにこの制御信号の極性に応じてＭＰ
Ｘ出力（ウ），（ノ）が得られる。
機Ｔと相異する点は、前記時間窓パルス（ワ），（カ）
が印加されるマルチプレクサ（ＭＰＸ）１８，１９が設
けられ、同期回路２０からの相関出力に同期した所定周
期の制御信号（ム）で制御されるようになっている点
で、図２に示すようにこの制御信号の極性に応じてＭＰ
Ｘ出力（ウ），（ノ）が得られる。
【００２４】つまりＭＰＸ１８，１９は制御信号（ム）
に応じて図３（ａ）又は（ｂ）のような接続を実現して
いることになる。また時間窓パルス（ワ），（カ）及び
制御信号（ム）は相関出力に同期している必要がある
が、これは同期回路２０により行なわれ、例えば、前記
先願のバースト部を利用して同期をとることができる。
次に、上述した本発明の方式により妨害の影響が低減で
きる理由は下記の通りである。
に応じて図３（ａ）又は（ｂ）のような接続を実現して
いることになる。また時間窓パルス（ワ），（カ）及び
制御信号（ム）は相関出力に同期している必要がある
が、これは同期回路２０により行なわれ、例えば、前記
先願のバースト部を利用して同期をとることができる。
次に、上述した本発明の方式により妨害の影響が低減で
きる理由は下記の通りである。
【００２５】前記したように、複数の妨害信号が混入し
た場合の問題点は、相関出力の妨害成分が、時間窓パル
ス（ワ），（カ）のいずれか一方の発生タイミングと１
ビット内で連続的に一致してしまうことより生ずる。そ
こで、本発明の如く、１データビット内でも擾乱信号に
よりＣＰＳＫ変調を行ない、目的信号による相関スパイ
クの発生タイミングを変化させれば、妨害成分の発生タ
イミングは変化しないので、結果として前記連続的な一
致を回避できることになる。前記実施例では、データと
擾乱信号との排他的論理和でＣＰＳＫ変調を行なうこと
でこれを達成している。
た場合の問題点は、相関出力の妨害成分が、時間窓パル
ス（ワ），（カ）のいずれか一方の発生タイミングと１
ビット内で連続的に一致してしまうことより生ずる。そ
こで、本発明の如く、１データビット内でも擾乱信号に
よりＣＰＳＫ変調を行ない、目的信号による相関スパイ
クの発生タイミングを変化させれば、妨害成分の発生タ
イミングは変化しないので、結果として前記連続的な一
致を回避できることになる。前記実施例では、データと
擾乱信号との排他的論理和でＣＰＳＫ変調を行なうこと
でこれを達成している。
【００２６】つまり、１データビット内で、目的信号に
よる相関スパイクが、データの“１”に相当するタイミ
ングで発生したり、“０”に相当するタイミングで発生
したり、擾乱されることになる。受信機Ｒでは、この擾
乱にタイミングを合わせて、制御信号（ム）により時間
窓を切り替えることで、擾乱をキャンセルし、データを
復調するのである。なお、実施例では時間窓パルスを切
り替えているが、時間窓を通過した後のパルス、つまり
ＡＮＤゲート１４，１５の出力で切り替えを行なっても
等価な動作が実現できることは明らかである。
よる相関スパイクが、データの“１”に相当するタイミ
ングで発生したり、“０”に相当するタイミングで発生
したり、擾乱されることになる。受信機Ｒでは、この擾
乱にタイミングを合わせて、制御信号（ム）により時間
窓を切り替えることで、擾乱をキャンセルし、データを
復調するのである。なお、実施例では時間窓パルスを切
り替えているが、時間窓を通過した後のパルス、つまり
ＡＮＤゲート１４，１５の出力で切り替えを行なっても
等価な動作が実現できることは明らかである。
【００２７】図４はこの変形例を示しており、ＡＮＤゲ
ート１４，１５の出力側に、更にＭＰＸ２２，２３を設
け、制御信号（ム）によりこれらＭＰＸの切替制御を行
なっている。
ート１４，１５の出力側に、更にＭＰＸ２２，２３を設
け、制御信号（ム）によりこれらＭＰＸの切替制御を行
なっている。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
狭帯域妨害信号が複数混入した場合でも、復調誤りの発
生を低減でき、また、基本となるＣＰＳＫ（Code Phase
ShiftKeying ）変復調方式のディジタル回路にわずか
な追加を行なうのみで実現できることからＩＣ化に適す
る。結果として、耐妨害性能に優れ、かつ低価格なスペ
クトラム拡散通信装置の実現が可能である。
狭帯域妨害信号が複数混入した場合でも、復調誤りの発
生を低減でき、また、基本となるＣＰＳＫ（Code Phase
ShiftKeying ）変復調方式のディジタル回路にわずか
な追加を行なうのみで実現できることからＩＣ化に適す
る。結果として、耐妨害性能に優れ、かつ低価格なスペ
クトラム拡散通信装置の実現が可能である。
【００２９】また拡散符号の符号位相変調が、データの
みでなく、データと無関係な擾乱信号との排他的論理和
によって行なわれているため、秘話性が高くなることも
二次的な結果として挙げられる。なお、秘話性向上のた
めには、擾乱信号は、説明で記したような単純な矩形波
ではなく、例えば拡散符号に使用されるような擬似雑音
符号であれば、一層効果が大きくなることも明白であ
る。
みでなく、データと無関係な擾乱信号との排他的論理和
によって行なわれているため、秘話性が高くなることも
二次的な結果として挙げられる。なお、秘話性向上のた
めには、擾乱信号は、説明で記したような単純な矩形波
ではなく、例えば拡散符号に使用されるような擬似雑音
符号であれば、一層効果が大きくなることも明白であ
る。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】上記実施例の動作説明用の波形図である。
【図３】上記実施例におけるＭＰＸの動作説明図であ
る。
る。
【図４】前記実施例の変形例を示すブロック図である。
【図５】先願のＳＳ通信装置の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図６】図５の装置の動作説明用の波形図である。
【図７】図５の装置の妨害信号混入時の動作説明であ
る。
る。
１ ＰＮ符号発生器
２ ＭＰＸ
３ シフトレジスタ
９ 相関器
１０ ＰＮ符号発生器
１２ 検波回路
１３ 電圧比較器
１４，１５ ＡＮＤゲート
１６ 復調回路
１７ ＥＯＲ
１８，１９ ＭＰＸ
２０ 同期回路
Claims (2)
- 【請求項１】 所定周期の第１のＰＮ符号を発生する第
１のＰＮ符号発生手段と、 上記第１のＰＮ符号を所定の位相だけ遅らせた第２のＰ
Ｎ符号を発生する第２のＰＮ符号発生手段と、 上記第１及び第２のＰＮ符号のいずれか一方を送信デー
タと擾乱信号との排他的論理和出力に従って選択してス
ペクトラム拡散変調出力を発生する変調手段と、 該スペクトラム拡散変調出力を送信する送信手段と、を
有する送信機、及び受信信号と、前記第１のＰＮ符号と
は時間反転した第３のＰＮ符号により生成された参照信
号と、の相関出力を発生する相関手段と、 前記相関出力に同期した所定周期の第１の時間窓パル
ス、該第１の時間窓パルスを所定の位相だけ遅らせた第
２の時間窓パルス及び前記相関出力に同期した所定周期
の制御信号を発生するタイミング手段と、 前記相関出力を２値化した相関パルスを出力する２値化
手段と、 上記相関パルスが印加される第１及び第２のゲート手段
と、 前記第１及び第２の時間窓パルスを前記制御信号に応答
して切替えて上記第１及び第２のゲート手段に印加する
切替手段と、 前記第１及び第２のゲート手段の出力パルスを夫々アッ
プカウント及びダウンカウントして、各カウント出力か
ら前記データを復調する復調手段と、を有する受信機を
備えたことを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。 - 【請求項２】 所定周期の第１のＰＮ符号を発生する第
１のＰＮ符号発生手段と、 上記第１のＰＮ符号を所定の位相だけ遅らせた第２のＰ
Ｎ符号を発生する第２のＰＮ符号発生手段と、 上記第１及び第２のＰＮ符号のいずれか一方を送信デー
タと擾乱信号との排他的論理和出力に従って選択してス
ペクトラム拡散変調出力を発生する変調手段と、 該スペクトラム拡散変調出力を送信する送信手段と、を
有する送信機、及び受信信号と、前記第１のＰＮ符号と
は時間反転した第３のＰＮ符号により生成された参照信
号と、の相関出力を発生する相関手段と、 前記相関出力に同期した所定周期の第１の時間窓パル
ス、該第１の時間窓パルスを所定の位相だけ遅らせた第
２の時間窓パルス及び前記相関出力に同期した所定周期
の制御信号を発生するタイミング手段と、 前記相関出力を２値化した相関パルスを出力する２値化
手段と、 上記相関パルスと前記第１及び第２の時間窓パルスが夫
々印加される第１及び第２のゲート手段と、 前記制御信号に応答して上記第１及び第２のゲート手段
の出力パルスを切替えて出力する切替手段と、 上記切替手段の出力パルスを夫々アップカウント及びダ
ウンカウントして、各カウント出力から前記データを復
調する復調手段と、を有する受信機を有することを特徴
とするスペクトラム拡散通信装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3214459A JPH0537491A (ja) | 1991-07-31 | 1991-07-31 | スペクトラム拡散通信装置 |
| US07/915,926 US5278864A (en) | 1991-07-31 | 1992-07-17 | Spread spectrum communication device |
| GB9215418A GB2258976B (en) | 1991-07-31 | 1992-07-21 | Spread spectrum communication device |
| FR9209475A FR2681488A1 (fr) | 1991-07-31 | 1992-07-30 | Dispositif de communication sur spectre disperse. |
| DE4225426A DE4225426A1 (de) | 1991-07-31 | 1992-07-31 | Spreizspektrum-kommunikationsanordnung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3214459A JPH0537491A (ja) | 1991-07-31 | 1991-07-31 | スペクトラム拡散通信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0537491A true JPH0537491A (ja) | 1993-02-12 |
Family
ID=16656095
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3214459A Pending JPH0537491A (ja) | 1991-07-31 | 1991-07-31 | スペクトラム拡散通信装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5278864A (ja) |
| JP (1) | JPH0537491A (ja) |
| DE (1) | DE4225426A1 (ja) |
| FR (1) | FR2681488A1 (ja) |
| GB (1) | GB2258976B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6094451A (en) * | 1995-02-07 | 2000-07-25 | Hitachi, Ltd. | Radio receiver using level-variable reference, signal for discriminative detection of data signal and signal discrimination method |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2290199A (en) * | 1992-03-20 | 1995-12-13 | Clarion Co Ltd | CPSK spread spectrum communication |
| US5515396A (en) * | 1994-02-25 | 1996-05-07 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for selecting a spreading code in a spectrum spread communication system |
| JPH08154069A (ja) * | 1994-11-28 | 1996-06-11 | Mitsui Mining & Smelting Co Ltd | スペクトラム拡散通信用受信機 |
| JP3687861B2 (ja) * | 1995-03-20 | 2005-08-24 | 株式会社ルネサステクノロジ | 制御システム及び相補ノンオーバーラップｐｗｍ信号を形成する方法 |
| JPH08288928A (ja) * | 1995-04-14 | 1996-11-01 | Toshiba Corp | スペクトラム拡散通信装置 |
| US5774493A (en) * | 1996-08-02 | 1998-06-30 | General Electric Company | Sequence constructions for delay-and-correlate transmitted reference signaling |
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| DE19633519A1 (de) * | 1996-08-09 | 1998-02-12 | Sylke Dipl Ing Bechstein | Verfahren und System zur parallelen Übertragung von Signalen unter Nutzung der Spread-Spektrum-Technik |
| US6094450A (en) * | 1997-06-20 | 2000-07-25 | Cincinnati Electronics Corporation | Spread spectrum chip shift keying modulation/demodulation system and method |
| AU759082B2 (en) * | 1997-09-12 | 2003-04-03 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Clock recovery circuit and clock recovery method |
| JP3504119B2 (ja) | 1997-09-12 | 2004-03-08 | 三菱電機株式会社 | 復調装置、クロック再生装置、復調方法及びクロック再生方法 |
| US6085345A (en) * | 1997-12-24 | 2000-07-04 | Intel Corporation | Timing control for input/output testability |
| KR100288753B1 (ko) * | 1998-12-31 | 2001-05-02 | 윤종용 | 멀티캐리어 부호분할다중접속 통신시스템의 수신장치 방법 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07120968B2 (ja) * | 1989-02-07 | 1995-12-20 | クラリオン株式会社 | スペクトラム拡散通信装置 |
| US5105436A (en) * | 1989-07-20 | 1992-04-14 | Clarion Co., Ltd. | Spread spectrum receiver |
| JPH03108828A (ja) * | 1989-09-22 | 1991-05-09 | Clarion Co Ltd | スペクトラム拡散受信機 |
| DE69033552T2 (de) * | 1989-12-22 | 2001-02-08 | Nec Home Electronics Ltd., Osaka | Übertragungssystem mit Kodeverschiebungsmodulation |
| JPH0724397B2 (ja) * | 1990-02-15 | 1995-03-15 | クラリオン株式会社 | スペクトラム拡散通信装置 |
| JPH0456543A (ja) * | 1990-06-26 | 1992-02-24 | Clarion Co Ltd | スペクトラム拡散受信機 |
-
1991
- 1991-07-31 JP JP3214459A patent/JPH0537491A/ja active Pending
-
1992
- 1992-07-17 US US07/915,926 patent/US5278864A/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-07-21 GB GB9215418A patent/GB2258976B/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-07-30 FR FR9209475A patent/FR2681488A1/fr not_active Withdrawn
- 1992-07-31 DE DE4225426A patent/DE4225426A1/de not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6094451A (en) * | 1995-02-07 | 2000-07-25 | Hitachi, Ltd. | Radio receiver using level-variable reference, signal for discriminative detection of data signal and signal discrimination method |
| US6343095B1 (en) | 1995-02-07 | 2002-01-29 | Hitachi, Ltd. | Radio receiver using level-variable reference signal for discriminative detection of data signal and signal discrimination method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE4225426A1 (de) | 1993-02-04 |
| GB2258976B (en) | 1995-01-04 |
| FR2681488A1 (fr) | 1993-03-19 |
| GB2258976A (en) | 1993-02-24 |
| US5278864A (en) | 1994-01-11 |
| GB9215418D0 (en) | 1992-09-02 |
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