JPH0545996U - 放電灯電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 放電灯の点灯エネルギを蓄積する放電コンデ
ンサを効率よく迅速に充電する。 【構成】 制御回路２４の駆動制御により変圧器２１の
１次側にパルス給電するスイッチング回路２０と、変圧
器２１の２次側出力の整流電流により規定電圧に充電さ
れる放電コンデンサＣ３と、変圧器２１の１次側の通電
電流を検出する変流器２３とを備え、制御回路２４に、
充電期間に一定レベルに固定されコンデンサＣ３の端子
間電圧が規定電圧以上になるときに電圧差に応じて一定
レベルから減少変化する充電制限信号を形成する出力電
圧検出部２５と、クロック信号により周期的にセットさ
れて回路２０のスイッチング指令信号を形成する駆動指
令部３０と、変流器２３の検出信号が充電制限信号に達
する毎に駆動指令部３０をリセットする比較部２７とを
設け、充電期間にコンデンサＣ３を定電流充電する。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は、乾式複写機のキセノン放電ランプ等の種々の放電灯に点灯電源を供 給するインバータ構成の放電灯電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】

従来、この種インバータ構成の放電灯電源装置はほぼ図５に示すように構成さ れ、商用交流電源等の交流の入力電源１がダイオードＤ１〜Ｄ４のブリッジ整流 回路２の全波整流及び平滑コンデンサＣ１の平滑により直流電源に変換され、こ の直流電源がインバータ回路部３に給電される。 このインバータ回路部３はスイッチング回路４とインバータ出力用の変圧器５ とにより形成され、スイッチング回路４は半導体スイッチ素子としての高周波ス イッチング用の電界効果トランジスタ（以下ＦＥＴという）Ｑ１〜Ｑ４のフルブ リッジ回路により形成される。

【０００３】 そして、制御回路６の駆動制御によりＦＥＴＱ１〜Ｑ４はＦＥＴＱ１，Ｑ４と ＦＥＴＱ２，Ｑ３とが相互に逆に高周波スイッチングし、変圧器５の１次側を高 周波通電する。 この高周波通電により変圧器５の２次側に昇圧した高周波出力が発生し、この 高周波出力が回路電流制限用のリアクトルＬを介してコンデンサＣ２，ダイオー ドＤ５，Ｄ６で倍電圧整流され、この倍電圧整流出力により放電コンデンサＣ３ が充電される。

【０００４】 すなわち、変圧器５の１次側，２次側の巻線の●印は巻始めの端部を示し、２ 次側に発生した電圧により巻始めの端部が正のときはダイオードＤ５，コンデン サＣ２，リアクトルＬのループでコンデンサＣ２が充電され、巻始めの端部が負 のときはリアクトルＬ，コンデンサＣ２，ダイオードＤ６，コンデンサＣ３のル ープで放電コンデンサＣ３が充電される。 このとき、リアクトルＬは充電電流のピーク値を制限する。

【０００５】 ところで、放電コンデンサＣ３の充電を制御するため、両端ｐ，ｎの電圧（端 子間電圧）Ｖｉは制御回路６により検出される。 この制御回路６は放電コンデンサＣ３を定電圧充電するために図６に示すよう に構成され、端子間電圧Ｖｉと充電の規定電圧に相当する基準電源７の電圧基準 信号の電圧Ｖｒとを演算増幅器８により誤差増幅する。

【０００６】 この誤差増幅により演算増幅器８の出力信号Ｓ１は、Ｖｉ＜Ｖｒになる放電コ ンデンサＣ３の充電期間に図７の（ａ）に示すように所定のローレベルＬｏｗに 保持され、充電が進行してＶｉ≧Ｖｒになると、差（Ｖｉ−Ｖｒ）に応じてロー レベルＬｏｗから上昇変化する。

【０００７】 そして、出力信号Ｓ１と鋸波発生回路９の図７の（ａ）に示す参照波用の鋸波 信号Ｓ２とが比較器１０に供給され、この比較器１０により鋸波信号Ｓ２の周期 かつＳ１≧Ｓ２のパルス幅の同図の（ｂ）に示す信号Ｓ３が形成される。 さらに、比較器１０の出力信号Ｓ３がフリップフロップ１１のトリガ端子ｔ及 びアンドゲート１２，１３に供給され、フリップフロップ１１は出力信号Ｓ３の 立上り毎にトリガされる。

【０００８】 このトリガによりフリップフロップ１１の非反転出力端子ｑの出力信号Ｓ４は 図７の（ｃ）に示すように２値変化し、反転出力端子ｑ^* の出力信号は出力信号 Ｓ４の逆に２値変化する。 そして、フリップフロップ１１の出力端子ｑ，ｑ^* の出力信号がアンドゲート １２，１３に供給され、両ゲート１２，１３により図７の（ｄ），（ｅ）に示す ように出力信号Ｓ３を分割した２相のスイッチング制御信号Ｓ５，Ｓ６が形成さ れる。

【０００９】 この両制御信号Ｓ５，Ｓ６により駆動補助トランジスタＱ５，Ｑ６がスイッチ ングし、このスイッチングに基づきパルストランス構成の変圧器１４，１５を介 してゲート駆動回路１６，１７に電源端子＋Ｂの直流電源がパルス給電され、こ のパルス給電により制御信号Ｓ５の波形のＦＥＴＱ１，Ｑ４のゲート信号，制御 信号Ｓ６の波形のＦＥＴＱ２，Ｑ３のゲート信号が形成される。

【００１０】 そして、Ｖｉ＜Ｖｒの放電コンデンサＣ３の充電期間には制御信号Ｓ５，Ｓ６ のパルス幅が最大に固定されて変圧器５の１次側の通電期間が最長に保持され、 充電が完了してＶｉ≧Ｖｒになるときは制御信号Ｓｅ，Ｓｆのパルス幅が差（Ｖ ｉ−Ｖｒ）に追従して減少変化し、前記通電期間が端子間電圧Ｖｉを規定電圧（ 定格電圧）に維持するように自動制御される。 なお、図６のＲ１，Ｒ２は演算増幅器８の入力用，帰還用の抵抗である。

【００１１】 そして、制御回路６の駆動制御により放電コンデンサＣ３が規定電圧に充電さ れると、その後、例えばキセノン放電ランプからなる放電灯１８の電極とこの放 電灯１８に巻回されたトリガ用変圧器１９の無接続端部との間のギャップ放電を トリガとして放電灯１８が点灯し、このとき、放電コンデンサＣ３に蓄積された 放電エネルギが放出される。 なお、エネルギ放出後の放電コンデンサＣ３は、変圧器５の２次側出力を倍電 圧整流した電流により前記と同様にして再び充電される。

【００１２】

【考案が解決しようとする課題】

前記従来の放電灯電源装置の場合、放電コンデンサＣ３の充電期間はスイッチ ング回路４のＦＥＴＱ１〜Ｑ４が最大パルス幅のゲート信号で駆動され、変圧器 ５の１次側の通電電流は最大に保持されるが、変圧器５の２次側にリアクトルＬ が設けられ、このリアクトルＬの電流制限により放電コンデンサＣ３に注入され る充電電流が図８の（ａ）に示すように充電の進行に伴って減少するため、Ｖｉ ＝Ｖｒの充電完了に迅速に到達しない問題点がある。

【００１３】 なお、放電コンデンサＣ３の端子間電圧Ｖｉは図８の（ｂ）に示すように変化 して１点鎖線の規定電圧に達する。

【００１４】 また、充電を迅速に行うため、リアクトルＬの容量を小さくして充電電流を増 大することが考えられるが、単にリアクトルＬの容量を小さくするのみでは、と くに充電初期の充電電流が極めて大きくなり、ＦＥＴＱ１〜Ｑ４等の各半導体素 子の電流責務が大きくなる問題点が生じる。 本考案は、装置内の各半導体素子の電流責務を大きくすることなく放電コンデ ンサを迅速に充電するようにした放電灯電源装置を提供することを目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】

前記の目的を達成するために、本考案の放電灯電源装置においては、制御回路 の駆動制御により直流電源を高周波スイッチングしてインバータ出力用の変圧器 の１次側にパルス給電する半導体スイッチ構成のスイッチング回路と、前記変圧 器の２次側出力の整流電流により規定電圧に充電され放電灯の点灯エネルギを蓄 積する放電コンデンサと、前記変圧器の１次側の通電電流を検出する変流器とを 備え、

【００１６】 前記制御回路に、 放電コンデンサの端子間電圧の検出信号と規定電圧に相当する電圧基準信号と を誤差増幅し，端子間電圧が規定電圧に達するまでの充電期間に一定レベルに固 定され端子間電圧が前記規定電圧以上になるときに電圧差に応じて前記一定レベ ルから減少変化する充電制限信号を形成する出力電圧検出部と、 クロック信号により周期的にオン指令状態にセットされてスイッチング回路の スイッチング指令信号を形成するラッチ回路構成の駆動指令部と、 前記変流器の検出信号と充電制限信号とを比較し，オン指令状態のセットによ り通電電流が増加して前記変流器の検出信号が充電制限信号に達する毎に駆動指 令部をオフ指令状態にリセットする比較部とを設け、 前記通電電流の制限により充電期間に放電コンデンサを定電流充電する。

【００１７】

【作用】

前記のように構成された本考案の放電灯電源装置の場合、放電コンデンサは従 来装置のようにリアクトルで電流制限されることなく、インバータ出力用の変圧 器の２次側出力の整流電流により充電される。 また、スイッチング回路の高周波スイッチングに基づく変圧器の１次側の通電 電流が変流器により検出される。

【００１８】 さらに、制御回路に設けられた駆動指令部のスイッチング指令信号はクロック 信号のセットにより周期的にオン指令の信号になり、この信号によりスイッチン グ回路がオン駆動されてインバータ出力用の変圧器の１次側に電流が流れ始める 。 そして、インバータ出力用の変圧器の１次側の通電電流に比例して変流器の検 出信号が大きくなり、この検出信号が出力電圧検出部の充電制限信号に等しくな ると、比較部により駆動指令部がオフ指令状態にリセットされ、前記１次側の通 電電流がオフする。

【００１９】 以降、クロック信号によるセットと比較部によるリセットとが交互にくり返え され、インバータ出力用の変圧器の１次側の通電電流が充電制限信号で規定され る電流値に制御される。 そして、放電用コンデンサの充電期間は、このコンデンサの端子間電圧の検出 に基づき出力電圧検出部の充電制限信号が一定レベルに固定されるため、インバ ータ出力用の変圧器の１次側の通電電流が充電制限信号で決まる定電流値に保持 され、この変圧器の２次側出力を整流した放電コンデンサの充電電流が定電流制 御される。

【００２０】 このとき、充電の進行に伴って放電コンデンサの端子間電圧が上昇しても充電 電流が減少せず、十分な充電電流で効率よく迅速に充電が完了する。 しかも、充電制限信号により充電電流の上限が規制されるため、充電初期にス イッチング回路の半導体素子等の電流責務が大きくなることもない。

【００２１】

【実施例】

１実施例について、図１ないし図４を参照して説明する。 図１はインバータ出力用の変圧器をフライバックトランス構成にして部品数を 大幅に削減した場合を示し、同図において図５と同一符号は同一のものを示し、 図５の従来装置と異なる点はつぎの（ア）〜（エ）の点である。 （ア）図５のインバータ回路部３の代わりにスイッチング回路２０とフライバッ クトランス構成のインバータ出力用の変圧器２１とにより形成されるインバータ 回路部２２を備える。 （イ）変圧器２１の１次側に通電電流を検出する変流器２３を設ける。 （ウ）変圧器２１の２次側に図５の従来の限流用のリアクトルＬ及びコンデンサ Ｃ２，ダイオードＤ５，Ｄ６の倍電圧整流回路の代わりに半波整流用のダイオー ドＤｘのみを設ける。 （エ）スイッチング回路２０の駆動を制御するため、図６の制御回路６の代わり に図２の制御回路２４を備える。

【００２２】 そして、スイッチング回路２０は半導体スイッチ素子としての２個のＦＥＴＱ ａ，Ｑｂと２個のフライホイールダイオードＤａ，Ｄｂとの混合ブリッジ回路に より形成される。 また、変圧器２１は１次側の通電がオフしたときに大きなエネルギを放出する ように、コアーにギャップを有するリアクタンス分の大きな絶縁形フライバック トランスにより形成される。

【００２３】 さらに、制御回路２４は基準電源７，演算増幅器２４及び入力用，帰還用の抵 抗Ｒａ，Ｒｂが形成する出力電圧検出部２５と、ダイオードＤｃ及び抵抗Ｒｃ， Ｒｄが形成する電流／電圧変換部２６と、比較部２７と、クロック発生器２８， ラッチ回路２９が形成する駆動指令部３０と、１組の駆動補助トランジスタＱｃ ，パルストランス構成の変圧器３１，ゲート駆動回路３２とを有する。 なお、変圧器２１の●印は巻始めの端部を示す。

【００２４】 そして、交流の入力電源１はブリッジ整流回路２，平滑コンデンサＣ１により 直流電源に変換され、この直流電源がスイッチング回路２０に供給され、制御回 路２４によるＦＥＴＱａ，Ｑｂの同相の高周波スイッチングにより、変圧器２１ の１次側の通電が制御されて前記直流電源が高周波スイッチングされる。

【００２５】 このとき、フライバックトランス構成の変圧器２１はＦＥＴＱａ，Ｑｂのオン 時の１次側の通電に基づく磁気エネルギを蓄積し、オフ時に蓄積エネルギを２次 側回路部に放出する。 また、変圧器２１の漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギはＦＥＴＱａ， Ｑｂのオフ時にダイオードＤａ，Ｄｂにより回生される。

【００２６】 そして、変圧器２１の２次側に十分な高圧の高周波出力が発生するため、この 高周波出力は従来装置のように倍電圧整流することなく、ダイオードＤｘにより 半波整流されて放電コンデンサＣ３に供給され、この供給により放電コンデンサ Ｃ３が従来と同様の規定電圧に充電される。 ところで、変圧器２１の２次側に図５のリアクトルＬのような電流制限用のリ アクトルが設けられず、制御回路２４の後述の駆動制御により充電期間の放電コ ンデンサＣ３の充電電流が定電流制御される。

【００２７】 そして、充電が進行して端子間電圧が上昇しても充電電流が減少しないため、 放電コンデンサＣ３は従来より迅速に規定電圧に充電される。 また、放電コンデンサＣ３が規定電圧に充電されると、従来装置の場合と同様 、その後放電灯１８の電極とトリガ用変圧器１９の無接続端部との間のギャップ 放電をトリガとして放電灯１８が点灯し、放電コンデンサＣ３の蓄積エネルギが 放出される。

【００２８】 つぎに、制御回路２４の駆動制御について説明する。 まず、放電コンデンサＣ３の端子間電圧Ｖｉと基準電源７の電圧基準信号の電 圧Ｖｒとが出力電圧検出部２５の演算増幅器２４により誤差増幅される。

【００２９】 このとき、演算増幅器２４は図６の演算増幅器８と異なり差（Ｖｒ−Ｖｉ）を 演算し、その出力の充電制限信号ＳａはＶｒ＜Ｖｉになる放電コンデンサＣ３の 充電期間に図３の（ａ）に示す所定のハイレベルＨｉｇｈに飽和して保持され、 充電が進行してＶｒ≧Ｖｉになると、差（Ｖｒ−Ｖｉ）に応じてハイレベルＨｉ ｇｈから減少変化する。 また、変圧器２１の１次側の通電電流が変流器２３により検出され、この変流 器２３の電流信号は変換部２６により電圧信号に変換される。

【００３０】 そして、スイッチング回路２０の高周波スイッチングにより変圧器２１の１次 側の通電電流がパルス変化するため、変換部２６の出力信号Ｓｂは図３の（ａ） に示すようにパルス変化するとともにそのピーク値が通電時間に比例して右上り に増大する。 さらに、検出部２５の充電制限信号Ｓａと変換部２６の出力信号Ｓｂとが比較 部２７に供給され、Ｓｂ≧Ｓａときにのみラッチ回路２９のリセット端子ｒに供 給される比較部２７の出力信号Ｓｃがリセット指令のハイレベルになる。

【００３１】 一方、スイッチング回路２０の動作周波数を決定するクロック発生器２８は図 ３の（ｂ）に示す一定周期のクロックパルス信号Ｓｄをラッチ回路２９のセット 端子ｓに供給する。 そして、ラッチ回路２９はクロックパルス信号Ｓｄの立上り毎にオン指令状態 にセットされて出力信号Ｓｃの立上りでオフ指令状態にリセットされ、このセッ ト，リセットのくり返しにより非反転入力端子ｑから図３の（ｃ）に示すスイッ チング指令信号Ｓｅを出力する。

【００３２】 この指令信号Ｓｅにより駆動補助トランジスタＱｃがスイッチングし、変圧器 ３１を介してゲート駆動回路３２に電源端子＋Ｂの直流電源がパルス給電され、 このパルス給電により指令信号Ｓｅの波形のＦＥＴＱａ，Ｑｂのゲート信号が形 成され、このゲート信号によりＦＥＴＱａ，Ｑｂがスイッチングする。

【００３３】 そして、ラッチ回路２９がオン指令状態にセットされると、ＦＥＴＱａ，Ｑｂ がオンして変圧器２１の１次側に電流が流れ始め、この電流が増加してＳｂ＝Ｓ ａに達すると、比較部２７の出力信号Ｓｃによりラッチ回路２９がオフ指令状態 にリセットされ、このとき、直前の１次側の通電電流に相当する充電電流が放電 コンデンサＣ３に供給される。

【００３４】 さらに、Ｓｂ＝Ｓａに達するときの前記１次側の通電電流は、放電コンデンサ Ｃ３の充電期間には充電制限信号ＳａがハイレベルＨｉｇｈに固定されるため、 放電コンデンサＣ３の充電が進行しても変わらず、充電後は端子間電圧Ｖｉの逆 に充電制限信号Ｓａが変化するため、端子間電圧Ｖｉを規定電圧に引込むように 変わる。

【００３５】 したがって、放電コンデンサＣ３の充電期間には、放電コンデンサＣ３の充電 電流が図４の（ａ）に示すように定電流制御され、充電が進行しても従来装置の ように減少せず、効率よく迅速に充電が完了する。

【００３６】 しかも、充電制限信号Ｓａの規制により、充電開始直後の初期電流が過大にな らず、ＦＥＴＱａ，Ｑｂ等の電流責務が大きくなることもない。

【００３７】 また、充電が完了すると、以降は充電制限信号Ｓａを基準にしたＰＷＭ制御に より、従来装置と同様にして放電コンデンサＣ３の端子間電圧Ｖｉが規定電圧に 保たれる。 なお、端子間電圧Ｖｉは充電期間に図４の（ｂ）に示すように線形上昇して１ 点鎖線の規定電圧に達する。

【００３８】 そして、前記実施例では部品数を少なくして構成を簡素化するため、混合ブリ ッジ構成のスイッチング回路２０を設けて制御回路２４の駆動補助トランジスタ ，ゲート駆動回路を１組とし、かつ、インバータ出力用の変圧器をフライバック トランス構成の変圧器として倍電圧整流回路を省いたが、従来装置のスイッチン グ回路４，インバータ出力用の変圧器５を用いた場合等にも適用できる。

【００３９】

【考案の効果】

本考案は、以上説明したように構成されているため、以下に記載する効果を奏 する。 スイッチング回路２０の駆動を制御する制御回路２４に、出力電圧検出部２５ ，比較部２７及び駆動指令部３０を設け、放電コンデンサＣ３の充電期間に、駆 動指令部３０を周期的にオン指令状態にセットしてインバータ出力用の変圧器２ １の１次側を通電し、放電コンデンサＣ３の端子間電圧Ｖｉの検出に基づき、検 出部２５により一定レベルの充電制限信号Ｓａを形成するとともに、変圧器２１ の１次側の通電電流を検出する変流器２３の信号Ｓｂが充電制限信号Ｓａに達す る毎に駆動指令部３０をオフ指令状態にリセットして変圧器２１の１次側の通電 を停止したため、放電コンデンサＣ３を定電流制御で充電することができ、この とき、充電が進行しても充電電流が減少不足しないため、従来より効率よく迅速 に充電を完了することができる。

【００４０】 しかも、充電制限信号Ｓａにより充電電流が規制され、充電初期にも充電電流 が過大にならず、スイッチング回路２０の半導体素子等の電流責務が増大せず、 前記半導体素子等に電流値の大きな高価なものを用いることなく装置を形成でき る。 そのため、安価な構成で効率よく迅速に放電コンデンサＣ３を充電する放電灯 電源装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案の放電灯電源装置の１実施例の結線図で
ある。

【図２】図１の一部の詳細な結線図である。

【図３】（ａ），（ｂ），（ｃ）は図２の動作説明用の
タイミングチャートである。

【図４】（ａ），（ｂ）は図１の放電コンデンサの充電
電流，端子間電圧の特性図である。

【図５】従来装置の結線図である。

【図６】図５の一部の詳細な結線図である。

【図７】（ａ）〜（ｅ）は図５の動作説明用のタイミン
グチャートである。

【図８】（ａ），（ｂ）は図５の放電コンデンサの充電
電流，端子間電圧の特性図である。

【符号の説明】

１８ 放電灯 ２０ スイッチング回路 ２１ インバータ出力用の変圧器 ２３ 変流器 ２４ 制御回路 ２５ 出力電圧検出部 ２７ 比較部 ３０ 駆動指令部 Ｃ３ 放電コンデンサ

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 制御回路の駆動制御により直流電源を高
   周波スイッチングしてインバータ出力用の変圧器の１次
   側にパルス給電する半導体スイッチ構成のスイッチング
   回路と、 前記変圧器の２次側出力の整流電流により規定電圧に充
   電され放電灯の点灯エネルギを蓄積する放電コンデンサ
   と、 前記変圧器の１次側の通電電流を検出する変流器とを備
   え、 前記制御回路に、 前記放電コンデンサの端子間電圧の検出信号と前記規定
   電圧に相当する電圧基準信号とを誤差増幅し，前記端子
   間電圧が前記規定電圧に達するまでの充電期間に一定レ
   ベルに固定され前記端子間電圧が前記規定電圧以上にな
   るときに電圧差に応じて前記一定レベルから減少変化す
   る充電制限信号を形成する出力電圧検出部と、 クロック信号により周期的にオン指令状態にセットされ
   て前記スイッチング回路のスイッチング指令信号を形成
   するラッチ回路構成の駆動指令部と、 前記変流器の検出信号と前記充電制限信号とを比較し，
   前記オン指令状態のセットにより前記通電電流が増加し
   て前記変流器の検出信号が前記充電制限信号に達する毎
   に前記駆動指令部をオフ指令状態にリセットする比較部
   とを設け、 前記通電電流の制限により前記充電期間に前記放電コン
   デンサを定電流充電するようにした放電灯電源装置。