JPH053885B2 - - Google Patents
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- JPH053885B2 JPH053885B2 JP59244128A JP24412884A JPH053885B2 JP H053885 B2 JPH053885 B2 JP H053885B2 JP 59244128 A JP59244128 A JP 59244128A JP 24412884 A JP24412884 A JP 24412884A JP H053885 B2 JPH053885 B2 JP H053885B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
- G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
- G01F1/66—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by measuring frequency, phase shift or propagation time of electromagnetic or other waves, e.g. using ultrasonic flowmeters
- G01F1/667—Arrangements of transducers for ultrasonic flowmeters; Circuits for operating ultrasonic flowmeters
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Fluid Mechanics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measuring Volume Flow (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
ａ 産業上の利用分野
本発明は、連続波超音波流速計に関する。さら
に詳しく述べると、流体中に周波数変調された超
音波を発射し、送信波の変調信号と受信波の変調
信号の位相差から流速を求める連続波超音波流速
計に関する。
に詳しく述べると、流体中に周波数変調された超
音波を発射し、送信波の変調信号と受信波の変調
信号の位相差から流速を求める連続波超音波流速
計に関する。
ｂ 従来の技術
第３図は従来の技術による連続波超音波流速計
のブロツクダイヤグラムである。
のブロツクダイヤグラムである。
発振回路OSの出力は、変調回路MODにおいて
フイルタ回路Ｆの出力である正弦波信号ssに従つ
て周波数変調される。上記変調回路MODの出力
信号msは送信回路Ｔにおいて電力増幅され、送
受切換え回路Ｓを経由して２個の超音波トランス
デユーサＵ１，Ｕ２の一方に送られる。上記２個
の超音波トランスデユーサＵ１，Ｕ２は流体の流
れる管１に取付けられ、一方が送信機能を果すと
きは他方は受信機能を果すように上記送受信切換
え回路Ｓで切換えられる。
フイルタ回路Ｆの出力である正弦波信号ssに従つ
て周波数変調される。上記変調回路MODの出力
信号msは送信回路Ｔにおいて電力増幅され、送
受切換え回路Ｓを経由して２個の超音波トランス
デユーサＵ１，Ｕ２の一方に送られる。上記２個
の超音波トランスデユーサＵ１，Ｕ２は流体の流
れる管１に取付けられ、一方が送信機能を果すと
きは他方は受信機能を果すように上記送受信切換
え回路Ｓで切換えられる。
音速をＣ、流速をＶ、管径をｄ、管軸と超音波
ビームのなす角度をθとし、超音波トランスデユ
ーサ間の距離をｄ／cosθとするとき、流速と超音
波進行方向が順方向、逆方向の場合、超音波は超
音波トランスデユーサ間をそれぞれ次式で与えら
れる伝播時間td、tuで伝播する。
ビームのなす角度をθとし、超音波トランスデユ
ーサ間の距離をｄ／cosθとするとき、流速と超音
波進行方向が順方向、逆方向の場合、超音波は超
音波トランスデユーサ間をそれぞれ次式で与えら
れる伝播時間td、tuで伝播する。
td＝ｄ／（Ｃ＋Vcosθ）cosθ ……(1)
tu＝ｄ／（Ｃ−Vcosθ）cosθ ……(2)
超音波トランスデユーサで検出された信号は受
信回路Ｒで増幅された後、復調回路DEMOにお
いて正弦波信号rssに復調される。この正弦波信
号rssは、フイルタ回路Ｆの出力である正弦波信
号ssに対して、(1)、(2)式で与えられる時間だけ遅
延している。
信回路Ｒで増幅された後、復調回路DEMOにお
いて正弦波信号rssに復調される。この正弦波信
号rssは、フイルタ回路Ｆの出力である正弦波信
号ssに対して、(1)、(2)式で与えられる時間だけ遅
延している。
上記復調回路DEMOの出力信号rssと上記フイ
ルタ回路Ｆの出力信号ssの位相差を位相差検出回
路PDが検出する。そして該位相差検出回路と、
上記位相差検出回路PDの出力に応じて発振周波
数が変化する電圧制御発振回路VCOと、上記電
圧制御発振回路VCOの出力を分周する分周回路
Ｄと、上記分周回路Ｄの後段に設けられたローパ
スフイルタＦが上記信号ssと上記信号rssの位相
差がゼロである周波数で発振するPLL回路を構
成する。上記PLL回路は、(1)、(2)式で与えられ
る遅延時間fd、fuで発振する。
ルタ回路Ｆの出力信号ssの位相差を位相差検出回
路PDが検出する。そして該位相差検出回路と、
上記位相差検出回路PDの出力に応じて発振周波
数が変化する電圧制御発振回路VCOと、上記電
圧制御発振回路VCOの出力を分周する分周回路
Ｄと、上記分周回路Ｄの後段に設けられたローパ
スフイルタＦが上記信号ssと上記信号rssの位相
差がゼロである周波数で発振するPLL回路を構
成する。上記PLL回路は、(1)、(2)式で与えられ
る遅延時間fd、fuで発振する。
fd＝（Ｃ＋Vcosθ）cosθ／ｄ ……(3)
fu＝（Ｃ−Vcosθ）cosθ／ｄ ……(4)
上記発振回路OSの出力はタイマ回路TMにお
いて分周され、その出力信号によつてアツプカウ
ントとダウンカウントが切換えられるアツプダウ
ンカウンタＣで上記電圧制御発振回路VCOの出
力信号を計数することにより、周波数fdとfuの差
が求められる。fd−fuは(5)式で与えられ、流速Ｖ
に比例する。
いて分周され、その出力信号によつてアツプカウ
ントとダウンカウントが切換えられるアツプダウ
ンカウンタＣで上記電圧制御発振回路VCOの出
力信号を計数することにより、周波数fdとfuの差
が求められる。fd−fuは(5)式で与えられ、流速Ｖ
に比例する。
fd−fu＝2Vcos2θ／ｄ ……(5)
ｃ 発明が解決しようとする問題点
変調回路MODの変調信号がアナログ信号であ
る正弦波ssであるので、変調回路MOD、復調回
路DEMOの特性が悪いとき、PLL回路の発振周
波数に誤差がもたらされる。特に復調回路の零点
付近における安定性が重要であるが、中心周波数
近傍の感度が悪いため測定精度・安定性が悪い。
る正弦波ssであるので、変調回路MOD、復調回
路DEMOの特性が悪いとき、PLL回路の発振周
波数に誤差がもたらされる。特に復調回路の零点
付近における安定性が重要であるが、中心周波数
近傍の感度が悪いため測定精度・安定性が悪い。
ｄ 問題点を解決する手段
上記問題点は、一定周波数ｆで発振する固定発
振回路と、上記発振回路の出力信号をデジタル信
号ｓに応じて分周比N1またはN2で分周する第１
のPLL回路からなる変調回路と、 流体が流れる管と、上記管の壁面に配設された
２個の超音波トランスデユーサと、 上記PLL回路の出力を電力増幅する送信回路
と、超音波トランスデユーサで検出された信号を
増幅する増幅回路と、上記超音波トランスデユー
サの一方を上記送信回路に結合し他方を上記受信
回路に結合するスイツチであつて信号ｚによつて
上記結合の組合せを変える送受信切換回路と、 上記受信回路の出力を入力とし、第１のPLL
回路における電圧制御発振回路と同一の特性の電
圧制御発振回路を備えかつ分周比が１である第２
のPLL回路で構成された、上記デジタル信号ｓ
を復調する復調回路と、 上記復調回路の出力rsを入力とする第３のPLL
回路で構成され、上記復調回路の出力rsと位相同
期されたデジタル信号ｓを上記第１のPLL回路
に送る位相同期回路と、 上記位相同期回路を形成する閉回路の一点にお
ける周波数を信号ｚに応じてアツプカウントまた
はダウンカウントするアツプダウンカウンタ回路
と、信号ｙでトリガーされる毎に上記アツプダウ
ン回路の出力を上記出力する出力回路と、 上記発振回路を分周し上記信号ｚの上記送受信
切換え回路と上記アツプダウン回路に、上記信号
ｙを出力回路に送る分周回路を備える超音波流速
計によつて解決された。
振回路と、上記発振回路の出力信号をデジタル信
号ｓに応じて分周比N1またはN2で分周する第１
のPLL回路からなる変調回路と、 流体が流れる管と、上記管の壁面に配設された
２個の超音波トランスデユーサと、 上記PLL回路の出力を電力増幅する送信回路
と、超音波トランスデユーサで検出された信号を
増幅する増幅回路と、上記超音波トランスデユー
サの一方を上記送信回路に結合し他方を上記受信
回路に結合するスイツチであつて信号ｚによつて
上記結合の組合せを変える送受信切換回路と、 上記受信回路の出力を入力とし、第１のPLL
回路における電圧制御発振回路と同一の特性の電
圧制御発振回路を備えかつ分周比が１である第２
のPLL回路で構成された、上記デジタル信号ｓ
を復調する復調回路と、 上記復調回路の出力rsを入力とする第３のPLL
回路で構成され、上記復調回路の出力rsと位相同
期されたデジタル信号ｓを上記第１のPLL回路
に送る位相同期回路と、 上記位相同期回路を形成する閉回路の一点にお
ける周波数を信号ｚに応じてアツプカウントまた
はダウンカウントするアツプダウンカウンタ回路
と、信号ｙでトリガーされる毎に上記アツプダウ
ン回路の出力を上記出力する出力回路と、 上記発振回路を分周し上記信号ｚの上記送受信
切換え回路と上記アツプダウン回路に、上記信号
ｙを出力回路に送る分周回路を備える超音波流速
計によつて解決された。
ｅ 作用
上記固定発振器の出力は信号ｓに応じて分周比
N1またはN2で分周される。例えば信号ｓがＨの
とき第１のPLL回路の出力周波数はｆ／N1であ
り、信号ｓがＬのとき第１のPLL回路の出力周
波数はｆ／N2である。
N1またはN2で分周される。例えば信号ｓがＨの
とき第１のPLL回路の出力周波数はｆ／N1であ
り、信号ｓがＬのとき第１のPLL回路の出力周
波数はｆ／N2である。
第１のPLL回路の出力は送信回路、送受信切
換え回路を経て一方の超音波トランスデユーサに
送られる。該一方の超音波トランスデユーサから
周波数Ｎ／f1またはＮ／f2の超音波が送信され、
他方の超音波トランスデユーサで受信される。
換え回路を経て一方の超音波トランスデユーサに
送られる。該一方の超音波トランスデユーサから
周波数Ｎ／f1またはＮ／f2の超音波が送信され、
他方の超音波トランスデユーサで受信される。
音速をＣ、流速をＶ、超音波トランスデユーサ
間距離をＬとするとき、流速と超音波進行方向が
順方向、逆方向の場合、超音波は超音波トランス
デユーサ間をそれぞれ次式で与えられる伝播時間
td、tuで伝播する。
間距離をＬとするとき、流速と超音波進行方向が
順方向、逆方向の場合、超音波は超音波トランス
デユーサ間をそれぞれ次式で与えられる伝播時間
td、tuで伝播する。
td＝Ｌ／（Ｃ＋Ｖ） ……(6)
tu＝Ｌ／（Ｃ−Ｖ） ……(7)
すなわち受信超音波は(6)、(7)式で与えられる時
間だけ送信超音波に対して遅延している。
間だけ送信超音波に対して遅延している。
上記復調回路は第１のPLL回路と同一特性の
電圧制御発振回路を有しかつ分周比が１であるの
で、第１のPLL回路と同一の周波数で発振し、
該第２のPLL回路の電圧制御発振回路の入力信
号rsは上記第１のPLL回路の電圧制御発振回路の
入力信号ｓと同一になる。ただし(6)、(7)式で与え
られる時間差に対応する位相差が存在する。
電圧制御発振回路を有しかつ分周比が１であるの
で、第１のPLL回路と同一の周波数で発振し、
該第２のPLL回路の電圧制御発振回路の入力信
号rsは上記第１のPLL回路の電圧制御発振回路の
入力信号ｓと同一になる。ただし(6)、(7)式で与え
られる時間差に対応する位相差が存在する。
上記復調回路の電圧制御発振回路の入力点から
得られた信号rsは波形整形回路を経て位相同期回
路に送られ、そこで上記信号ｓとの位相差がゼロ
となる周波数で発振する。
得られた信号rsは波形整形回路を経て位相同期回
路に送られ、そこで上記信号ｓとの位相差がゼロ
となる周波数で発振する。
上記復調回路の分周比をN3とし、Ｋを整数と
するとき、(6)、(7)式に対応する発振周波数fd、fu
は(8)式、(9)式で与えられる。
するとき、(6)、(7)式に対応する発振周波数fd、fu
は(8)式、(9)式で与えられる。
fd＝KN3（Ｃ＋Ｖ）／Ｌ ……(8)
fu＝KN3（Ｃ−Ｖ）／Ｌ ……(9)
周波数がfd／N3またはfu／N3である上記信号
ｓが上記第１のPLL回路の制御信号ｓである。
ｓが上記第１のPLL回路の制御信号ｓである。
上記復調回路の電圧制御発振回路の出力は、ア
ツプダウンカウンタ回路において、上記送受信切
換回路を制御する信号ｚに同期してアツプカウン
トまたはダウンカウントされる。したがつて上記
アツプダウン回路の出力Ｍは(8)、(9)式で与えられ
る周波数の差である。
ツプダウンカウンタ回路において、上記送受信切
換回路を制御する信号ｚに同期してアツプカウン
トまたはダウンカウントされる。したがつて上記
アツプダウン回路の出力Ｍは(8)、(9)式で与えられ
る周波数の差である。
Ｍ＝fd−fu＝2KN3V／Ｌ ……(10)
上記アツプダウンカウンタの出力Ｍは流速Ｖに
比例し、出力回路で信号ｙに応じて読み出され表
示部で表示される。
比例し、出力回路で信号ｙに応じて読み出され表
示部で表示される。
上記信号ｙおよび信号ｚでは、それぞれ上記固
定発振回路の出力を適宜分周することにより得ら
れる。
定発振回路の出力を適宜分周することにより得ら
れる。
ｆ 実施例
第１図は本発明に係る超音波流速計の好ましい
実施例のブロツクダイヤグラム、第２図は第１図
の主要点における信号のタイムチヤートを示す。
実施例のブロツクダイヤグラム、第２図は第１図
の主要点における信号のタイムチヤートを示す。
固定発振回路OSCの出力ａがタイマ回路TMで
適宜分周され、送受信切換え回路swを制御する
信号ｓと出力回路Ｐを制御する信号ｙが作られ
る。
適宜分周され、送受信切換え回路swを制御する
信号ｓと出力回路Ｐを制御する信号ｙが作られ
る。
上記固定発振回路OSCの出力（周波数ｆ）は
第１のPLL回路の第１の位相差検出回路PD１の
一方の入力となる。該位相差検出回路の出力は、
ローパスフイルタＦ１を経て電圧制御発振回路
VCO１の入力信号となり、その発振周波数を制
御する。上記電圧制御発振回路VCO１の出力は、
位相同期回路の出力信号ｓによつて分周比がN1
またはN2になるように制御される分周回路DIV
１によつて分周され、上記第１の位相差検出回路
の他の入力となる。したがつて第１のPLL回路
の出力の信号ｂの周波数はfN1またはfN2である。
すなわち信号ｓに応じて周波数fN1の信号とfN2
の信号が交互に送信回路TXに送られる。
第１のPLL回路の第１の位相差検出回路PD１の
一方の入力となる。該位相差検出回路の出力は、
ローパスフイルタＦ１を経て電圧制御発振回路
VCO１の入力信号となり、その発振周波数を制
御する。上記電圧制御発振回路VCO１の出力は、
位相同期回路の出力信号ｓによつて分周比がN1
またはN2になるように制御される分周回路DIV
１によつて分周され、上記第１の位相差検出回路
の他の入力となる。したがつて第１のPLL回路
の出力の信号ｂの周波数はfN1またはfN2である。
すなわち信号ｓに応じて周波数fN1の信号とfN2
の信号が交互に送信回路TXに送られる。
超音波トランスデユーサUT１，UT２は、第
１図の実施例では互いに対向しないように流体の
流れる管の壁面に取付けられている。周波数fN1
またはfN2の超音波が超音波トランスデユーサ
UT１，UT２を伝播し、その受信信号は送受信
切換回路swを経て受信回路RXで増幅さる。
１図の実施例では互いに対向しないように流体の
流れる管の壁面に取付けられている。周波数fN1
またはfN2の超音波が超音波トランスデユーサ
UT１，UT２を伝播し、その受信信号は送受信
切換回路swを経て受信回路RXで増幅さる。
上記受信回路RXの出力は復調回路の第２の位
相差検出回路FD２の一方の入力となる。上記第
２の位相差検出回路FD２の出力はローパスフイ
ルタF2を経て第２の電圧制御発振回路VCO２に
到り、該第２の電圧制御発振回路VCO２の発振
周波数を制御する。該第２の電圧制御発振回路
VCO２の出力は上記第２の位相差検出回路PD２
の他方の入力となる。前述したように上記電圧制
御発振回路VCO２の入力端の信号rsは、第１の
PLL回路の分周回路DIV１を制御する信号ｓと同
形であり(8)、(9)式で与えられる時間だけ遅延した
信号である。
相差検出回路FD２の一方の入力となる。上記第
２の位相差検出回路FD２の出力はローパスフイ
ルタF2を経て第２の電圧制御発振回路VCO２に
到り、該第２の電圧制御発振回路VCO２の発振
周波数を制御する。該第２の電圧制御発振回路
VCO２の出力は上記第２の位相差検出回路PD２
の他方の入力となる。前述したように上記電圧制
御発振回路VCO２の入力端の信号rsは、第１の
PLL回路の分周回路DIV１を制御する信号ｓと同
形であり(8)、(9)式で与えられる時間だけ遅延した
信号である。
第１図の実施例においては、上記信号rsはバツ
フア回路BFにおいてインピーダンス変換された
後シユミツト回路SCHにおいて矩形波に波形整
形さる。
フア回路BFにおいてインピーダンス変換された
後シユミツト回路SCHにおいて矩形波に波形整
形さる。
上記シユミツト回路SCHの出力は、位相同期
回路の第３の位相差検出回路PD３の一方の入力
となる。上記位相差検出回路PD３の出力はロー
パスフイルタＦ３を経て第３の電圧制御発振回路
VcO３の出力周波数を制御する。上記電圧制御
発振回路VCO３の出力は第２の分収回路DIV２
において分周比N3で分周され、上記第３の位相
差検出回路の他方の入力となり、また同時に上記
第１のPLL回路の第１の分周回路DIV１の制御信
号ｓとなる。
回路の第３の位相差検出回路PD３の一方の入力
となる。上記位相差検出回路PD３の出力はロー
パスフイルタＦ３を経て第３の電圧制御発振回路
VcO３の出力周波数を制御する。上記電圧制御
発振回路VCO３の出力は第２の分収回路DIV２
において分周比N3で分周され、上記第３の位相
差検出回路の他方の入力となり、また同時に上記
第１のPLL回路の第１の分周回路DIV１の制御信
号ｓとなる。
上記第３の電圧制御発振回路VOO３の出力は、
アツプダウンカウンタ回路CNTにおいて上記タ
イマ回路TMからの制御信号ｚに応じてアツプカ
ウントまたはダウンカウントされる。上記アツプ
ダウンカウンタ回路CNTの出力は、上記タイマ
回路TMからの制御信号ｙに応じて、出力回路Ｐ
で読み取られる。
アツプダウンカウンタ回路CNTにおいて上記タ
イマ回路TMからの制御信号ｚに応じてアツプカ
ウントまたはダウンカウントされる。上記アツプ
ダウンカウンタ回路CNTの出力は、上記タイマ
回路TMからの制御信号ｙに応じて、出力回路Ｐ
で読み取られる。
ｇ 発明の効果
(i) 周波数変調がステツプ状に行なわれるので、
特に復調回路の零近傍における感度・安定性に
おいて優れている。
特に復調回路の零近傍における感度・安定性に
おいて優れている。
(ii) 周波数変調の変調度を振動子の許すかぎり深
くすることができる。
くすることができる。
(iii) 音速変化の影響が全くない。
(iv) 広い流速範囲において測定することができ
る。
る。
(v) 全てデイジタル回路で構成できるので、調整
が簡単であり、また安価な部品で製作すること
ができる。
が簡単であり、また安価な部品で製作すること
ができる。
第１図は本発明に係る超音波流速計の好ましい
実施例のブロツクダイヤグラム、第２図は第１図
の主要点における信号のタイムチヤート、第３図
は従来の技術による連続波超音波流速計のブロツ
クダイヤグラム。
実施例のブロツクダイヤグラム、第２図は第１図
の主要点における信号のタイムチヤート、第３図
は従来の技術による連続波超音波流速計のブロツ
クダイヤグラム。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 一定周波数ｆで発振する固定発振回路と、上
記固定発振回路の出力信号をデジタル信号ｓに応
じて分周比N1またはN2で分周する第１のPLL回
路からなる変調回路と、 流体が流れる管と、上記管の壁面に配設された
２個の超音波トランスデユーサと、 上記PLL回路の出力を電力増幅する送信回路
と、超音波トランスデユーサで検出された信号を
増幅する増幅回路と、上記超音波トランスデユー
サの一方を上記送信回路に結合し他方を上記受信
回路に結合するスイツチであつて信号ｚによつて
上記結合の組合せを変える送受信切換回路と、 上記受信回路の出力を入力とし、第１のPLL
回路における電圧制御発振回路と同一の特性の電
圧制御発振回路を備えかつ分周比が１である第２
のPLL回路で構成された、上記デジタル信号ｓ
を復調する復調回路と、 上記復調回路の出力rsを入力とする第３のPLL
回路で構成され、上記復調回路の出力rsと位相同
期されたデジタル信号ｓを上記第１のPLL回路
に送る位相同期回路と、 上記位相同期回路を形成するPLL閉回路の一
点における周波数を信号ｚに応じてアツプカウン
トまたはダウンカウントするアツプダウンカウン
タ回路と、信号ｙでトリガーされる毎に上記アツ
プダウン回路の出力を出力する出力回路と、 上記発振回路を分周し上記信号ｚを上記送受信
切換え回路と上記アツプダウン回路に、上記信号
ｙを上記出力回路に送る分周回路を備えることを
特徴とする超音波流速計。 ２ 上記超音波トランスデユーサが管の壁面に互
いに対向しないように配設されていることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の超音波流速
計。 ３ 上記位相同期回路を形成するPLL閉回路の
一点が、該PLL回路の電圧制御発振回路の出力
点であることを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載の超音波流速計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59244128A JPS61120923A (ja) | 1984-11-19 | 1984-11-19 | 連続波超音波流速計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59244128A JPS61120923A (ja) | 1984-11-19 | 1984-11-19 | 連続波超音波流速計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61120923A JPS61120923A (ja) | 1986-06-09 |
| JPH053885B2 true JPH053885B2 (ja) | 1993-01-18 |
Family
ID=17114178
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59244128A Granted JPS61120923A (ja) | 1984-11-19 | 1984-11-19 | 連続波超音波流速計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61120923A (ja) |
-
1984
- 1984-11-19 JP JP59244128A patent/JPS61120923A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61120923A (ja) | 1986-06-09 |
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