JPH0537826A

JPH0537826A - ゴースト除去装置

Info

Publication number: JPH0537826A
Application number: JP3190080A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Iga; 弘幸伊賀
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1991-07-30
Filing date: 1991-07-30
Publication date: 1993-02-12

Abstract

(57)【要約】【目的】ゴースト除去後のＳ／Ｎを向上させる。【構成】マイクロプロセッサはステップＳ6 においてＳ
／Ｎの判定を行う。このＳ／Ｎの判定結果に基づいて、
ステップＳ7 ではＬＰＦ計算を行う。このＬＰＦ計算に
よって、トランスバーサルフィルタは高域において平坦
な出力特性を有する。すなわち、高域における雑音の増
加が防止される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ゴースト除去装置に関
し、特に、テレビジョン受像機等のゴースト除去に好適
のゴースト除去装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、テレビジョン放送においては、ゴ
ースト除去の基準信号としてＧＣＲ(ghost cancel refe
rence ）信号が垂直帰線期間に挿入されており、このＧ
ＣＲ信号を利用して波形等化を行いゴーストを除去する
ようにしたテレビジョンチューナが商品化されている。
ＧＣＲ信号はステップ波形とペデスタル波形とによって
構成されており、文献１（H.Miyazawa and et al, "Dev
elopment ofa Ghost Cancel Reference Signal for TV
Broadcasting," IEEE Transantions on Broadcasting,
Vol. 35, No.4, Dec. 1989 ）に記載されているよう
に、ＧＣＲ信号は８フィールドシーケンスで、垂直帰線
期間の第１８Ｈ及び第２８１Ｈに挿入されている。

【０００３】図６はＧＣＲ信号を利用したこのような従
来のゴースト除去装置を示すブロック図である。図６の
装置は、文献２（伊賀ほか、特開昭５９−１９８０８７
号公報）及び文献３（J.Murakami and ed al, "A Digit
alized Automatic Ghost Canceller, "IEEE Trans. Vo
l. CE-25, No.4 Aug. 1979 ）等で開示されたものであ
り、ＬＭＳ（Least Mean Square ）型の逐次修正アルゴ
リズムを採用している。

【０００４】入力端子１にはゴースト妨害を受けたビデ
オ信号が入力される。このビデオ信号にはゴーストを除
去するためのＧＣＲ信号が挿入されている。入力ビデオ
信号はアナログ／ディジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換
器という）２によって単位時間Ｔ秒毎にサンプリングさ
れてディジタル信号に変換され、トランスバーサルフィ
ルタ（以下、ＴＦという）３及び入力波形メモリ４に与
えられる。また、入力ビデオ信号はタイミング回路５に
も入力されており、タイミング回路５は、入力ビデオ信
号を基にして、全システムのクロックＣＫ（周期Ｔ＝１
／（４ｆsc）＝７０ｎｓ（ｆscは色副搬送波周波数））
及び各種タイミング信号を発生している。

【０００５】波形等化を行うＴＦ３は、直列接続された
単位時間遅延回路からなる遅延回路群６、乗算器群７及
び加算器８から構成されている。タップ係数メモリ９に
記憶されたタップ係数が乗算器群７の各乗算器のタップ
に与えられて各乗算器の係数が決定する。

【０００６】Ａ／Ｄ変換器２の出力は遅延回路群６の各
遅延回路によってＴ秒だけ遅延され、各遅延信号が乗算
器群７の各乗算器に与えられてタップ係数ｃ-I乃至ｃJ
が付与される。なお、メインタップにはタップ係数とし
て（１＋ｃ0 ）が与えられる。各乗算器の出力は加算器
８によって加算されて出力端子10に出力される。タップ
係数の設定によって、遅延時間が−ＩＴ乃至ＪＴのゴー
ストを除去することができる。

【０００７】タップ係数は、マイクロプロセッサ11がＲ
ＯＭ12及び作業ＲＡＭ13を利用して、入出力波形メモリ
４，15に取込まれたＧＣＲ信号に対して所定の演算を行
うことにより、単位時間Ｔ毎に修正される。なお、ＲＯ
Ｍ12には、文献１に開示されている基準信号の差分、す
なわち、インパルス形状の基準信号が格納されている。

【０００８】図７はこのタップ係数修正演算を説明する
ためのフローチャートである。

【０００９】先ず、図７のステップＳ1 において、ゴー
スト成分を検出するためのＧＣＲ波形の取込みを行う。
タイミング回路５は波形の取込みタイミングを示すタイ
ミング信号を入力波形メモリ４及び出力波形メモリ15に
出力する。入出力波形メモリ４，15は、フィールド毎に
発生するタイミング信号のタイミングで、ＧＣＲ信号
（ステップ波形或いはペデスタル波形）を取込む。マイ
クロプロセッサ11は、これらの波形に対して４フィール
ド間の差分を取り、更に差分することによって、インパ
ルス状の入出力差分波形｛ｘk ｝，｛ｙk ｝を得る。な
お、入出力差分波形のサンプル数は、１水平期間をクロ
ック周期Ｔで除算して得られる９１０サンプル（ｋ＝０
乃至９０９）である。

【００１０】この基準信号（ＧＣＲ波形）を採用する
と、遅延時間範囲が４４．７μｓ以内の前ゴースト及び
後ゴーストを除去することが可能である。すなわち、こ
のゴースト除去範囲を得るために、ＴＦ３の総タップ数
を６４０（＝４４．７μｓ／Ｔ）に設定する。このう
ち、例えば、前ゴースト用のタップ数Ｉを２９とし，後
ゴースト用のタップ数Ｊを６１０に設定する。

【００１１】次のステップＳ2 では、マイクロプロセッ
サ11は入力波形列｛ｘk ｝の最大ピークを検出してピー
ク位置を求めて、インパルス列の時間基準Ｐを求める。
次のステップＳ3 において、マイクロプロセッサ11は、
時間基準Ｐを基にして、下記（１）式に示す演算を行っ
て誤差波形列｛ｅk ｝を求める。ＲＯＭ12には予め基準
波形｛ｒk ｝が格納されており、マイクロプロセッサ11
は、ピーク位置において、出力波形｛ｙk ｝と基準信号
波形｛ｒk ｝との減算を行って誤差波形｛ｅk｝を求
め、作業ＲＡＭ13に格納する。

【００１２】ｅk ＝ｙk −ｒk （ｋ＝ｐ−Ｉ−ａ，ｐ＋Ｊ＋ｂ） …（１）但し、ａ，ｂは次のステップＳ4 の相関演算における相
関範囲であり、いずれも高々１０程度である。

【００１３】次のステップＳ4 では、タイミング回路５
からのタイミング信号によって、マイクロプロセッサ11
は下記（２）式に示す入力波形と誤差波形との相互相関
演算を実行する。相関演算結果ｄk は作業ＲＡＭ13に転
送されて格納される。

【００１４】

【００１５】なお、相関範囲は基準時間近傍の［ｐ−
ａ，ｐ＋ｂ］である。

【００１６】次に、ステップＳ5 で下記（３）式に示す
タップ係数修正演算が行われて、タップ係数が修正され
る。次いで、ステップＳ1 に処理を戻して同様の動作を
繰返す。

【００１７】

【００１８】ここで、ｃold,k はｋ番目の修正前の古い
タップ係数を示し、ｃnew,k はｋ番目の修正後の新しい
タップ係数を示している。また、αは修正時の比例係数
であり、βはリーク係数であり、ｄk は相関結果であ
る。なお、リーク係数によってタップ係数の収束性が向
上することは、文献４（村上ほか、特公昭６３−６７７
７６号公報）によって開示されている。

【００１９】修正されたタップ係数がタップ係数メモリ
９を介して各乗算器に与えられ、各遅延信号の利得が決
定する。こうして、ＴＦ３は波形等化を行う。ＴＦ３の
出力は出力波形メモリ15に取込まれ、タップ係数修正演
算が繰返される。上記（３）式に示すように、相関結果
に比例させてタップ係数を逐次修正することにより、波
形取込み毎の誤差波形列｛ｅk ｝の２乗を最小化する。
すなわち、最終的には、誤差波形列｛ｅk ｝の２乗平均
は収束することになり、ゴーストが除去される。

【００２０】次に、文献４で開示されている周波数領域
の表現手法を用いて、図８の説明図を参照して従来のゴ
ースト除去装置の出力特性を求める。図８（ａ）はＴＦ
３の入力特性を示し、図８（ｂ）はＴＦ３の処理特性を
示し、図８（ｃ）はＴＦ３の出力特性を示している。

【００２１】いま、遅延時間がτでゴースト量がｇの正
の単一ゴーストが混入したものとする。ＴＦ３に入力さ
れる入力基準信号Ｘ（ｊω）は下記（４）式に示すもの
となる。

【００２２】

【００２３】図示しない中間周波段の振幅自動調整機能
によって、図８（ａ）に示すように、直流レベルＸ
（０）は１に正規化される。なお、図８では振幅項のみ
を示している。

【００２４】以下、簡単のため、混乱をまねかない場合
には周波数領域の表現を大文字で、時間領域の表現を小
文字で示す。上記（３）式の両辺にフーリエ変換を施す
と、下記（５）式が得られる。

【００２５】

【００２６】タップ係数が収束するとＣnew ＝Ｃold と
なるので改めてＣと置き、また、α／β＝γとすると、
（５）式から下記（６）式が導かれる。

【００２７】

【００２８】γ＝α／β＞＞１の関係を用いて（６）式
を近似すると、下記（７）式が得られる。

【００２９】

【００３０】この（７）式は、ＴＦ３の処理特性を示し
ており、図８（ｂ）に示すものとなる。この（７）式か
ら、ＴＦ３の出力基準信号Ｙは、下記（８）式によって
示すことができる。

【００３１】

【００３２】すなわち、図８（ｃ）に示すように、出力
基準信号Ｙは帯域内で平坦な特性となり、ゴースト成分
を含んでいない。

【００３３】ところで、図８（ａ）に示すように、入力
雑音ＮI はゴーストに拘らず略平坦な特性を有してい
る。ＴＦ３によって、この入力雑音ＮI に図８（ｂ）の
特性が付与されると、ＴＦ３の出力雑音Ｎo （＝ＮI
（１＋Ｃ））は、図８（ｃ）に示す特性となる。すなわ
ち、図８（ｃ）の斜線部に示す部分は、入力雑音よりも
高いレベルとなる。このように、ＴＦ３によってゴース
トを除去することができる反面、雑音は増加してしまう
という問題があった。特に、雑音が目につきだす約３５
ｄＢのＳ／Ｎ（信号対雑音比）の状態では、ＴＦ３の雑
音増加による画質の劣化が顕著となってしまう。

【００３４】ところで、この問題はＬＭＳ型固有のもの
ではなく、出力信号のみからタップ係数を決定する所謂
ＺＦ型にも共通である。ＺＦ型の構成は、図６と略同様
であり、入力波形メモリ４を図６から削除したものであ
る。次に、ＺＦ型の従来のゴースト除去装置の動作を図
９のフローチャートを参照して説明する。

【００３５】先ず、ＬＭＳ型と同様に、ステップＳ11に
おいて出力基準波形を取込む。マイクロプロセッサ11は
ＴＦ３の出力波形の４フィールド間の差分をとり、更に
差分をとることによって、インパルス状の出力基準波形
｛ｙk ｝を９１０サンプル分取込む。

【００３６】次に、ステップＳ12において、マイクロプ
ロセッサ11は時間基準Ｐを求める。次いで、時間基準Ｐ
を基にして、下記（９）式に示す出力波形列｛ｙk ｝と
基準波形列｛ｒk ｝との減算によって誤差波形列｛ｅk
｝を得て、作業ＲＡＭ13に格納する（ステップＳ1
3）。

【００３７】ｅk ＝ｙk −ｒk …（９）但しｋ＝ｐ−Ｉ，ｐ＋Ｊなお、（９）式はＬＭＳ法のステップＳ3 における誤差
計算と同一の計算であるが、計算範囲が若干短くなって
いる。

【００３８】最後に、ステップＳ14において下記（１
０）式に示すタップ係数修正を行う。

【００３９】

【００４０】ここで、ｃold,k はｋ番目の修正前の古い
タップ係数を示し、ｃnew,k はｋ番目の修正後の新しい
タップ係数を示している。また、αは修正時の比例係数
であり、βはリーク係数である。

【００４１】以後、等化ループＳ11乃至Ｓ14を繰返す。
このように、ＺＦ型の逐次修正法においては、誤差波形
に比例させてタップ係数を逐次修正することによって、
最終的に誤差波形を収束させてゴーストを除去してい
る。

【００４２】次に、ＺＦ型の従来のゴースト除去装置の
出力特性を周波数領域の表現手法を用いて求める。上記
（１０）式の両辺にフーリエ変換を施すと、下記（１
１）式が得られる。

【００４３】

【００４４】タップ係数が収束するとＣnew ＝Ｃold と
なるので改めてＣと置き、また、α／β＝γとすると、
（１１）式から下記（１２）式が導かれる。

【００４５】 −Ｃ＝γ（Ｘ−Ｒ）／（１＋γＸ） …（１２） γ＝α／β＞＞１の関係を用いると、（１２）式を近似
した下記（１３）式が得られる。

【００４６】

【００４７】この（１３）式は、上述したＬＭＳ型の
（７）式と同一である。すなわち、ＺＦ型においてもＴ
Ｆ３の処理は同一であり、出力基準信号Ｙの特性及びＴ
Ｆ３の出力雑音Ｎo の特性はＬＭＳ型と同様である。従
って、ＺＦ型においても、ゴーストを除去することがで
きる反面、雑音が増加してしまうという問題点があっ
た。

【００４８】

【発明が解決しようとする課題】このように、上述した
従来のゴースト除去装置においては、ゴーストを除去す
ることができる反面、雑音が増加して画質が劣化してし
まうという問題点があった。

【００４９】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであって、高域の雑音増大を防止することにより画質
を向上させることができるゴースト除去装置を提供する
ことを目的とする。

【００５０】

【課題を解決するための手段】本発明に係るゴースト除
去装置は、所定周期で基準波形が挿入された入力波形が
与えられるタップ係数可変型のトランスバーサルフィル
タと、このトランスバーサルフィルタの出力波形中の出
力基準波形と前記基準波形とから誤差波形を求める誤差
計算手段と、前記誤差波形と前記入力波形又は出力波形
との相関演算によって前記タップ係数を求めて前記トラ
ンスバーサルフィルタに与える相関演算手段と、前記入
力波形又は前記出力波形の信号対雑音比を判定するＳ／
Ｎ判定手段と、このＳ／Ｎ判定手段の判定結果に基づい
て前記相関演算手段の演算結果を高域抑圧することが可
能なＬＰＦ手段とを具備したものである。

【００５１】

【作用】本発明において、ＬＰＦ手段は、例えば、入力
波形の高域を抑圧することにより相関演算結果の高域を
抑圧する。そうすると、トランスバーサルフィルタ出力
の高域はゴースト除去性能が劣化して残留ゴーストが増
加する反面、雑音の増加が抑制される。こうして、目だ
ちやすいゴーストを除去すると共に、ゴースト除去後の
Ｓ／Ｎを高くして画質を向上させている。

【００５２】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につい
て説明する。図１は本発明に係るゴースト除去装置の一
実施例を示すブロック図である。図１において図６と同
一の構成要素には同一符号を付してある。本実施例はＬ
ＭＳ型の逐次修正法を採用したものに適用したものであ
る。

【００５３】入力端子１にはゴースト除去用の基準信号
（ＧＣＲ信号）が挿入されたビデオ信号が入力される。
Ａ／Ｄ変換器２は入力ビデオ信号をディジタル信号に変
換してＴＦ３及び入力波形メモリ４に与える。また、入
力ビデオ信号はタイミング回路５にも与えられる。タイ
ミング回路５は、入力ビデオ信号を基にして、全システ
ムのクロックＣＫ（周期Ｔ＝１／（４ｆsc）＝７０ｎ
ｓ）及び各種タイミング信号を発生する。

【００５４】ＴＦ３の構成は従来と同様であり、遅延回
路群６、乗算器群７及び加算器８によって構成されてい
る。遅延回路群６の各遅延回路はＡ／Ｄ変換器２の出力
をＴ秒だけ遅延させて、乗算器群７の各乗算器に与え
る。各乗算器はタップ係数ｃ-I乃至ｃJ が与えられて、
遅延回路からの遅延信号にタップ係数を乗算して加算器
８に出力する。加算器８は各乗算器の出力を加算して出
力端子10及び出力波形メモリ15に出力する。

【００５５】入力波形メモリ４はＡ／Ｄ変換器２からの
入力ビデオ信号に含まれるＧＣＲ信号波形を取込み、出
力波形メモリ15はＴＦ３出力に含まれるＧＣＲ信号波形
を取込む。ＲＯＭ12には文献１に開示されている基準信
号の差分、すなわち、インパルス形状の基準信号及びタ
ップ係数を求めるためのプログラムが格納されている。
マイクロプロセッサ18はＲＯＭ12からプログラムを読出
して、作業ＲＡＭ13を使用して所定期間毎にタップ係数
を修正してタップ係数メモリ９に格納する。タップ係数
メモリ９は格納されたタップ係数をＴＦ３の各乗算器の
タップに与えるようになっている。

【００５６】次に、このように構成された実施例の動作
を図２のフローチャート及び図３の説明図を参照して説
明する。図２はマイクロプロセッサ18の動作フローを示
している。マイクロプロセッサ18の動作フローが図７の
従来の動作フローと異なる点は、ステップＳ6 のＳ／Ｎ
判定とステップＳ7のＬＰＦ計算が追加されたことと、
ステップＳ4 ′の相関演算でＬＰＦ計算の計算結果を用
いることである。

【００５７】先ず、ステップＳ1 では入出力波形の取込
みを行う。タイミング回路５からのタイミング信号によ
って、入力波形メモリ４は入力ビデオ信号に含まれるＧ
ＣＲ信号を取込み、マイクロプロセッサ18は４フィール
ド間の差分をとり、更に差分をとってインパルス状の入
力差分波形｛ｘk ｝を得る。また、出力波形メモリ15は
ＴＦ３出力に含まれるＧＣＲ信号を取込み、マイクロプ
ロセッサ18は４フィールド間の差分をとり、更に差分を
とってインパルス状の出力差分波形｛ｙk ｝を得る。な
お、入出力差分波形のサンプル数は、９１０サンプル
（ｋ＝０乃至９０９）である。

【００５８】次に、本実施例においては、ステップＳ6
でＳ／Ｎの判定を行う。Ｓ／Ｎは、例えば、入力信号又
は出力信号中の基準信号の主インパルス部のエネルギと
主インパルス部以前の比較的平坦な部分のエネルギの比
から求める。同一チャンネルにおいてＳ／Ｎが急激に変
化することは比較的少ないので、逐次修正ループの最初
の一回のみＳ／Ｎの判定を行うようになっている。な
お、当然、毎ループ毎にＳ／Ｎの判定を行ってもよい。

【００５９】次のステップＳ2 において、マイクロプロ
セッサ18は入力波形列｛ｘk ｝のピーク位置から、イン
パルス列の時間基準Ｐを求める。次いで、次のステップ
Ｓ3において、マイクロプロセッサ18は、時間基準Ｐを
基にして、出力波形｛ｙk ｝と基準信号波形｛ｒk ｝と
の減算から誤差波形列｛ｅk ｝を求める。

【００６０】次に、本実施例においては、ステップＳ7
において下記（１４），（１５）式に示すＬＰＦ計算を
行う。

【００６１】Ｓ／Ｎが３５ｄＢ未満のとき

【００６２】

【００６３】Ｓ／Ｎが３５ｄＢ以上のとき

【００６４】

【００６５】但し、計算範囲ｋはｐ−ａ乃至ｐ＋ｂであ
る。

【００６６】このように、Ｓ／Ｎが３５ｄＢ以上で雑音
が比較的目だたない場合には、従来と同様の値、すなわ
ち上記（１５）式を採用する。また、Ｓ／Ｎが３５ｄＢ
未満となって雑音が比較的目だつようになると、上記
（１４）式に示すＬＰＦ計算を行う。なお、計算範囲ｋ
［ｐ−ａ，ｐ＋ｂ］は約２０程度と小さく、計算時間は
ほとんど無視することができる。

【００６７】次のステップＳ４′において、マイクロプ
ロセッサ18はＬＰＦ計算で得たｘ′を用いた下記（１
６）式に示す相関演算を行う。

【００６８】

【００６９】但し、ｋ＝−Ｉ，Ｊである。

【００７０】いま、入力ビデオ信号のＳ／Ｎが劣化して
（例えば、３５ｄＢ未満）、雑音が目だち始める入力条
件になるものとする。マイクロプロセッサ18はステップ
Ｓ6においてＳ／Ｎの劣化を検出すると、ステップＳ7
では上記（１４）式のＬＰＦ計算を行う。このＬＰＦ計
算の特性（ＬＰＦ特性）Ｆは、図３（ａ）に示すよう
に、コサイン波形をｆscで０となるようにレベルシフト
したものとなっている。次に、上記（１６）式の相関演
算を行う。次いで、相関結果ｄk を用いて、上記（３）
式のタップ係数修正演算を行う。相関演算においてＬＰ
Ｆ計算によって求めたｘ′を使用しているので、フーリ
エ変換によって得られる式は下記（１７）式に示すもの
となる。

【００７１】

【００７２】但し、ＦはＬＰＦ特性を周波数領域で表現
したものである。

【００７３】ここで、ＬＰＦ計算を行った場合のタップ
係数の周波数特性をＣF とし、Ｃnew ，Ｃold に代えて
ＣF を用い、γ＝α／βとすると、下記（１８）式が導
かれる。

【００７４】

【００７５】また、ＬＰＦ計算は位相直線特性であるの
で、下記（１９）式が成立する。

【００７６】

【００７７】この位相直線特性は本実施例にとって重要
な特性ではないが、式を見やすくするために、（１９）
式を（１８）式に代入して、下記（２０）式を導く。

【００７８】

【００７９】ところで、ＬＰＦ特性は、図３（ａ）に示
すように、ＬＰＦの通過帯域ではＦ＝１となっている。
これは（１５）式を採用した場合の特性であり、（２
０）式にＦ＝１を代入して上記（６）式が得られる。す
なわち、この場合には、従来と同様のＴＦ３出力特性が
得られる。一方、ＬＰＦの阻止帯域では、Ｆは０に近づ
き下記（２１）式が成立する。

【００８０】

【００８１】この（２１）式の関係を用いると、上記
（２０）式は下記（２２）式で近似することができる。

【００８２】

【００８３】この（２２）式の右辺は、Ｆが０に近づく
ほど１に近づく。すなわち、ＴＦ３の処理特性（１＋Ｃ
F ）は、図３（ｂ）に示すように、周波数ｆscの近傍で
Ｆが０に近づくにつれて１近傍の値となる。従って、Ｔ
Ｆ３の出力基準信号Ｙ（＝Ｘ（１＋ＣF ））は、図３
（ｃ）に示すように、ＬＰＦの通過帯域では平坦な特性
となり、阻止帯域ではゴーストの特性となる。つまり、
ＴＦ３はＬＰＦの通過帯域ではゴーストを除去すること
ができる。一方、ＬＰＦの阻止帯域では入力信号をその
まま出力しており、図３（ｃ）に示すように、出力雑音
Ｎo が増加することはない。

【００８４】すなわち、人間の目につきやすいゴースト
の明るさ成分は除去される一方、人間の目につきにくい
ゴーストの輪郭成分と色成分とは残る。また、出力雑音
Ｎoは、図３（ｃ）の斜線部に示すように、ＬＰＦの通
過帯域では増加するが、阻止帯域では増加しない。

【００８５】このように、本実施例においては、入力信
号のピーク位置近傍でＬＰＦ計算を施し、相関演算を行
って逐次修正でタップ係数を求めることによって、雑音
が目だつ入力特性時には、人間の目につきにくい高域の
残留ゴーストを許容する変わりに、高域の雑音が増大す
ることを防止しており、従来に比してゴースト除去後の
Ｓ／Ｎを改善することができる。

【００８６】図４は本発明の他の実施例を示すブロック
図である。図４において図１と同一の構成要素には同一
符号を付して説明を省略する。本実施例はＺＦ型の逐次
修正法を採用したものに適用したものである。

【００８７】本実施例は、入力波形メモリ４を削除した
ことと、マイクロプロセッサ19の動作フローとが図１の
実施例と異なる。

【００８８】次に、このように構成された実施例の動作
について図５のフローチャートを参照して説明する。

【００８９】先ず、ＬＭＳ型と同様に、ステップＳ11に
おいて出力基準波形を取込む。マイクロプロセッサ19は
ＴＦ３の出力波形の４フィールド間の差分をとり、更に
差分をとることによって、インパルス状の出力基準波形
｛ｙk ｝を９１０サンプル分取込む。

【００９０】次に、ステップＳ6 ′においてＳ／Ｎの判
定を行う。ステップＳ6 ′では、図２のステップＳ6 と
異なり、必ずＴＦ３の出力波形からＳ／Ｎを判定するよ
うになっている。なお、ステップＳ6 ′は逐次修正ルー
プの最初だけ行ってもよく、また、ループ毎に行うよう
にしてもよい。次のステップＳ12において、時間基準Ｐ
を求め、ステップＳ13で、時間基準Ｐを基にして出力波
形列｛ｙk ｝と基準波形列｛ｒk ｝との減算によって誤
差波形列｛ｅk ｝を得ることは従来と同様である。

【００９１】本実施例においては、次のステップＳ7 ′
で下記（２３），（２４）式に示すＬＰＦ計算を行う。
ステップＳ7 ′のＬＰＦ計算がステップＳ7 と異なる点
は、入力波形に代えて誤差波形を用いたことである。

【００９２】Ｓ／Ｎが３５ｄＢ未満のとき

【００９３】

【００９４】Ｓ／Ｎが３５ｄＢ以上のとき

【００９５】

【００９６】次いで、ステップＳ14′において、ＬＰＦ
計算によるｅk′を用いて、下記（２５）式に示すタッ
プ係数修正を行う。

【００９７】

【００９８】（２５）式の両辺をフーリエ変換すると、
下記（２６）式が得られる。

【００９９】

【０１００】ここで、ＬＰＦ計算を行った場合のタップ
係数の周波数特性をＣF とし、Ｃnew，Ｃold をＣF で
置き換えると、（２６）式は下記（２７）式に変形され
る。

【０１０１】

【０１０２】いま、上記（２４）式を採用した場合、す
なわち、ＬＰＦの通過帯域では、Ｆ＝１であり、（２
７）式は従来例の（１２）式と一致する。一方、ＬＰＦ
の阻止帯域においては、１＞＞｜γＦＸ｜が成立するの
で、（２７）式は下記（２８）式に変換される。

【０１０３】

【０１０４】この（２８）式の右辺は、Ｆが０に近づく
ほど１に近づく。すなわち、ＺＦ型においても、ＬＭＳ
型と同様の特性を有する。

【０１０５】本実施例においても図１の実施例と同様の
効果を得ることができる。

【０１０６】なお、上記各実施例は所謂比例リークを採
用しているが、文献４にも開示されているように、定リ
ークを採用した場合も比例リークを採用した場合と同様
に残留ゴーストを代償にしてタップ係数の収束性を向上
させる効果を有しているので、定リークを採用した場合
もＬＰＦ計算によって、これらの実施例と同様の効果を
得ることができることは明かである。

【０１０７】また、上記実施例では、入力波形列又は誤
差波形列に対してＬＰＦ計算を行っているが、タップ係
数に対してＬＰＦ計算を行っても同様の効果が得られる
ことは明かである。更に、ＬＰＦ計算を相関結果に対し
て行った場合にも同様の効果を得ることができる。

【０１０８】なお、本発明は逐次型の各種の変形、例え
ば入力信号と符号だけの誤差信号との間で相関演算を行
うものに適用することができることは明かである。ま
た、ＴＦの構成に制限されることはなく、例えば、入力
加重型又は巡回型接続などのＴＦ構成であってもよい。

【０１０９】また、Ｓ／Ｎ判定結果に応じて、ＬＰＦ特
性を変えてもよい。

【０１１０】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、高
域の雑音増大を防止することができるので、画質を向上
させることができるという効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るゴースト除去装置の一実施例を示
すブロック図。

【図２】実施例の動作を説明するためのフローチャー
ト。

【図３】実施例の動作を説明するための説明図。

【図４】本発明の他の実施例を示すブロック。

【図５】図４の実施例の動作を説明するためのフローチ
ャート。

【図６】従来のゴースト除去装置を示すブロック図。

【図７】従来例の動作を説明するためのフローチャー
ト。

【図８】従来例の問題点を説明するための説明図。

【図９】従来例の動作を説明するためのフローチャー
ト。

【符号の説明】

３…トランスバーサルフィルタ４…入力波形メモリ 15…出力波形メモリ 18…マイクロプロセッサ

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成３年１０月１日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正内容】

【書類名】明細書

【発明の名称】ゴースト除去装置

【特許請求の範囲】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【０００２】

【０００４】入力端子１にはゴースト妨害を受けたビデ
オ信号が入力される。このビデオ信号にはゴーストを除
去するためのＧＣＲ信号が挿入されている。入力ビデオ
信号はアナログ／ディジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換
器という）２によって単位時間Ｔ秒毎にサンプリングさ
れてディジタル信号に変換され、トランスバーサルフィ
ルタ（以下、ＴＦという）のみより成る等化回路３及び
入力波形メモリ４に与えられる。また、入力ビデオ信号
はタイミング回路５にも入力されており、タイミング回
路５は、入力ビデオ信号を基にして、全システムのクロ
ックＣＫ（周期Ｔ＝１／（４ｆsc）＝７０ｎｓ（ｆscは
色副搬送波周波数））及び各種タイミング信号を発生し
ている。

【０００５】波形等化を行う等化回路３は、直列接続さ
れた単位時間遅延回路からなる遅延回路群６、乗算器群
７及び加算器８から構成されている。タップ係数メモリ
９に記憶されたタップ係数が乗算器群７の各乗算器のタ
ップに与えられて各乗算器の係数が決定する。

【００１０】この基準信号（ＧＣＲ波形）を採用する
と、遅延時間範囲が４４．７μｓ以内の前ゴースト及び
後ゴーストを除去することが可能である。すなわち、こ
のゴースト除去範囲を得るために、等化回路３の総タッ
プ数を６４０（＝４４．７μｓ／Ｔ）に設定する。この
うち、例えば、前ゴースト用のタップ数Ｉを２９とし，
後ゴースト用のタップ数Ｊを６１０に設定する。

【００１４】

【００１７】

【００１９】修正されたタップ係数がタップ係数メモリ
９を介して各乗算器に与えられ、各遅延信号の利得が決
定する。こうして、等化回路３は波形等化を行う。等化
回路３の出力は出力波形メモリ15に取込まれ、タップ係
数修正演算が繰返される。上記（３）式に示すように、
相関結果に比例させてタップ係数を逐次修正することに
より、波形取込み毎の誤差波形列｛ｅk ｝の２乗を最小
化する。すなわち、最終的には、誤差波形列｛ｅk ｝の
２乗平均は収束することになり、ゴーストが除去され
る。

【００２０】次に、文献４で開示されている周波数領域
の表現手法を用いて、図８の説明図を参照して従来のゴ
ースト除去装置の出力特性を求める。図８（ａ）は等化
回路３の入力特性を示し、図８（ｂ）は等化回路３の処
理特性を示し、図８（ｃ）は等化回路３の出力特性を示
している。

【００２１】いま、遅延時間がτでゴースト量がｇの正
の単一ゴーストが混入したものとする。等化回路３に入
力される入力基準信号Ｘ（ｊω）は下記（４）式に示す
ものとなる。

【００２２】

【００２５】

【００２７】

【００２９】

【００３０】この（７）式は、等化回路３の処理特性を
示しており、図８（ｂ）に示すものとなる。この（７）
式から、等化回路３の出力基準信号Ｙは、下記（８）式
によって示すことができる。

【００３１】

【００３３】ところで、図８（ａ）に示すように、入力
雑音ＮI はゴーストに拘らず略平坦な特性を有してい
る。等化回路３によって、この入力雑音ＮI に図８
（ｂ）の特性が付与されると、等化回路３の出力雑音Ｎ
o （＝ＮI （１＋Ｃ））は、図８（ｃ）に示す特性とな
る。すなわち、図８（ｃ）の斜線部に示す部分は、入力
雑音よりも高いレベルとなる。このように、等化回路３
によってゴーストを除去することができる反面、雑音は
増加してしまうという問題があった。特に、雑音が目に
つきだす約３５ｄＢのＳ／Ｎ（信号対雑音比）の状態で
は、等化回路３の雑音増加による画質の劣化が顕著とな
ってしまう。

【００３５】先ず、ＬＭＳ型と同様に、ステップＳ11に
おいて出力基準波形を取込む。マイクロプロセッサ11は
等化回路３の出力波形の４フィールド間の差分をとり、
更に差分をとることによって、インパルス状の出力基準
波形｛ｙk ｝を９１０サンプル分取込む。

【００３９】

【００４３】

【００４６】

【００４７】この（１３）式は、上述したＬＭＳ型の
（７）式と同一である。すなわち、ＺＦ型においても等
化回路３の処理は同一であり、出力基準信号Ｙの特性及
び等化回路３の出力雑音Ｎo の特性はＬＭＳ型と同様で
ある。従って、ＺＦ型においても、ゴーストを除去する
ことができる反面、雑音が増加してしまうという問題点
があった。

【００４８】

【００５０】

【課題を解決するための手段】本発明に係るゴースト除
去装置は、所定周期で基準波形が挿入された入力波形が
与えられるタップ係数可変型のトランスバーサルフィル
タより成る等化回路と、この等化回路の出力波形中の出
力基準波形と前記基準波形とから誤差波形を求める誤差
計算手段と、前記誤差波形に基づいて前記出力波形中の
ゴースト成分を除去するための前記タップ係数を求める
か又は前記誤差波形と前記入力波形中の入力基準波形と
の相関演算によって前記出力波形中のゴースト成分を除
去するための前記タップ係数を求めて前記トランスバー
サルフィルタに与える手段と、前記入力波形又は前記出
力波形の信号対雑音比を判定するＳ／Ｎ判定手段と、こ
のＳ／Ｎ判定手段の判定結果に基づいて前記タップ係数
を求める手段に与える波形を高域抑圧するＬＰＦ手段と
を具備したものである。

【００５１】

【作用】本発明において、ＬＰＦ手段は、例えば、入力
波形の高域を抑圧することにより相関演算結果の高域を
抑圧する。そうすると、等化回路出力の高域はゴースト
除去性能が劣化して残留ゴーストが増加する反面、雑音
の増加が抑制される。こうして、目だちやすいゴースト
を除去すると共に、ゴースト除去後のＳ／Ｎを高くして
画質を向上させている。

【００５２】

【００５３】入力端子１にはゴースト除去用の基準信号
（ＧＣＲ信号）が挿入されたビデオ信号が入力される。
Ａ／Ｄ変換器２は入力ビデオ信号をディジタル信号に変
換してＴＦのみより成る等化回路３及び入力波形メモリ
４に与える。また、入力ビデオ信号はタイミング回路５
にも与えられる。タイミング回路５は、入力ビデオ信号
を基にして、全システムのクロックＣＫ（周期Ｔ＝１／
（４ｆsc）＝７０ｎｓ）及び各種タイミング信号を発生
する。

【００５４】等化回路３の構成は従来と同様であり、遅
延回路群６、乗算器群７及び加算器８によって構成され
ている。遅延回路群６の各遅延回路はＡ／Ｄ変換器２の
出力をＴ秒だけ遅延させて、乗算器群７の各乗算器に与
える。各乗算器はタップ係数ｃ-I乃至ｃJ が与えられ
て、遅延回路からの遅延信号にタップ係数を乗算して加
算器８に出力する。加算器８は各乗算器の出力を加算し
て出力端子10及び出力波形メモリ15に出力する。

【００５５】入力波形メモリ４はＡ／Ｄ変換器２からの
入力ビデオ信号に含まれるＧＣＲ信号波形を取込み、出
力波形メモリ15は等化回路３出力に含まれるＧＣＲ信号
波形を取込む。ＲＯＭ12には文献１に開示されている基
準信号の差分、すなわち、インパルス形状の基準信号及
びタップ係数を求めるためのプログラムが格納されてい
る。マイクロプロセッサ18はＲＯＭ12からプログラムを
読出して、作業ＲＡＭ13を使用して所定期間毎にタップ
係数を修正してタップ係数メモリ９に格納する。タップ
係数メモリ９は格納されたタップ係数を等化回路３の各
乗算器のタップに与えるようになっている。

【００５７】先ず、ステップＳ1 では入出力波形の取込
みを行う。タイミング回路５からのタイミング信号によ
って、入力波形メモリ４は入力ビデオ信号に含まれるＧ
ＣＲ信号を取込み、マイクロプロセッサ18は４フィール
ド間の差分をとり、更に差分をとってインパルス状の入
力差分波形｛ｘk ｝を得る。また、出力波形メモリ15は
等化回路３出力に含まれるＧＣＲ信号を取込み、マイク
ロプロセッサ18は４フィールド間の差分をとり、更に差
分をとってインパルス状の出力差分波形｛ｙk｝を得
る。なお、入出力差分波形のサンプル数は、９１０サン
プル（ｋ＝０乃至９０９）である。

【００６１】Ｓ／Ｎが３５ｄＢ未満のとき

【００６２】

【００６３】Ｓ／Ｎが３５ｄＢ以上のとき

【００６４】

【００６８】

【００６９】但し、ｋ＝−Ｉ，Ｊである。

【００７１】

【００７４】

【００７６】

【００７８】

【００７９】ところで、ＬＰＦ特性は、図３（ａ）に示
すように、ＬＰＦの通過帯域ではＦ＝１となっている。
これは（１５）式を採用した場合の特性であり、（２
０）式にＦ＝１を代入して上記（６）式が得られる。す
なわち、この場合には、従来と同様の等化回路３出力特
性が得られる。一方、ＬＰＦの阻止帯域では、Ｆは０に
近づき下記（２１）式が成立する。

【００８０】

【００８２】

【００８３】この（２２）式の右辺は、Ｆが０に近づく
ほど１に近づく。すなわち、等化回路３の処理特性（１
＋ＣF ）は、図３（ｂ）に示すように、周波数ｆscの近
傍でＦが０に近づくにつれて１近傍の値となる。従っ
て、等化回路３の出力基準信号Ｙ（＝Ｘ（１＋ＣF ））
は、図３（ｃ）に示すように、ＬＰＦの通過帯域では平
坦な特性となり、阻止帯域ではゴーストの特性となる。
つまり、等化回路３はＬＰＦの通過帯域ではゴーストを
除去することができる。一方、ＬＰＦの阻止帯域では入
力信号をそのまま出力しており、図３（ｃ）に示すよう
に、出力雑音Ｎoが増加することはない。

【００８９】先ず、ＬＭＳ型と同様に、ステップＳ11に
おいて出力基準波形を取込む。マイクロプロセッサ19は
等化回路３の出力波形の４フィールド間の差分をとり、
更に差分をとることによって、インパルス状の出力基準
波形｛ｙk ｝を９１０サンプル分取込む。

【００９０】次に、ステップＳ6 ′においてＳ／Ｎの判
定を行う。ステップＳ6 ′では、図２のステップＳ6 と
異なり、必ず等化回路３の出力波形からＳ／Ｎを判定す
るようになっている。なお、ステップＳ6 ′は逐次修正
ループの最初だけ行ってもよく、また、ループ毎に行う
ようにしてもよい。次のステップＳ12において、時間基
準Ｐを求め、ステップＳ13で、時間基準Ｐを基にして出
力波形列｛ｙk ｝と基準波形列｛ｒk｝との減算によっ
て誤差波形列｛ｅk ｝を得ることは従来と同様である。

【００９２】Ｓ／Ｎが３５ｄＢ未満のとき

【００９３】

【００９４】Ｓ／Ｎが３５ｄＢ以上のとき

【００９５】

【００９７】

【００９９】

【０１０１】

【０１０３】

【０１０８】なお、本発明は逐次型の各種の変形、例え
ば入力信号と符号だけの誤差信号との間で相関演算を行
うものに適用することができることは明かである。ま
た、等化回路の構成に制限されることはなく、例えば、
入力加重型のＴＦ、非巡回型接続のＴＦと巡回型接続の
ＴＦの直列接続などの等化回路構成であってもよい。

【０１１０】また、本発明はＳ／Ｎ判定手段を限定して
いる訳ではなく、例えば、ＩＦ−ＡＧＣ電圧からＳ／Ｎ
判定を行ってもよく、種々のＳ／Ｎ判定手段が利用でき
る。

【０１１１】

【図面の簡単な説明】

【図２】実施例の動作を説明するためのフローチャー
ト。

【図３】実施例の動作を説明するための説明図。

【図４】本発明の他の実施例を示すブロック。

【図６】従来のゴースト除去装置を示すブロック図。

【図７】従来例の動作を説明するためのフローチャー
ト。

【図８】従来例の問題点を説明するための説明図。

【図９】従来例の動作を説明するためのフローチャー
ト。

【符号の説明】３…等化回路４…入力波形メモリ 15…出力波形メモリ 18…マイクロプロセッサ

【手続補正２】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図８

【補正方法】変更

【補正内容】

【図８】

Claims

【特許請求の範囲】【請求項１】所定周期で基準波形が挿入された入力波
形が与えられるタップ係数可変型のトランスバーサルフ
ィルタと、このトランスバーサルフィルタの出力波形中の出力基準
波形と前記基準波形とから誤差波形を求める誤差計算手
段と、前記誤差波形と前記入力波形又は出力波形との相関演算
によって前記タップ係数を求めて前記トランスバーサル
フィルタに与える相関演算手段と、前記入力波形又は前記出力波形の信号対雑音比を判定す
るＳ／Ｎ判定手段と、このＳ／Ｎ判定手段の判定結果に基づいて前記相関演算
手段の演算結果を高域抑圧することが可能なＬＰＦ手段
とを具備したことを特徴とするゴースト除去装置。