JPH0545114A - 干渉計における位相推移の測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 干渉計における位相推移の測定の感度および
精度を改善する測定装置を提供する。 【構成】 干渉計２は光源に連結され、検出器３によっ
て受信される信号を生成する。位相変調器４は、干渉計
の１つの光路に位相推移を導く。検出器によって受信さ
れる信号は、測定パラメータに従属する信号を供給する
処理システム９と、位相変調器を制御するディジタル電
子的手段１２とを具備する電子的手段７によって処理さ
れる。変調器用の制御信号は、生成される位相推移があ
る特定の４つの連続値をとるように決定される。さらに
処理システム１９は、変調制御連鎖の利得を一定に保
つ。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、干渉計において導かれ
る位相推移(phase shift）Φ_p を測定する装置に関す
る。

【０００２】干渉計は、多数のパラメータの測定を可能
とするために使用される。測定パラメータは、後に再結
合されて干渉を引き起こす２つの波の間の位相推移Φ_p
を、おそらく各種のセンサによって導く。

【０００３】検出器は、干渉計から出る光束を受信し、
干渉の状態に、従って位相推移Φ_p に、従属する電気信
号を発生させる。

【０００４】

【従来の技術】このようにして実現される干渉計は、例
えば、マイケルソン（Ｍｉｃｈｅｌｓｏｎ）干渉計また
はマッハ・ツェンダー（Ｍａｃｈ−Ｚｅｈｎｄｅｒ）干
渉計である。従来の干渉計の大多数には、現在、通常シ
ングル・モードの光ファイバで作られるそれらの相当品
がある。

【０００５】測定の精度を改善するために、これらの装
置に対して様々な強化がなされてきた。特に知られてい
るのは、このような干渉計に位相変調器、例えば圧電式
または光電式の変調器、を導入することであり、これら
は、測定位相推移Φ_p に加えられる、２つの波の間の帰
還位相推移Φ_crを導く。

【０００６】また、和Φ_cr＋Φ_p を一定値に駆動するた
めの対策がなされてきており、これによって測定の精度
が改善されてきている。

【０００７】この和Φ_cr＋Φ_p を０に駆動することによ
って、システムの応答が線形化され、このことは、精度
の探究において格別な一歩をなすものである。事実、新
しい測定値は、Φ_p と符号が反対でそれゆえ線形従属を
有するΦ_crとなる。

【０００８】また、Φ_m で示される変調信号によって生
成される周期的位相推移Φ_m （または弁別（ｄｉｓｃｒ
ｉｍｉｎａｔｉｏｎ）変調）を、帰還位相推移Φ_crに加
えることも知られている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、検出
器が発生させる電気信号および位相変調器用の制御信号
に適した処理を通して、干渉計においてもたらされる位
相推移の測定の感度および精度を更に改善することであ
る。

【００１０】

【課題を解決するための手段および作用】本発明によれ
ば、変調信号Φ_m は、周期的であり、周期４τである。
各周期の間、変調信号は次の４つの値を連続的にとる。 Φ₁ ＝Φ₀ Φ₂ ＝ａΦ₀ Φ₃ ＝−Φ₀ Φ₄ ＝−ａΦ₀ 各々、持続時間はτである。Φ₀ は、ａに従属する一定
の位相推移であり、ａは次の条件を満たす正の定数であ
る。 ｃｏｓΦ₀ ＝ｃｏｓ（ａΦ₀ ）

【００１１】処理システムは、干渉計から戻って来る干
渉信号を利用する。この信号は、変調レベルΦ₁ ，
Φ₂ ，Φ₃ およびΦ₄ それぞれに対応して、４つの値ｘ
１，ｘ２，ｘ３およびｘ４を周期的にとる。

【００１２】演算（ｘ１＋ｘ３）−（ｘ２＋ｘ４）の結
果は、変調制御連鎖(modulation control chain)の利得
（ｇａｉｎ）を表す信号Ｘ_g を与える。特に、条件ｃｏ
ｓΦ ₀ ＝ｃｏｓ（ａΦ₀ ）が満たされる時、Ｘ_g ＝０で
ある。この信号Ｘ_g は、変調制御連鎖の利得用の制御ル
ープに関するエラー信号として働く。

【００１３】好適には、演算（ｘ１＋ｘ４）−（ｘ２＋
ｘ３）は、干渉計において測定されるべき位相推移Φ_p
に従属する信号Ｘ_p を生成する。信号Ｘ_p は、位相推移
Φ_p を符号が反対の位相推移Φ_crで相殺（ｏｆｆｓｅ
ｔ）することによって、干渉計の位相推移全体を零に駆
動するためのエラー信号として働くことが可能である。
この位相推移Φ_crは、変調Φ_m と同じ制御連鎖を通して
発生するので、信号Ｘ_g でこの連鎖を駆動することによ
って、Φ_crの、従って結局はそれと符号が反対で測定値
が求められているΦ_p の、安定で調整された測定を得る
ことが可能である。それゆえ、Ｘ_g は、位相推移Φ_p と
独立しているが、変調制御連鎖の利得を表示するもので
ある。

【００１４】これらの電子的手段は、好適にはディジタ
ル型のものである。それが具備するものは、以下の通り
である。検出器が発生させる信号をディジタル化するた
めのアナログ・ディジタル変換器。アナログ・ディジタ
ル変換器が供給する信号を利用するディジタル処理シス
テム。ディジタル処理システムから出る信号を与えら
れ、測定パラメータを表す信号を供給する制御ループ・
ディジタル・フィルタ。制御ループ・ディジタル・フィ
ルタから出る信号を受信し、所望の外部用途のために測
定パラメータに従属する信号を供給するレジスタ。変調
信号を生成する変調発生器。２つの入力部と１つの出力
部を備える加算器。その第１の入力部には該レジスタに
よって生成される測定パラメータに従属する信号が与え
られ、その第２の入力部には変調信号が与えられる。お
よび、加算器からの出力信号を与えられ、位相変調器を
制御するディジタル・アナログ変換器、の以上である。
次に、図面を参照しながら、本発明を詳細に説明する。

【００１５】

【実施例】本発明の測定装置は、通常レーザまたは発光
のダイオードである光源１と、符号２で全体的に示され
る干渉計２とを具備する。

【００１６】この干渉計２は、例えばマイケルソン干渉
計またはマッハ・ツェンダー干渉計でよいが、説明する
該装置は、他の多数の干渉計と共に使用可能である。

【００１７】この測定装置にはまた検出器３があって、
干渉計の出力部における波の干渉の状態に従属する信号
を供給する。

【００１８】光信号は、板６を経由して検出器３に供給
される。板６は、例えば半透明板または光ファイバ・カ
ップラ(fiber optic coupler) からなり、干渉計の２つ
の経路を再結合し、光干渉(luminous interference) を
作り出す。

【００１９】変調器４は、電気信号によって制御される
ものであり、それを横切る波の位相推移Φと、従って２
つの波の間のこの位相推移に等しい位相差δΦとを導く
ことができ、干渉計の腕の１つに挿入されている。電子
的手段７は、検出器３が受信する信号の関数として、帰
還モードで位相変調器４を制御する。

【００２０】位相推移Φは、周期的変調位相推移Φ
_m と、帰還位相推移Φ_crと、の重ね合わせである。さら
に、パラメータｐの変動は、位相推移Φ_p を導く。

【００２１】零の近傍において２つの波の間に生成され
る位相推移Φ_cr＋Φ_p の関数として復調エラー信号の変
動がほとんど線形となるように、電子的手段７は構成さ
れる。この配列によって、位相推移Φ_cr＋Φ_p の零近傍
における復調エラー信号の変動を非常に良好な感度で得
ることができる。他方、位相推移Φ_cr＋Φ_p に対する該
信号の従属関係がコサイン（ｃｏｓｉｎｅ）形の時、位
相推移Φ_cr＋Φ_p の零近傍における感度が非常に低くな
ることは容易に理解できる。

【００２２】さらに、これらの電子的手段７には手段１
９が含まれており、その機能は、変調器制御連鎖の利得
を安定させることである。すなわち、較正されるべきパ
ラメータに関して、弁別変調Φ_m が、ｃｏｓΦ₀ ＝ｃｏ
ｓ（−Φ₀ ）＝ｃｏｓ（ａΦ ₀ ）＝ｃｏｓ（−ａΦ₀ ）
を満たす４つの状態Φ₀ ，ａΦ₀ ，−Φ₀ および−ａΦ
₀ を有するように、この利得は制御される。

【００２３】例えば、ａ＝２ならばΦ₀ ＝２π／３、さ
らにａ＝３ならばΦ₀ ＝π／２であり、これらの電子的
手段７には、位相推移Φ_cr＋Φ_p を零に保つ機能があ
る。すなわち、測定パラメータの変動が干渉計において
２つの波の間の位相推移Φ_p を導く時、この位相推移Φ
_p は検出器３が放出する信号において変動を引き起こ
す。このとき検出器３は、電子的手段７と位相変調器４
経由で、最初に生成された位相推移に対し、等しくて反
対方向の反作用Φ_crをもたらす。それゆえ、位相推移Φ
_p ＋Φ_cr全体が零値に減少する。変調制御連鎖の利得を
駆動する第１のループを用いることにより、帰還位相推
移Φ_crの測定は、そのとき大変正確である。

【００２４】最後に、これらの電子的手段７は、位相変
調器４用の制御信号を利用することによって、測定パラ
メータの変動に従属する信号を供給する。

【００２５】好適には、電子的手段７には、検出器３が
放出する信号をディジタル化するためのアナログ・ディ
ジタル変換器８が具備される。

【００２６】アナログ・ディジタル変換器８のダイナミ
ック・レンジ８は、全体の測定のダイナミック・レンジ
に関して、比較的小さくなりうる。このダイナミック・
レンジは、下限および上限の定義から決定される。

【００２７】この下限の決定は、最下位ビットに対応す
るアナログ値が、検出器から来る信号におけるノイズの
標準偏差以下の値を有するようになされる。この条件に
よって、最下位ビットに対応する不感地帯(blind zone)
は防止され、サンプリング・ノイズはアナログ信号の初
期ノイズに関して無視しうるものとなる。さらに、追加
のディジタル・フォルタリングは、この場合、信号対ノ
イズ比においてアナログ・モードにおけると同一の改善
をもたらす。実施例によれば、サンプリング周期τは、
０．５μｓのオーダである。変調位相推移の周期は４τ
である。シャノンの基準(Shannon criterion) は、それ
ゆえ、サンプリングされるべき信号に対してかなり大き
い通過帯域を与える。すなわち、１／２τに等しくなけ
ればならず、この例では１MHz である。このような通過
帯域においては、ノイズは比較的大きくなり、典型的に
は、干渉計における約１０^-3ラジアンの位相推移に対応
して、バイアス・リターン・パワー(bias return powe
r) の１０^-3の標準偏差となる。それゆえ、感度を失わ
ないために、また、後ほどディジタル・フィルタリング
によって信号対ノイズ比を改善可能とするために、最下
位ビットがこの位相推移に対応することは十分なことで
ある。

【００２８】他方、上限は、ノイズのピーク・トゥ・ピ
ーク値より少なくとも大きくなければならず、すなわち
その標準偏差の約８倍であり、それゆえノイズだけサン
プリングするのに３ビットで十分であろう。しかしなが
ら、信号の固有（ｉｎｈｅｒｅｎｔ）ダイナミック・レ
ンジもまた考慮しなければならない。すなわち、閉ルー
プ・モードにおいては、この信号は零に駆動され、それ
ゆえどのダイナミック・レンジに対しても優先権を請求
しないであろう。しかし、実際には、測定されるべきパ
ラメータの突然の変動に基づいて該駆動は零から逸脱
し、そして該変換器のダイナミック・レンジはこれらの
逸脱にうまく対処可能でなければならない。これらの変
動は、それゆに、必要なビット数を定義する。実際に
は、変換器レベルにおいて８〜１２ビットで十分である
が、ディジタル・フィルタリングの後では、測定パラメ
ータのダイナミック・レンジは２０ビットより大きくな
りうる。

【００２９】クロック２１は、全ての構成要素を誘導す
る。

【００３０】ディジタル処理システム９は、アナログ・
ディジタル変換器８が供給する信号を利用する。その後
に続く制御ループ・ディジタル・フィルタ１０は、ディ
ジタル処理システムから出る信号を与えられて、測定パ
ラメータを表す信号を供給する。

【００３１】レジスタ１１は、制御ループ・ディジタル
・フィルタから出る信号を受信し、所望の外部用途に使
用可能な測定パラメータに従属する信号を供給する。

【００３２】変調発生器１２は、変調信号を生成する。
加算器１３は、２つの入力部と１つの出力部を具備す
る。その第１の入力部には、レジスタ１１によって生成
される測定パラメータに従属する信号が与えられ、その
第２の入力部には、発生器１２によって生成される変調
信号が与えられる。

【００３３】ディジタル・アナログ変換器１４は、加算
器１３から出力信号を与えられて、利得増幅器１５経由
で位相変調器４を制御する。発生器１２によって生成さ
れた変調信号は、偏倚システム(biasing system)の作動
を保証する。すなわち、干渉計の中を循環する２つの波
の間に導かれた位相推移と、検出器３にて生成された信
号と、の間のほぼ正確な線形従属関係を保証する。この
目的のため、変調信号Φ_m は、それが２つの波の間に生
成する位相推移Φ_m の変調が周期的に次の４つの値をと
るようにして、決定される。 Φ₁ ＝Φ₀ Φ₂ ＝ａΦ₀ Φ₃ ＝−Φ₀ Φ₄ ＝−ａΦ₀ ここで、Φ₀ はａに従属する一定の位相推移であり、ａ
は条件 ｃｏｓΦ₀ ＝ｃｏｓ（ａΦ₀ ） を満たす正の定数である。

【００３４】処理システムは、干渉計から戻って来る干
渉信号を利用する。この信号は、周期的に、変調レベル
Φ₁ ，Φ₂ ，Φ₃ およびΦ₄ それぞれに対応する４つの
値ｘ１，ｘ２，ｘ３およびｘ４をとる。

【００３５】さらに、電子的手段１６は、演算（ｘ１＋
ｘ３）−（ｘ２＋ｘ４）を実行して、位相推移Φ_p とは
独立であるが変調制御連鎖の利得を表す信号Ｘ_g を生成
する。特に、条件ｃｏｓΦ₀ ＝ｃｏｓ（ａΦ₀ ）が満た
される時、Ｘ_g ＝０である。この信号Ｘ_g は、それゆ
え、変調制御連鎖の利得用の制御ループに関するエラー
信号として働くことができる。

【００３６】信号Ｘ_p は、次いで、非反対の（ｎｏｎｒ
ｅｃｉｐｒｏｃａｌ）位相推移Φ_p を反対の位相推移Φ
_crで相殺することによって、干渉計の位相推移全体を零
に駆動するための、エラー信号として働くことが可能で
ある。この位相推移Φ_crは変調Φ_m と同一の制御連鎖を
通して発生せしめられ、それゆえ信号Ｘ_g でこの連鎖を
制御することによって、Φ_crの安定で調整された測定値
を得ることができる。すなわち最終的には、Φ_crとは符
号が反対であって測定されるべきパラメータであるΦ_p
の安定で調整された測定値を得ることが可能である。電
子的手段９は、演算（ｘ１＋ｘ４）−（ｘ２＋ｘ３）を
実行して、干渉計にて測定されるべき非反対の位相推移
Φ_p に従属する信号Ｘ_p を生成する。

【００３７】パラメータｐが位相推移Φ_p ＝０を生成す
る場合、すなわち、干渉計の波間のΦ_m によって発生す
る位相推移がΦ_p ＋Φ_cr＝０となるような方法で、この
位相推移Φ_p が帰還位相推移Φ_crによって相殺される
時、の変調信号Φ_m と、検出器３によって供給される対
応信号と、を図３は示している。全図において使用され
る符号は、既に示したものと一致する。さらに、ｔは時
間を表す。

【００３８】干渉計の応答は、波間の位相推移Φ_p ＋Φ
_crの関数として検出器３が供給する信号によって構成さ
れ、３２で表される。３１で示される位相推移に応答し
て検出器３が供給する信号は、それゆえ３３で示され
る。信号ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４の値は、波間で起こる
位相差Φ₁ ，Φ₂ ，Φ₃ ，Φ₄ にそれぞれ対応する。

【００３９】パラメータｐの変動は、変調位相推移Φ_m
の周期に関してゆるやかであると仮定されるが、これ
は、一定と仮定される位相推移Φ_pの追加を変調信号に
対して引き起こす。その効果は、図４に示される。すな
わちΦ_p は、一方において、ｘ１およびｘ４に関し同じ
方向の変動を引き起こすが、他方ｘ２およびｘ３に関し
ては、これらの変動の各々は反対の符号を有している。
かくして、ディジタル処理システム９は、式（ｘ１＋ｘ
４）−（ｘ２＋ｘ３）に従って変調信号の周期に応答し
て供給される４つの各信号を利用することにより、測定
パラメータに従属する信号を生成する。

【００４０】さらに、このような変調信号Φ_m によっ
て、変調制御連鎖の利得を、単純な手段１９を用いて一
定に保つことが可能となる。

【００４１】変調制御連鎖の利得における因子（１＋
Ｋ）による変動の効果は、図５に示されている。実際
に、環境の修正、それゆえに位相変調器４や利得増幅器
１５の作動の状態または変換器１４用のアナログ基準電
圧の状態、によってこの変動は引き起こされうる。干渉
計の波間に導かれた位相推移Φ_m は、次いで、例えば値
（１＋Ｋ）のホモセティ（ｈｏｍｏｔｈｅｔｙ）を受け
る。このホモセティは、一方ではｘ１およびｘ３におい
て同方向の変動を生成するが、他方ｘ２およびｘ４にお
いては、これらの群の各々は反対方向に変化している。
処理ユニット１６は、該４つの連続的信号を利用し、式
（ｘ１＋ｘ３）−（ｘ２＋ｘ４）に従って、変調制御連
鎖の利得に従属する信号を供給する。この信号は、制御
ループ・ディジタル積分フィルタ１７によってフィルタ
リングされ、次いでディジタル・アナログ変換器１８に
送られ、該変換器１８は、利得増幅器１５の、すなわち
実際には変換器１４用のアナログ基準電圧の、利得を制
御する。かくして、変調制御連鎖の利得は、信号のディ
ジタル値と実際に加えられる位相変調との間で一定に保
たれる。一方において、検出器によって受信される信号
の関数として位相変調器を制御する信号と、他方におい
て、変調制御連鎖の利得を一定に保つための信号とは、
いっしょに乗算される。

【００４２】好ましくは、変調信号の周期は４τに等し
く、各周期は、持続時間τで各振幅がΦ₀ ，ａΦ₀ ，−
Φ₀ ，−ａΦ₀ の４要素からなる。帰還信号は、測定パ
ラメータの値を格納するディジタル・レジスタ１１から
得られる。

【００４３】本発明の装置は、マイケルソン干渉計また
はマッハ・ツェンダー干渉計において実施される位相推
移測定に特によく適している。該位相変調器は、そのと
き、ニオブ酸リチウム棒(lithium niobate rod)から、
または、圧電素子に搭載された鏡の振動によって構成可
能である。

【００４４】またこの干渉計は、光源によって放出され
る光束が２つの直交する偏光ビームに分割される、旋光
計（ｐｏｌａｒｉｍｅｔｅｒ）または偏光干渉計(polar
ization interferometer) でも可能である。パラメータ
ｐは、複屈折に、そしてそれゆえこれらのビーム間の位
相差に作用する。そして、それ自体例えばニオブ酸リチ
ウム棒内のポッケルス効果に基づくことが知られている
複屈折変調器が、位相変調器を構成する。

【００４５】本発明の測定装置は、また、白色光の下の
干渉計群（ｉｎｔｅｒｆｅｒｏｍｅｔｒｙ）の方法にお
いても使用可能である。このような方法によれば、光源
１は広スペクトル源(wide-spectrum source)であり、第
１の干渉計４０において導かれる位相推移は光束のスペ
クトラル・コーディング(spectral coding) を生成し、
このコーディングの読みは第１のものからおそらく離れ
ている第２の干渉計４１によって実行され、干渉計４１
は弁別変調Φ_m ′と第１の干渉計の位相推移と反対の帰
還位相推移とを導く。第２の干渉計において導かれる帰
還位相推移の値は、第１の干渉計において測定されるパ
ラメータｐの値を表示している。

【００４６】白色光の下の干渉計群によって測定する方
法は、都合よくパルス源とともに作動する。その作動
は、図７に関して説明される。

【００４７】入力パルス５０は、第１の干渉計４０を横
断した後、互いに関し推移した２つのパルス５１および
５２を生成する。なおその推移は、時間的に、これら２
つの経路間で干渉計によって導かれる位相推移Φ_p に従
属する期間だけである。

【００４８】同様に、パルス５１および５２の各々は、
第２の干渉計４１を横断すると２つに割れ、それぞれ２
つのパルス５３，５４および５５，５６を生成する。

【００４９】パルス５１から生じる２つのパルス５３と
５４の間の位相推移は、干渉計４１によって導かれる位
相差Φ_crに従属する関数である。このことは、パルス５
５および５６間にも同様に当てはまる。

【００５０】Φ_p ＋Φ_cr＝０の時、パルス５４および５
５は、図７に示されるように、お互いをカバーする。こ
のカバーは検出される。

【００５１】本発明によれば、位相変調器４は、干渉計
の１つにおいて位相推移Φ_m を導く。この変調器のため
の制御信号は、それが導く位相推移Φ_m が周期的に次の
４つの連続する値をとるように決定される。 Φ₁ ＝Φ₀ Φ₂ ＝ａΦ₀ Φ₃ ＝−Φ₀ Φ₄ ＝−ａΦ₀ ここで、Φ₀ はａに従属する一定の位相推移であり、ａ
は条件 ｃｏｓΦ₀ ＝ｃｏｓ（ａΦ₀ ） を満たす固定された正の定数である。

【００５２】さらに、処理システム１９は、変調制御連
鎖の利得を一定に保つ。この信号は、変調連鎖に作用
し、式（ｘ１＋ｘ３）−（ｘ２＋ｘ４）に従って、変調
信号の周期に応答して供給される４つの値ｘ１，ｘ２，
ｘ３，ｘ４を利用することによって、該利得を一定に保
つ。

【００５３】第１および第２の干渉計４０，４１の各役
割りは交換可能である、ということがまた知られてい
る。干渉計４０，４１は、好ましくは光ファイバ干渉計
である。それらはファイバ４３によって相互接続可能で
あり、光源と検出器の双方を有するそれらの接続はファ
イバ４４，４５を用いて達成可能である。

【００５４】白色光の下での干渉計測定の方法において
本発明の装置を実現する時、位相変調器は、１つまたは
複数の干渉計の中に置くことができる。

【００５５】白色光の下での干渉計群によって、時分割
多重を有するセンサのネットワークの構成が可能とな
る。単一の読み干渉計４１は、それから、パラメータｐ
_n それぞれに対して感度のあるいくつかの測定干渉計４
０_nを識別し復号化するために使用可能である。

【００５６】この場合、単一入力パルス５０は、存在す
る干渉計４１_n と同数のパルス対５１_n および５２_n を
供給する。

【００５７】これら２つのパルスの到着の瞬間を測定す
ることによって、それらを発生せしめた干渉計の認識が
可能となり、また、読み干渉計４１による、それらの相
対的な位相推移の測定によって、対応パラメータｐ_n の
測定へのアクセスが可能となる。

【００５８】係る装置は、それゆえに、１つの読み干渉
計４１、ワン・セットの電子的手段７および１つの受信
器８のみ必要とする。

【００５９】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、検
出器が発生させる電気信号および位相変調器用の制御信
号に適した処理を通して、干渉計においてもたらされる
位相推移の測定の感度および精度が改善される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の測定装置の概略表示である。

【図２】信号の処理を表示する機能図である。

【図３】変調信号に関して測定パラメータに変動がない
場合の、干渉計における位相推移と検出器が生成する対
応信号とを表す。

【図４】変調信号に関して測定される位相推移に変動が
ある場合の、干渉計における位相推移と検出器が生成す
る対応信号とを示す。

【図５】変調信号に関して変調制御連鎖の利得に変動が
ある場合の、干渉計における位相推移と検出器が生成す
る信号とを示す。

【図６】白色光の下での干渉計群用装置に関しての本発
明の実現を示す。

【図７】パルス源を有する白色光の下での干渉計の作動
を示す。

【図８】時分割多重を有する干渉計のネットワークにお
ける本発明の実現を示す。

【符号の説明】

１…光源 ２…干渉計 ３…検出器 ４…位相変調器 ６…板 ７…電子的手段 ８…アナログ・ディジタル変換器 ９…ディジタル処理システム １０…制御ループ・ディジタル・フィルタ １１…レジスタ １２…変調発生器 １３…加算器 １４…ディジタル・アナログ変換器 １５…利得増幅器 １６…処理ユニット １７…制御ループ・ディジタル積分フィルタ １８…ディジタル・アナログ変換器 １９…処理システム ４０…第１の干渉計 ４１…第２の干渉計 ４３，４４，４５…ファイバ

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ２つの光路を有する干渉計（２）におい
   て導かれる位相推移の測定装置であって、 前記干渉計は、光源（１）に連結され、検出器（３）に
   よって受信される信号を生成し、 該測定装置において位相変調器（４）は、該干渉計の２
   つの光路の１つにて位相推移Φ_m を導き、 該検出器（３）によって受信される信号は、位相推移Φ
   _p に従属する信号を供給する処理システム（９）と、該
   位相変調器（４）を制御するディジタル電子的手段（１
   ２）と、を具備する電子的手段（７）によって処理さ
   れ、 該処理において、該電子的手段（１２）は該変調器
   （４）用の制御信号を生成し、該制御信号は、該２つの
   波の１つに生成される位相推移Φ_m が次の４つの連続値 Φ₁ ＝Φ₀ Φ₂ ＝ａΦ₀ Φ₃ ＝−Φ₀ Φ₄ ＝−ａΦ₀ ここで、Φ₀ はａに従属する一定の位相推移、 ａは次の条件 ｃｏｓΦ₀ ＝ｃｏｓ（ａΦ₀ ） を満たす固定の正の定数を周期的にとるようにして決定
   され、 さらに該測定装置が具備する処理システム（１９）は、
   該変調制御連鎖の利得を一定に保ち、かつ、式（ｘ１＋
   ｘ３）−（ｘ２＋ｘ４）に従って、該変調信号の周期に
   応答して供給される４つの値ｘ１，ｘ２，ｘ３，ｘ４を
   利用することによって、前記利得に従属する信号を生成
   し、 前記信号は、該利得を一定に保つようにして該変調連鎖
   に作用する、 干渉計における位相推移の測定装置。
2. 【請求項２】 該処理システム（９）は、ディジタル型
   であり、式（ｘ１＋ｘ４）−（ｘ２＋ｘ３）に従って、
   該変調信号の周期に応答して供給される４つの値ｘ１，
   ｘ２，ｘ３，ｘ４を利用することによって、該測定パラ
   メータに従属する信号を生成する、請求項１記載の測定
   装置。
3. 【請求項３】 該電子的手段（７）は、該検出器（３）
   によって受信される信号の関数として帰還モードにて該
   位相変調器（４）を制御して、一方では、零近傍の位相
   推移の関数としての該復調エラー信号の変動がほぼ線形
   となるようにし、他方では、該位相推移が、零に保たれ
   て、該変調信号（４）を利用することによって該測定パ
   ラメータの変動に従属する信号を供給するようにする、
   請求項１または請求項２記載の測定装置。
4. 【請求項４】 前記電子的手段（７）は、該処理システ
   ム（９）に加えて、 全構成要素を同期させるクロック（２１）と、 アナログ・ディジタル変換器（８）であって、その最下
   位ビットのアナログ値が、該検出器（３）から来る信号
   におけるノイズの標準偏差以下の値を有するようにして
   決定されるものと、 該ディジタル処理システム（９）から出る信号を与えら
   れ、該測定パラメータを表示する信号を供給する制御ル
   ープ・ディジタル・フィルタ（１０）と、 該制御ループ・ディジタル・フィルタ（１０）から出る
   信号を受信し、所望の外部用途のために該測定パラメー
   タに従属する信号を供給するレジスタ（１１）と、 変調信号Φ_m を生成する変調発生器（１２）と、 ２つの入力部と１つの出力部とを具備し、第１の入力部
   は該レジスタ（１１）によって生成される測定パラメー
   タに従属する信号を与えられ、第２の入力部は該変調信
   号を与えられる加算器（１３）と、 該加算器（１３）からの出力信号を与えられ、利得増幅
   器（１５）経由で該位相変調器（４）を制御するディジ
   タル・アナログ変換器（１４）と、 を具備する請求項１〜請求項３のいずれか１項記載の測
   定装置。
5. 【請求項５】 該変調制御連鎖の利得を一定に保つ該処
   理システム（１９）は、４つの連続する信号ｘ１，ｘ
   ２，ｘ３，ｘ４を利用して（ｘ１＋ｘ３）−（ｘ２＋ｘ
   ４）に従属する信号を供給するユニット（１６）と、該
   ユニット（１６）によって放出される信号を積分するデ
   ィジタル・フィルタ（１７）と、該フィルタ（１７）に
   よって供給される信号を変換して該利得増幅器（１５）
   すなわち実際には該変換器（１４）用のアナログ基準電
   圧を制御するディジタル・アナログ変換器（１８）と、
   を具備する請求項４記載の測定装置。
6. 【請求項６】 該変調信号は４τに等しい周期を有し、
   かつ、各周期は、各振幅がΦ₀ とａΦ₀ で持続時間τの
   ２つの連続する要素と、それに続く各振幅が−Φ₀ と−
   ａΦ₀ で持続時間がτの２つの連続する要素と、からな
   る請求項１〜請求項５のいずれか１項記載の測定装置。
7. 【請求項７】 ａ＝３である請求項１〜請求項６のいず
   れか１項記載の測定装置。
8. 【請求項８】 ａ＝２である請求項１〜請求項６のいず
   れか１項記載の測定装置。
9. 【請求項９】 該干渉計（２）はマイケルソン干渉計で
   ある請求項１〜請求項８のいずれか１項記載の測定装
   置。
10. 【請求項１０】 該干渉計（２）はマッハ・ツェンダー
    干渉計である請求項１〜請求項８のいずれか１項記載の
    測定装置。
11. 【請求項１１】 該干渉計（２）は旋光計である請求項
    １〜請求項８のいずれか１項記載の測定装置。
12. 【請求項１２】 該干渉計（２）はシングル・モード光
    ファイバに基づくものである請求項１〜請求項１１のい
    ずれか１項記載の測定装置。
13. 【請求項１３】 該位相変調器（４）は第２の干渉計に
    置かれており、かつ、該光源（１）は白色光の光源であ
    る請求項１〜請求項１０のいずれか１項記載の測定装
    置。