JPH05506762A - デジタル受信機用信号重み付けシステム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 デジタル受信機用信号重み付はシステム発明の背景 本発明は、一般にデジタル受信機に関し、さらに詳しくは、受信機によって受信 される信号を重み付けして、信頼水準（ｃｏｎｆｉｄｅｎｃｅ　ｌｅマｅｌｌと 受信信号とを関連づけるシステムおよびその方法に関する。

２地点間で情報を伝送する通信システムは、少なくとも、送信機および受信機を 含み、この送信機と受信機とは伝送チャンネルによって相互接続され、この伝送 チャンネル上で情報信号（情報を含む）を伝送することができる。

一つの種類の通信システムである無線通信システムでは、伝送チャンネルは送信 機と受信機とを相互接続する無線周波チャンネルによって構成される。情報信号 （ベースバンド信号と言う）を無線周波チャンネル上で伝送するためには、情報 信号は無線周波チャンネル上で伝送するために適した形式に変換しなければなら ない。

情報信号を無線周波チャンネル上で伝送するために適した信号に変換することは 、変調という処理によって行なわれ、情報信号は無線周波電磁波に重畳される。

無線周波電磁波は、無線周波チャンネルを定める周波数の値の範囲内のある値の 周波数の正弦波である。無線周波電磁波は、一般に搬送信号と呼ばれ、情報信号 によって変調されると、この無線周波電磁波は変調情報信号という。変調情報信 号は、自由空間で伝送できる通信信号を含む。

変調情報信号の情報内容は、搬送信号またはその近傍を中心とした周波数範囲を 占める。変調情報信号は自由空間を介して無線周波チャンネル上で伝送して、情 報信号の内容を通信システムの送信機と受信機との間で伝送することができるの で、送信機と受信機とは互いに近接して配置する必要はない。

搬送信号に情報信号を変調して、無線周波伝送チャンネル上でそのような伝送を 可能にするさまざまな変調方法が開発されている。そのような変調方法には、振 幅変調（ＡＭ）２周波数変調（ＦＭ）、位相変調（ＰＭ）、ＦＳＸ（ｆ「ｅｑｕ ｅｎｃｙ−＋ｈｉｌｔ　ｋｅｙｉｎｇ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）　、ＰＳＫ（ｐ ｈａｓｅ−＋ｂｉ）ｔ　ｋｅ７ｉｎｇ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）およびＣＰ　Ｍ 　（ｃｏｎｔｉｎｕｕｓｐｂａｓｅ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）がある。ＣＰＭ法 の一つの種類に、ＧＭ　Ｓ　Ｋ　（Ｇａｕｓ＋ｉａｎ　ｍｉｎｉｍｕｍ　ｓｈ目 ｔ　ｋｅ７ｉｎｇ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）がある。

変調情報信号を受信する受信機は、搬送信号に変調された情報信号を検出、ある いは復元するための回路を内蔵している。一般に、受信機の回路は、変調情報信 号を検出あるいは復元するために必要な回路のほかに、受信機によって受信され た変調情報信号を低い周波数に変換するための回路（いくつかの回路段によって 構成される場合もある）を含む。変調情報信号の情報内容を検出または復元する 処理は復調といい、復調を行なう回路のことを復調回路または復調器という。ダ ウンコンバート回路と復調器を合わせて復調回路という場合もある。

同時に伝送される変調情報信号が異なる周波数の搬送信号からなり、かつ、変調 情報信号の周波数が重複しない限り、複数の変調情報信号を同時に伝送すること ができる。

つまり、変調情報信号の情報内容（すなわち、変調スペクトル）が近接した値の 周波数の搬送信号上に変調された対応する信号と重複することを防ぐため、同時 に伝送される変調情報信号の搬送信号の周波数は周波数分割されなければならな い。

受信機は、特定周波数の受信信号のみを通過させ、周波数をダウンコンバートし 、特定帯域幅内の信号のみを復調するための同調回路および他の濾波回路を含む 。このような同調および濾波回路は、その通過帯域によって定められる周波数内 の周波数成分を有する信号のみを通過させる周波数通過帯域を形成する。

搬送信号が構成され、情報信号が変調される広い範囲の周波数は、電磁周波スペ クトルという。規制機関はこの電磁周波スペクトルを周波数帯に分割し、この周 波数帯のそれぞれは電磁周波スペクトルの周波数範囲を定めている。

周波数帯はさらにチャンネルに分割され、これらのチャンネルは通信システムの 伝送チャンネルをなす。規制機関は、同時に伝送される変調情報信号間の干渉を 最小限に抑えるため、電磁周波スペクトルの特定の周波数帯における無線周波信 号の伝送を規制している。

例えば、８００ＭＨｚから９００ＭＨｚまでの１００ＭＨｚの部分は、米国にお いて無線電話通信用に割り当てられている。無線電話通信は、例えば、セルラ通 信システムで利用される無線電話装置によって行なわれる。このような無線電話 装置は、変調情報信号を同時に発生し、受信して、無線電話装置と遠隔受信機と の間の双方向通信を可能にするための回路を内蔵している。

一般に、セルラ通信システムは、ある地理的地域全体において離間した位置に複 数の基地局を配置することによって形成される。各基地局は、一つまたは多くの 無線電話装置によって伝送される変調情報信号を受信し、一つまたは多くの無線 電話装置に変調情報信号を伝送するための回路を内蔵している。基地局および無 線電話装置は共に変調情報信号の送受信を行なうことができるので、無線電話装 置と基地局との間の双方向通信が可能になる。

少なくとも一つの基地局が地理的地域における任意の位置に配置された無線電話 装置の伝送範囲内になるように、セルラ通信システムの各基地局の位置は慎重に 選択される。

基地局の配置は離間している性質上、基地局が配置されている地理的地域の部分 は個々の基地局と関連している。各離間した基地局に隣接する地理的地域の部分 は「セル」を定め、複数のセル（各セルが一つの基地局と関連している）が集ま って、セルラ通信システムによって網羅される地理的地域を形成している。セル ラ通信システムの任意のセルの境界内に位置する無線電話装置は、少なくとも一 つの基地局に対して変調情報信号の送受信を行なうことができる。

一般に、無線電話装置と基地局との間の通信は、データ信号と音声信号とを含み 、これらの信号は、一本または複数のチャンネル上で交互に、あるいは同時に伝 送される。

基地局と無線電話装置との間で伝送されるデータは、特定の無線周波チャンネル 上で無線電話装置に信号を受信させたり送信させる命令を含む。また、特定の基 地局からの変調情報信号の送信が特定の無線電話装置によって受信されることを 確保するため同期をとることを目的として、基地局と無線電話装置との間で信号 が伝送される。

セルラ通信システムの多用化により、セルラ無線電話通信用に割り当てられた周 波数帯域のすべての利用可能な伝送チャンネルがフル利用される場合が多くなっ ている。その結果、無線電話通信用に割り当てられた周波数帯域をより効率的に 利用するため、さまざまな考案が提唱されている。無線電話通信用に割り当てら れた周波数帯域の利用の効率化により、セルラ通信システムの伝送容量は増加す る。

セルラ通信システムの伝送容量を増加する一つの手段は、デジタル変調方法を利 用することである。情報信号がデジタル形式に変換されると、一本の伝送チャン ネルを利用して、２本以上の情報信号を順次伝送することができる。２本以上の 情報信号が一本の伝送チャンネル上で伝送できるので、既存の周波数帯域の伝送 容量は２倍以上に増加することかできる。

一般に、まず（−例として）アナログ／デジタル変換器によってアナログ信号は デジタル形式に変換され、ついである符号化方式によって符号化される。次に、 符号化された信号は変調され、無線周波チャンネルの情報信号を伝送する。この ようなデジタル信号を伝送するため有利に利用できる変調方法は、前述のＧＭＳ Ｋ変調である。この変調方法については、’Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｐｈａｓｅ　Ｍｏ ｄｕｌａｔｉｏｎ’　ｂ７　］、Ｂ。

Ａｎｄｅｒｓｏｎ、Ｔ、Ａｕ１ｉｎ、ａｎｄ　Ｃ，Ｅ、Ｓｕｎｄｂｅｒｇ、Ｐｕ ｂｌｉｓｈｅｄ　ｂ７Ｐｌｅｎｕｍ　Ｐｒｅｓｓ、　Ｃｏｐ７＋ｉｇｈｔ　１９ ８６においてさらに詳細に説明されている。

無線周波伝送チャンネルにおける信号の伝送には、伝送チャンネルで信号を伝送 することによって生じる雑音や他の干渉により誤りが発生しやすい。雑音は、例 えば、スプリアス信号や他の過渡信号の存在によって生じる。他の干渉は、例え ば、伝送信号が人工の物体や自然の物体に反射して生じる。このように伝送信号 が反射することにより、信号が受信機に伝送される経路に対応する異なる時間（ 信号遅延という）において同一信号が受信される。例えば、伝送信号が物体で反 射して、送信機と受信機との間の経路の長さが４１５マイル増加すると、この経 路長の増加によって４マイクロ秒の遅延が生じる。経路長の増加によって、遅延 時間も増加する。このような信号遅延のため、受信機によって受信される信号は 、実際には、複数の経路で受信機に伝送される一つの伝送信号の和である。従っ て、伝送チャンネルは「マルチパス・チャンネル」と呼ばれる場合が多い。この ような信号遅延により、信号干渉が生じる。

伝送または送信信号がデジタル符号化信号である場合、マルチパス・チャンネル 上で信号を伝送することによって生じる干渉により、シンボル間干渉（ｉｎｊｅ ｒｓ７ｍｂｏｌ　１ｎｌｅｒｌｅ＋ｅｎｃｅ）という干渉が生じる。セルラ通信 システムで利用されるデジタル符号化信号を２７０キロビット／秒以上のビット ・レートで伝送すると、上記のわずか４マイクロ秒の遅延でも、かなりのシンボ ル間干渉が生じることがある。

伝送デジタル符号化信号は伝送信号の冗長度を増加するために符号化されるので 、そのようなシンボル間干渉によって生じる誤り（および他の雑音によって生じ る誤り）の一部は、受信機によって受信される信号の受信復号処理において除去 される。しかし、誤って復号される信号を生じるシンボル間干渉によって発生す る各誤りは、送信機と受信機との間の通信の品質を低下するので、そのような誤 りの有無を検出すること、あるいはそのような誤りの尤度（１ｉｋｅｌｉｈｏｏ ｄｌを指示することは極めて望ましい。

ソフトウェア構成およびハードウェア構成の等化回路が知られており、マルチパ ス・チャンネル上の信号伝送の影響を補正するために利用されている。例えば、 １９８９年１０月１３日にＤａｙｉｄ　Ｅ、　Ｂｏｒｔｈ、Ｐｈ１ｌｌｉｐ　Ｄ 、　Ｒａ５ｋ７゜Ｇｅｕａｌｄ　Ｐ、　、Ｌａｂｅｄｚによって出願された米国 特許出願第４２２．１７７号’５ｏｆｔ　Ｄｅｃｉｓｉｏｎ　Ｄｅｃｏｄｉｎｇ 　Ｗｉｔｈ　ＣｈａｎｎｅｌＥｑａａｌｉＸｉｔｉｏｎ’　および１９８９年１ １月２９日にＤａｖｉｄ　Ｅ。

Ｂｏｏｔｈによって出願された米国特許出願第４４２，９７１号’５ｏｆｔ　Ｔ ＋ｅｌｌｉ＋　Ｄｅｃｏｄｉｎｇ’　は共に、マルチパス・チャンネル上の信号 伝送によって生じるシンボル間干渉を補正するため等化回路を利用するシステム を開示している。上記の開示において用いられるチャンネル等化器は、最尤シー ケンス推定器（ｍａｘｉｍｕｍ　１ｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　５ｅｑｕｅｎｃｅ　ｅ ｓｌｉｍａｌｏ＋：ＭＬ　Ｓ　Ｅ）によって構成される。ＭＬＳＥは、受信機に よって実際に受信される信号に応答して、伝送信号のシーケンスを推定すべく動 作する。一般に、ＭＬＳＥ（および他（Ｄ　設計の等化器）は、マルチパス・チ ャンネル上の信号の伝送によって生じるシンボル間干渉を除去すべく動作する。

ＭＬＳＥによって発生される信号は、受信復号回路（ｄｅｃ。

ｄｅ＋　ｃｉ＋ｃｕｉｔｒＹ）に印加される。復号回路は等化された信号（およ びＭＬＳＥの場合には、推定された信号）を復号し、送信符号回路（ｅｎｃｏｄ ｉｎｇ　ｃｉ「ｃｕｉｔｒｙ）によって意図的に生成された信号内の冗長成分を 除去する。

ＭＬＳＥの動作については、’Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｍａｗｉｍｕｍ−Ｌｉｋｅｌ ｉｈｏｏｄ　Ｒｅｃｅｉｖｅ「ｌｏ「Ｃａｕｉｅ＋−Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ　Ｄａ ｔａ−Ｔ「ａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｓ７Ｓ７５ｔｅ、’　ｂ７　Ｇ、Ｕｎｇｅｒ ｂｏｅｃｋ、ｉｎ　ｔｈｅ　ＩＥＥＥＴｔｚｎｓａｃｔＩｏｎｓ　ａｎ　Ｃｏｍ ｍｕｎｉｃｚｔｉｏｎｓ、ｖｏｌｕｍｅ　Ｃ０Ｍ−２２，ｐａｇｅｓ６２４−５ ３５．　Ｍａｌ、１９７４においてより詳細に説明されている。

そこで開示されているＭＬＳＥは整合フィルタとビタビ・アルゴリズムとによっ て構成され、この整合フィルタには受信機によって受信された信号（この信号は ダウン・コンバートおよび復調回路によってダウン・コンバートされ、復調され ている）が供給され、ビタビ・アルゴリズムには整合フィルタによって通過され た信号が供給される。

ビタビ・アルゴリズムは可能な経路の格子（ｊ＋ｅｌ１日）を形成し、その特定 の行列を用いて、データのシーケンス（または流れ）を形成している。ビタビ・ アルゴリズムの出力における信号はデータ・ビットのシーケンスなので、ＭＬＳ Ｅの出力はハード判定信号である（すなわち、デジタル値のビットのシーケンス によって構成される）。

伝送信号はデジタル符号化信号であるが、情報信号は、いったん正弦波の搬送信 号上に変調されると、アナログ信号となる。実際に伝送されるデジタル符号化信 号が構成される可能な値は有限である（例えば、デジタル符号化信号がバイナリ 信号の場合、デジタル符号化信号は２つの値しかとらない）ので、ＭＬＳＥの出 力はそれに対応する数の可能な値となる。Ｍ　Ｌ　Ｓ　Ｅのビタビ・アルゴリズ ムは、アナログ形式で印加されるデジタル符号化信号をデータ・シーケンスに変 換する。このような変換およびビタビ・アルゴリズムによって生成されるデータ ・シーケンスを用いることは、Ｍ　Ｌ　Ｓ　Ｅに印加される信号のすべての情報 を完全に利用していない。

特に、Ｍ　Ｌ　Ｓ　Ｅによって実際に受信され、その一部を構成する整合フィル タによって通過される信号は、Ｍ　Ｌ　Ｓ　Ｅのビタビ・アルゴリズムによって 生成されたデータ・シーケンスと比較される。このような比較を利用して、受信 復号回路に与えられる信号に関連する信頼水準（ｌｅｖｅｌ　ｏｆ　ｃ。

ｎ１ｉｄｅｎｃｅ）を指示し、それにより受信信号が正確であると考えられる信 頼水準を示すことができる。このような指示を利用して、マルチパス・チャンネ ル上の信号の伝送によって生じるシンボル間干渉に起因する誤りや、その結果生 じる通信品質の劣化を最小限に抑えることができる。

従って、デジタル受信機によって受信された信号を最大限に利用して、マルチパ ス・チャンネル上で伝送される信号の雑音および／またはシンボル間干渉に起因 する誤りを最小限に抑えるシステムが必要とされる。

発明の概要 従って、本発明は、信頼水準と、マルチパス・チャンネル上で送信され、デジタ ル受信機で受信される通信信号とを関連させる信号重み付はシステムを提供する 。

さらに、本発明は、デジタル符号化信号を受信すべく構成された受信機について 受信信頼水準インジケータを提供し、このインジケータは、信頼水準と、受信機 によって受信されたデジタル符号化信号の一部とを関連させる重み付はソフト判 定信号を与えるべく動作する。

さらに、本発明は、デジタル符号化信号を受信すべく構成されたトランシーバを 提供し、このトランシーバは、信頼水準と、受信機によって受信されるデジタル 符号化信号の一部とを関連させる重み付はソフト判定信号を与えるべく動作する 信頼水準インジケータを内蔵している。

さらに、本発明は、信頼水準と、伝送チャンネル上で伝送され、受信機によって 受信される通信信号の一部とを関連させる方法を提供する。

本発明に従って、信頼水準と、伝送チャンネル上で伝送され、受信機によって受 信される通信信号の一部とを関連させる信号重み付はシステムが開示される。本 システムは、受信機によって受信された通信信号を等化し、かつ、伝送チャンネ ル上で伝送する前の通信信号を表す等化信号を発生する等化器を含んで構成され る。合成伝送チャンネルは、等化器によって生成された等化信号の伝送を合成し 、合成再送信信号を発生する。伝送チャンネル上で伝送され、受信機によって受 信される通信信号の一部の値は、合成伝送チャンネルによって発生された合成再 送信信号の対応する部分の値に応答して変えられ、それにより信頼水準と、受信 機によって受信された通信チャンネルとを関連させる。

図面の簡単な説明 第１図は、デジタル符号化情報信号を送信し、受信すべく動作可能な通信システ ムのブロック図であり、伝送チャンネルはマルチパス・チャンネルを含んでなる 。

第２図は、本発明のシステムの簡略ブロック図である。

第３図は、本発明のシステムの一部を構成する有限インパルス応答フィルタの機 能ブロック図である。

図４図は、信頼水準と、ＧＭＳＫ変調信号からなる通信信号とを関連させるべく 動作可能な本発明のシステムのブロック図である。

第５図は、信頼水準と、ＧＭＳＫ変調信号からなる通信信号とを関連させる本発 明のシステムの別の実施例であり、マルチパス・チャンネル上で伝送される信号 のシンボル間干渉をキャンセルするため実フィルタが用いられている。

第６図は、信頼水準と、マルチパス伝送チャンネル上で伝送される通信信号の一 部とを関連させる本発明のシステムのさらに別の実施例のブロック図であり、同 一チャンネル干渉によって生じるような時変雑音（ｔｉｍｅ−ｖａｒｙｉｎｇｎ ｏｉｓｅ）の存在によって干渉がさらに生じている。

第７図は、本発明のシステムを内蔵するトランシーツくのブロック図である。

第８図は、本発明の方法の段階を図示する論理フロー図である。

好適な実施例の説明 まず、第１図のブロック図において、概して参照番号２０で記される通信システ ムが示されている。通信システム２０は、デジタル符号化信号を送受信すべく動 作可能である。ブロック２４で記されているアナログ情報源は、例えば、音声信 号やデータ信号などの情報信号源を表している。

情報源２４が音声信号からなる場合には、情報源２４は、音声信号を所望の特性 の電気信号に変換するトランスデユーサまたは他の適切な回路を含んでいる。

アナログ情報源２４によって発生される情報信号は、ソース符号器２８に供給さ れる。ソース符号器２８は、情報源２４によって供給された情報信号をデジタル 信号に変換する。ソース符号器２８は、例えば、情報源２４によって発生された アナログ情報信号が供給されると、デジタル信号を発生するアナログ／デジタル 変換器からなってもよい。

ソース符号器２８によって生成されたデジタル信号は、チャンネル符号器３２に 与えられる。あるいは、デジタル情報源をチャンネル符号器２８に直接供給して もよい。チャンネル符号器３２は、供給されたデジタル信号を符号方式に従って 符号化する。チャンネル符号器３２は、プロ・ツク符号器および／または畳み込 み符号器（ｃｏｎマｏｌｕｊｉｏｎａｌ　ｅｎｃｏｄｅ＋）からなり、与えられ たデジタル信号を符号化信号に変換し、デジタル信号の冗長度を増加する。信号 の冗長度を増加することによって、信号の伝送中に発生する伝送誤りや他の信号 歪みにより、実際の伝送信号の情報内容が誤って判断される可能性が低くなる。

チャンネル符号器３２によって生成される符号化信号は、変調器３６に与えられ る。変調器３６は、変調方式に従って、与えられた符号化信号を無線周波搬送波 に変調する。

前述のように、デジタル符号化信号を変調する一つの変調方法として、ＧＭＳＫ 変調方法がある。

情報源２４．ソース符号器２８．チャンネル符号器３２および変調器３６は共に 、通信システム２０の、点線部分で示されているブロック４０と記された送信部 をなす。

送信部４０の変調器３６は変調情報信号を発生し、この信号は図中の点線部に示 されている伝送チャンネル４４上で自由空間を介して伝送される。前述のように 、一般に、伝送チャンネルはマルチパス・チャンネルであり、変調器３６によっ て伝送される変調情報信号は、図中で縦長のブロック４８Ａ、４８Ｂ、、、、、 ４８Ｎで記されている複数の経路上で実際に伝送される。これらの経路のうち一 つの経路のみが直接経路であり、残りの経路は、そこで信号か伝送されると、シ ンボル間干渉を発生させる。あるいは、直接経路がないこともある。ブロック４ ３Ａ−Ｎで示される経路は、伝送チャンネル４４によって形成されるマルチパス ・チャンネルの伝送経路をなす。前述のように、変調情報信号が伝送されるマル チパス・チャンネルの個々の経路は異なる経路長を有しているので、経路４８Ａ 〜４８Ｎのそれぞれで変調情報信号を伝送するのに要する時間は異なる。さらに 、伝送チャンネル４４からなるマルチパス・チャンネルは雑音がないわけではな く、信号がチャンネル４４の経路４８Ａ〜４８Ｎのそれぞれで伝送されると、雑 音が変調情報信号に導入される。このような雑音はプロ・ツク図において矢印５ ２で記されており、例えば、熱雑音または同一チャンネル妨害によって生じる雑 音を含む。マルチパス・チャンネル上の伝送によって生じる干渉およびマルチパ ス・チャンネル上の伝送中に導入される雑音は、受信機によって補正されなけれ ば、送信機と受信機との間の通信の品質を低減する。

伝送チャンネル４４の経路４８Ａ〜４８Ｎ上で伝送される変調情報信号は、復調 器５６によって受信される。図示されていないが、いったん受信されると、変調 情報信号はまずダウン・コンバート回路に印加され、受信信号を低い周波数に変 換してもよい。復調器５６は受信信号を復調して、復調信号を発生し、この復調 信号はチャンネル等化器６０に印加される。チャンネル等化器６０は、マルチパ ス・チャンネル上の伝送によって変調情報信号に導入されるシンボル間干渉を補 正する。チャンネル等化回路６０は、チャンネル復号器６４に与えられる信号を 生成する。

チャンネル復号器６４は送信部４０のチャンネル符号器３２に対応するが、符号 化信号を復号する機能を果たす。

チャンネル復号器６４は、デジタル形式の復号信号を生成し、この復号信号はソ ース復号器６８に送られる。ソース復号器６８は、与えられたデジタル信号を、 情報シンク（ｉｎｆｏ＋ｍａｔｉｏ、ｎ　５ｉｎｋ）　７２に印加するのに適し た形式に変換する。情報シンク７２は、例えば、受信機のイヤピース（ｅａｒｐ ｉｅｃｅｌまたはスピーカ部、もしくは他のトランスデユーサからなり、ソース 復号器６８によって発生された復号信号を含む電気信号を人間が知覚できる信号 に変換する。

（あるいは、デジタル情報の場合、チャンネル復号器６４は復号信号を情報シン ク７２に直接供給することができる。） 復調器５６．チャンネル復号器６４．ソース復号器６８および情報シンク７２は 共に、通信システム２０の点線部のブロック７６によって示される受信部をなす 。

チャンネル等化回路６０は本発明の信号重み付はシステムをなし、信頼水準は、 そこに供給される復調信号と関連される。チャンネル等化回路６０によって発生 される出力信号はソフト判定（ｓａｌｔ−ｄｅｃｉｓｉｏｎ）信号を形成し、こ の信号がチャンネル復号器６４に与えられると、この復号器に対して信号の信頼 水準の指示を与え、信号のより正確な復号を可能にする。

第２図において、本発明の信号重み付はシステムの簡略ブロック図を示す。第１ 図の伝送チャンネル４４のような伝送チャンネル上で送信され、受信機によって 受信された通信信号は復調され、ライン８６上で整合フィルタ９２に送られる。

整合フィルタ９２は適応型フィルタであることが好ましく、マルチパス・チャン ネルに整合されている。

整合フィルタ９２の係数は、ライン９８上で与えられる。

ライン９８上でフィルタ９２に与えられた係数は、チャンネル・インパルス応答 の関数であり、これは、例えば、チャンネル・サウンディング（ｃｈａｎｎｅｌ 　ｓｏｕｎｄｉｎｇ）動作によって判定できる。ライン８６上でフィルタ９２に 与えられる復調信号は、非常に多くの異なる離散レベルからなり、それによりア ナログ信号を近似しているデジタル信号を含むデジタル信号からなってもよいこ とに留意されたい。従って、ライン１０４上で整合フィルタ９２によって生成さ れる濾波信号は、アナログ信号を同様に近似することができるが、この信号の情 報内容はデジタル符号化シーケンスである。

ライン１０４はビタビ・アルゴリズム１１０に結合され、整合フィルタ９２によ って生成された信号をそこに与える。

整合フィルタ９２は、受信信号の有効成分を増加すべく動作する。ビタビ・アル ゴリズム１１０にはライン１１２上で係数が与えられ、この係数はチャンネル・ インパルス応答の関数である。整合フィルタ９２およびビタビ・アルゴリズム１ １０は共に、図中の点線部で示されるブロック１１６によって表される最尤シー ケンス推定器（ＭＬＳＥ）を形成する。ＭＬＳＥ１１６は、前述のＵｎｇｅ＋ｂ ｏｅｃｋの引例において開示されている最尤シーケンス推定器と同様である。Ｍ ＬＳＥ１１６は、プロセッサ内で具現されるソフトウェア・アルゴリズムによっ て構成されることか好ましい。

あるいは、ＭＬＳＥ１１６はハードウェア構成でもよいことはもちろんである。

以下に示す各好適な実施例はその一部を構成するＭＬＳＥを有しているが、本発 明は、例えば、近Ｍ　Ｌ　Ｓ　Ｅ　（ｎｅａｔ−ＭＬＳＥ）または判定帰還等化 器（ｄｅｃｉｓｉｏｎｆｅｅｄｂａｃｋ　ｅｑｕａｌｉｘｅｒ）などの池の等化 器構造を含ンテもよいことに留意されたい。

従来のように、ビタビ・アルゴリズム１１０は、デジタル符号化信号がライン１ ０４上で与えられると、データのシーケンスを推定する格子（ｔｒｅｌｌｉｓ） を形成する。データのシーケンスは、ライン１２２上で生成されるハード判定信 号をなす。ライン１２２上で生成されるハード判定信号をなすデータ・シーケン スは、実際に伝送されるデータ・シーケンス（すなわち、受信された信号から、 マルチパス・チャンネル上の伝送によって生じる歪みを差し引いたもの）の推定 である。しかし、例えば、雑音、レイリー・フェージングおよび／または同一チ ャンネル干渉などにより、マルチパス・チャンネルにおける伝送の結果、送信信 号にかなりの干渉が発生すると、ＭＬＳＥ１１６によって生成される推定シーケ ンスは送信信号の誤った推定を含むことがある。このような誤った推定が受信復 号器に与えられると、実際の送信信号の復号が不正確になるため、通信の品質が 低下する。そのため、送信機と受信機との間の通信品質の劣化を最小限に抑える ため、別の誤り訂正が望ましい。

従って、本発明により、ＭＬＳＥ１１６によって生成されるハード判定信号を復 号回路に直接与えずに、ライン１２２がビット・マツパ（ｈｉｔ　ｍａｐｐｅｒ ）　１２８に結合される。

ビット・マツパ１２８は、ライン１２２上で生成されたデータ・シーケンス（論 理０および論理１からなる）を正および負の数値に変換する。つまり、論理０は 正の１の値（つまり＋１）に変換され、論理１は負の１の値（つまり−１）に変 換される。ＭＬＳＥ１１６の構成と同様に、ビット・マツパ１２８はプロセッサ 内で具現されるソフトウェア・アルゴリズムとして構成されることが好ましい。

あるいは、ビット・マツパ１２８はハードウェア構成でもよい。ビット・マツパ １２８は、ライン１３４上でハード判定出力を生成し、これはフィルタ１４０に 与えられる。

フィルタ１４０は、有限インパルス応答（Ｆ　Ｉ　Ｒ）フィルタからなる適応型 フィルタであり、このフィルタは整合フィルタ９２およびビタビ・アルゴリズム １１０と同様に、ライン１４６上で係数を受け取り、この係数はマルチパス・チ ャンネル・インパルス応答の関数であり、これはチャンネル・サウンディング動 作によって判定されることが好ましい。フィルタ１４０は、通信信号が伝送され た直接経路以外のマルチパス・チャンネルの特性を復元すべく機能する。ライン １４６上で与えられる係数を適切に選択することにより、マルチパス・チャンネ ルの直接経路の復元が阻止される。また、本発明の好適な実施例では、整合フィ ルタ９２は印加される信号のエネルギを集中するので、フィルタ１４０はマルチ パス・チャンネルを復元するだけでなく、整合フィルタ９２の動作を補正するよ うに修正されることに留意されたい。

実質的には、フィルタ１４０は、通信信号が伝送された直接経路以外のマルチパ ス・チャンネルを合成する。ＭＬＳＥ１１６およびビット・マツパ１２８と同様 に、フィルタ１４０はプロセッサ内で具現されるアルゴリズムによって構成され ることが好ましい。あるいは、フィルタ１４０はハードウェア構成でもよい。フ ィルタ１４０によって生成される信号は反転され、加算器１５８に与えられる。

加算器１５８にはさらに、ライン１０４上でＭＬＳＥ１１６の整合フィルタ９２ によって生成され、遅延素子１６４によって適切に遅延された出力信号が与えら れる。遅延素子１６４は、ライン１０４上で生成された整合フィルタの出力信号 を、ビタビ・アルゴリズム１１０．ビット・マツパ１２８およびフィルタ１４０ の動作に必要な演算時間に対応する期間のあいだ遅延し、加算器１５８に与えら れる信号が互いに対応するようにする。図中に示されるように、ライン１０４の 分岐１７０は遅延素子１６４に与えられ、遅延素子１６４によって生成される遅 延信号はライン１７６上で加算器１５８に与えられる。ここでも、加算器１５８ および遅延素子１６４は、プロセッサ内で具現されるアルゴリズムからなること が好ましい。

ライン１７６上で加算器１５８に与えられる信号は、整合フィルタ９２によって 生成された濾波信号であり、この濾波信号は遅延素子１６４によって時間的に遅 延されている。ライン１５２上で加算器１５８に与えられる信号は、算術的なデ ータの推定シーケンスであり、通信信号が伝送されたマルチパス・チャンネルの 特性に対応するフィルタ係数を有するフィルタ１４０によって濾波される。フィ ルタ１４０は直接経路を除（マルチパス・チャンネルの部分を合成すべく機能す るので、ライン１５２上で生成される信号は、直接経路を除くマルチパス・チャ ンネルの部分で伝送された信号を表す。

ライン１５２，１７６上で加算器１５８に与えられた信号を加算することにより 、濾波され遅延された信号（ライン１７６上で加算器に与えられた信号）の値が 、ライン１５２上で加算器１５８に与えられた信号の値によって変更される。ラ イン１７６上で生成される信号は直接形路上で生成された信号を表すので、ライ ン１８４上で加算器１５８によって生成された出力信号は直接経路上で生成され た信号を表す値のみを含む。マルチパス・チャンネルの他の経路上で伝送された 信号を表す信号は、加算器１５８によって除去される。信頼水準は、ライン１８ ４上で生成された信号の大きさに対応するデジタル符号化信号の値と関連してい る。図中でブロック１９０によって表されるチャンネル復号器にこのような信号 を印加することにより、信号をより正確に復号することができ、復号誤りを低減 し、通信信号の品質を向上することができる。畳み込み符号器を図１のチャンネ ル符号器として利用する場合、復号器１９０はソフト判定ビタビ復号器であるこ とが好ましい。

第３図は、第２図のフィルタ１４０と設計的に類似している３タツプ型有限イン パルス応答（ＦＩＲ）フィルタのブロック図である。好適な実施例ではフィルタ １４０は９タツプ型フイルタからなっているが、第３図に示す３タツプ型フイル タの動作は９タツプ型フイルタのそれと同様である。

概して参照番号２４０で記される第３図の３タツプ型ＦＩＲフイルタには、ライ ン２３４上で入力信号が与えられる。ライン２３４上の信号は、遅延素子２４８ ，２５４に順次与えられる。また、ライン２３４上の信号は係数ブロック２６０ に結合され、ライン２３４上で信号をそこに与える。遅延素子２４８の出力側は 係数ブロック２６４に結合され、遅延素子２４８によって生成された遅延信号を そこに与える。遅延素子２５４の出力側は係数ブロック２６８に結合され、遅延 素子２５４によって生成された遅延信号をそこに与える。係数ブロック２６０〜 ２６８にはさらに、チャンネル・インパルス応答の関数である係数に対応する値 の入力信号がライン２７２，２７６．２８０上でそれぞれ与えられる。係数ブロ ック２６０，２６４，２６８の出力側はさらに、加算器２８２に結合される。加 算器２８２は、与えられた信号を加算し、ライン２８４上で出力信号を生成する 。以下に説明する本発明の好適な実施例についてわかるように、フィルタの中央 タップ、すなわちこの場合、中央タップ係数ブロック２６４によって生成される 出力信号は、そこに与えられる入力信号が０の値なので、０の値である。

ライン２３４上でフィルタ２４０に与えられる信号がビット値のシーケンスから なるハード判定信号からなる場合、このようなシーケンスを遅延素子２４８〜２ ５４に印加することにより、それぞれのブロックの出力側における信号は、ライ ン２３４上で与えられるデータ・シーケンスの隣接ビットに相当する値となる。

９タツプ型ＦＩＲフイルタは第３図のフィルタ２４０と同様であるが、図示のよ うな２つの遅延素子（素子２４８，２５４）ではなく、８つの遅延素子からなる 。これに対応して、係数ブロックの数も増加する。図示の３タツプ型ＦＩＲフイ ルタについて、入力信号および各遅延素子の出力側における信号は、与えられた データ列の３つの連続するビットに対応する値であり、これらはそれぞれの係数 ブロック２６０，２６４，２６８によって重み付けされる。ブロック２６０．２ ６４および／または２６８の係数が０の値の場合、該当する係数ブロックから加 算器２８２に信号は供給されない。係数Ｏは、その経路にシンボル間干渉がない ことを表す。しかし、マルチパス・チャンネル上の伝送によりシンボル間干渉が 発生すると、係数ブロック２６０〜２６８の値は０以外の値となる。例えば、遅 延素子２４８の出力信号が「現データ・ビットＪとであるとみなされると、ライ ン２３４上で与えられる信号は「直後のデータ・ビット」の値を表し、遅延素子 ２５４の出力側の信号は「直前のデータ・ビット」の値を表す。従って、ライン ２８４上で生成される加算信号は、現データ・ビットの重み付けされた値と、直 後のデータ・ビットおよび直前のデータ・ビットの値との和であり、それによっ てマルチパス・チャンネル上の信号の伝送の影響を合成する。同様に、９タツプ 型ＦＩＲフイルタは、マルチパス・チャンネル上の信号の伝送を合成するが、さ らの多くのデータ・ビット数によって生じる干渉を表す信号を生成する。

第４図は、本発明の信号重み付はシステムのブロック図であり、このシステムは 、通信信号が差分符号化ＧＭＳＫ変調方法によって変調される場合に、通信信号 の信頼水準比率を関連させる。信号の差分符号化の詳細については、’ＧＳＭ　 Ｒｅｃｏｍｍｅｎｄａｔｉｏｎ　０５．０４：　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ’という 文書において詳しく説明されている。差分符号化ＧＭＳＫ変調方法によって変調 された信号は、次式によって数学的に表すことができる。

！（１）＝　Σ（−１）　（Ｘ　ｐ（１−２ｋＴ）　ｃｏｓ　（ωｊ）２に−Ｌ 　ｃ ｋ＝１ に ＋　Σ（−１）　ａ　ｐ（＋−２ｋＴ＋Ｔ）　５ｉｎ（ωｌ）２ト２　ｃ ｋ＝１ ただし、 α、は、値＋／−１を有する非差分符号化データ・ビットｉ ω。は、ラジアン／秒単位の搬送周波数：Ｔは、ビット期間； ｐ　（ｔ）は、−Ｔ＜＝ｔ＜＝Ｔの場合にｐ　（ｔ）　＝ｃＯＳ（πｔ／２Ｔ） として、それ以外の場合に０として近似的に表すことのできる等価ベースバンド ・パルスである。

複素数を利用することにより、ｘ　（ｔ）は次式のように表すことができる。

！　（１）　・Ｒｅ　［Σｊ”　ａ　ｐ（ｔ−（ｋ＋１）Ｔ）　ｅｊ”ｃ　’　 ］＝Ｒｅ［Ｘ（１）］ｋ＝１ ただし、Ｘ　（ｔ）は実信号ｘ　（ｔ）の複素数（解析数）であり、Ｒｅ［］は 括弧（［１）内の複素数の実数部を生成する演算子である。

このようなＧ　Ｍ　Ｓ　Ｋ変調信号がＧ　Ｍ　Ｓ　Ｋ受信機によって受信される と、この受信機の復調回路（特に、直交または直角位相復調器）は、上記の第１ 式の余弦項および正弦項を除去する、すなわち、ｅｊ“ｃｔの係数を第２式のＸ （１）の複素数に乗じ、実数部をとることによって、上記の第２式の Ｒｅ［ｅ”’ｃ　’　Ｘ（を月 に＋１ □Ｒｅ［Σ　Ｉ　α＞　ｐ（ｆ−（ｋ＋ＩＨ）　ｅ　”ｃ　’　ｅ　−勲ｅ　’ 　］ｋ＝１ に＋１ ：Ｒｃ［Σｊａｌ　ｐ（＋−（ｋ＋Ｉ）Ｔ）］ｈ＝＋　（３） または、 −ｊω　（ｋ Ｒｅ［ｅ　ｃ　Ｘ（ｔ）］　＝　Σ（−１）　ａ　ｐ（＋−２ｋＴ）２に−１ に＝１ （−１）ｋ項により、復調信号のビットの−っおきのビット対は反転される。交 互のビット対をこのように反転することは、ＧＭＳＫ変調処理とともに差分符号 化を行なうことによって生じる。

実際的には、ＧＭＳＫ信号が相加性雑音（ａｄ＋ｌｉｔｉｗｅ　ｎｏｉｓｅ）と ともにマルチパス・チャンネルを伝搬した後に得られる受信信号に対して復調が 行なわれる。復調された後、複゛素受信信号は次式のように表すことができる。

ｋ＋１ 山）＝［Σ　ｊ　αｋｈ（１−（ｋ村）　Ｔ）　＋ｖ　（ｔ）ｋ＝１　（５） ただし、 ｈ　（ｔ）　＝ｇ　（ｔ）＊ｐ（ｔ）は、マルチパス・チャンネルならびに送信 および受信フィルタを含む全伝送チャンネルの応答であり、ｇ　（ｔ）はマルチ パス・チャンネルの複素低域通過等価インパルス応答（＊は畳み込みを表す）第 ４図において、直交復調器によって生成される復調信号は、ライン２８６上で整 合フィルタ２９２に送られる。

第４図における太い矢印は、そこで生成される複素信号を表す。上記のように、 受信ＧＭＳＫ信号は、このような複素数を用いて表すことができる。整合フィル タ２９２は適応型フィルタであり、その係数は、ライン２９８上で整合フィルタ ２９２に与えられるチャンネル・インパルス応答の関数である。整合フィルタの インパルス応答は、次式によって定義することができる。

ただし、上付き文字＊は複素共役演算を表し、ｈ　（ｔ）は先に定義した全チャ ンネル応答である。

整合フィルタ２９２は、濾波された複素信号をライン３０４上で生成し、この信 号は１時間ごとに標本化され、次式のように数学的に表すことができる。

ライン３０４上で生成される複素標本２　は、複素／実数変換器３０６に与えら れ、この変換器は複素信号標本を実数に変換する。変換器３０６によって形成さ れた実数信号はライン３０８上で生成され、これは選択ビット・インバータ３１ ０に結合される。インバータ３１０は交互のビット対を変換し、これらのビット 対はビタビ・アルゴリズム３１４に与えられる。伝送前に差分符号化されている ので、インバータ３１０に与えられる信号の交互のビット対は反転される。複素 ／実数変換器３０６および選択的標本インバータ３１０の組み合わせた効果は、 複素標本２　に、−ｎ−１を乗じ、次にその積の実数部、すなわち２　′ｎ ＝Ｒｅ［ｊ　−ｎ　’ｚ　］　をとることに等しいことに留意されたい。

第２図のビタビ・アルゴリズム１１０と同様なビタビ・アルゴリズム３１４は格 子（Ｈｅｌｌｉｓ）を形成し、これはそこに与えられた信号に応答してデータ・ シーケンスを推定し、ライン３１５上でチャンネル・インパルス応答の関数であ る係数が与えられる。ビタビ・アルゴリズム３１４に与えられる実数値の受信信 号は、次式のように表すことができる。

ただし、実数値の係数５１は次式によって支配される。

Ｊ　・Ｒｅ［ｊ　”１　］’ｅ［Ｉ−’［ｈ（ｔ）孝　ｈ　（−１１１１、ＩＴ ］”　＄−１ビタビ・アルゴリズムは、最尤シーケンスとしてシーケンス（α　 ）＝（α′　）を判定し、これは次式を介してｎ　ｎ 状態（σ　）から状態σ　まで残存メトリック−１ｎ （ｓｕ「ｙｉｖｏ＋　ｍｅｔｒｉｃ）　Ｊ　（ｃｒ　）を最大にする。

ｎ　ｎ ＋ｍａｔ（１（ａ　）−Ｆ（σｎ−１．σ。））ｎ−１，ｎ　−１ （σｎ、ｌ−＞ｆσｆｌ＋　（９） ただし、 σ　は、ビタビ・アルゴリズムの現在の状態；α′　は、推定データ・ビット； Ｊは、残存メトリック： Ｆは、式 によって与えられる可能な後続状態遷移メトリックであり、この最大化は可能な 状態σ　からσ　までのすべての−１ｎ 状態遷移において行なわれる。

整合フィルタ２９２．複素／実数変換器３０６１選択的ビット・インバータ３１ ０およびビタビ・アルゴリズム３１４は、最尤シーケンス推定器（ＭＬＳＥ）３ １６をなす。

第２図のＭＬＳＥ１１６と同様に、ＭＬＳＥ３１６はプロセッサ内で具現される アルゴリズムからなることが好ましい。あるいは、ＭＬＳＥ３１６はハードウェ ア構成でもよい。

ビタビ・アルゴリズム３１６はライン３２２上でデータ・シーケンスを生成し、 このデータ・シーケンスはビット・マツパ３２８に与えられる。ビット・マツパ ３２８は、バイナリ・データ・シーケンスの値を算術的な数値に変換する（すな わち、バイナリ０は正の１の値にマツピングされ、バイナリ１は負の１の値にマ ツピングされる）。ビット・マツパ３２８はライン３３０上に算術データ・シー ケンスを生成し、このデータ・シーケンスは選択的ビット・インバータ３３２に 与えられる。選択的ビット・インバータ３３２は、ＭＬＳＥ３１６の選択的ビッ ト・インバータ３１０と同様な方法であるが、それとは反対に機能する。

ビット・インバータ３３２は、上式の（−１）ｋ項を再導入する。

ビット・インバータ３３２はライン３３４上に信号を生成し、この信号は実数／ 複素変換器３３６に与えられる。

変換器３３６は、ＭＬＳＥ３１６の複素／実数変換器３０６と同様な方法である が、それとは反対に機能し、ライン３３８上で与えられた実数信号を複素信号に 変換する。

ライン３３８上で生成される複素信号はフィルタ３４０に与えられ、このフィル タ３４０は第２図のフィルタ１４０と同様に、９タツプ型有限インパルス応答（ ＦＩＲ）フィルタをなすが、このフィルタはＧＭＳＫ信号の伝送を合成するので 、フィルタ３４０は複素フィルタである。つまり、フィルタ３４０に与えられる 信号は複素信号であるので、フィルタ３４０は複素ＦＩＲフィルタである。フィ ルタ３４０は、（好ましくは）チャンネル・サウンディング動作によって与えら れる係数を有する適応型フィルタであり、これは上記と同し式によって支配され ることが好ましく、開式はライン３１５上でビタビ・アルゴリズム３１４に与え られる係数を定義する。この係数はライン３４１上で与えられ、複素変換器３４ ２によって複素数に変関され、ライン３４４上でフィルタ３４０に与えられる。

フィルタ３４０は、第２図のフィルタ１４０と同様な方法で機能し、マルチパス ・チャンネルを合成し、ライン３３８上で与えられる複素信号の伝送を合成する 。（同様に、フィルタ３４０の特性は、整合フィルタ２９２の動作を補正するた め修正される。）フィルタ３４０の中央タップの係数は０であり、伝送信号の直 接経路は合成されない。フィルタ３４０はライン３５０上で出力信号を生成し、 この出力信号は複素／実数変換器３５４に与えられる。複素／実数変換器は、ラ イン３１５上で与えられる複素信号をＭＬＳＥ３１６の変換器３０６と同様な方 法で実数に変換する。

変換器３５４はライン３５６上で信号を生成し、この信号は反転され、加算器３ ５８に与えられる。加算器３５８にはさらに、ライン３０８上で変換器３０６に よって生成され、遅延素子３６４によって時間的に適切に遅延された信号が与え られる。図中に示されるように、変換器３０６によって生成された信号はライン ３７０上で遅延素子３６４に与えられ、遅延素子３６４によって生成された遅延 信号はライン３７６上で加算器３５８に与えられる。遅延素子３６４は、ビタビ ・アルゴリズム３１４の必要な期間と、フィルタ３４０によって形成されるマル チパス・チャンネル上で生成されたデータ・シーケンスの伝送を合成するために 必要なその後の動作とに相当する期間の間、与えられた信号を遅延する。

第２図の簡略図の加算器１５８と同様に、加算器３５８はライン３８０上で差信 号を生成する。ライン３８０はビット・インバータ３８２に結合され、このビッ ト・インバータは、信号の変調を合成する前に、ビット・インバータ３３２によ って再導入された交互のデータ・ビット対のビット反転を除去すべく動作する。

非反転信号はライン３８４上でビット・インバータ３８２によって生成され、こ の信号は復号動作を実行する受信復号器（すなわち、第２図のチャンネル復号器 １９０と同様なチャンネル復号器）に与えらる。

第５図のブロック図において、信頼水準と、マルチパス・チャンネルによって伝 送されるＧＭＳＫ変調信号とを関連づける本発明の信号重み付はシステムの別の 実施例を示す。第５図のブロック図は、（第４図の実施例で利用されている複素 ＦＩＲフィルタではなく）実ＦＩＲフィルタを利用する本発明のシステム構成で ある。

第４図のブロック図と同様に、直交復調器によって生成される複素信号は、ライ ン３８６上で整合フィルタに３９２に与えられる。整合フィルタ３９２は適合型 フィルタであり、ライン３９８上でチャンネル・インパルス応答の関数である係 数をさらに受信する。整合フィルタ３９８はライン４０４上で濾波信号を生成し 、この信号は複素／実数変換器４０６に与えられる。複素／実数変換器４０６は 、ライン４０４上で与えられた複素信号をライン４０８上で実数に変換する。ラ イン４０８は、ビット・インバータ４１０に結合されている。ビット・インバー タ４１０は、第４図のビット・インバータ３１０と同様な方法で、与えられた信 号の交互のビット対を反転する。非反転信号は、ライン４１２上でビット・イン バータ４１０によって生成され、この信号はビタビ・アルゴリズム４１４に与え られる。

ビタビ・アルゴリズム４１４には、ライン４１５上で係数が与えられ、この係数 はチャンネル・インパルス応答の関数であり、かつ、ライン３１５上で第４図の ビタビ・アルゴリズム３１４に与えられたチャンネル・インパルス応答の係数を 定義するために用いられた同じ数式によって支配される。

整合フィルタ３９２．複素／実数変換器４０６．ビット・インバータ４１０およ びビタビ・アルゴリズム４１４は共に、最尤シーケンス推定器（ＭＬＳＥ）４１ ６をなす。

ビタビ・アルゴリズム４１４は、ライン４２２上で推定ビット列を生成するため の格子（ｔｒｅｌ１口）を形成する。ライン４２２は、ビット・マツパ４２８に 結合される。ビット・マツパ４２８は第４図のビット・マツパ３２８と同様に機 能し、ライン４３０上で算術信号を生成し、この信号はフィルタ４４０に直接与 えられる。フィルタ４４０は適応型９タツプ実数有限インパルス応答（Ｆ　Ｉ　 Ｒ）フィルタである。フィルタ４４０には、チャンネル・インパルス応答の関数 である実数係数が与えられる。この係数はライン４４２上で与えられ、変換器４ ４４によって実数に変換され、ライン４４８上でフィルタ４４０に与えられる。

フィルタ４４０は第４図のフィルタ３４０および第２図のフィルター４０と同様 に動作して、マルチパス・チャンネルを合成する。（フィルタ４４０は、整合フ ィルタ、この場合には整合フィルタ３９２の動作を補償するために修正される。

）このフィルタの中央タップは、係数が０である。ライン４３０上で生成された 算術信号がフィルタ４４０に与えられると、マルチパス・チャンネル上での信号 の伝送が合成される。フィルタ４４０はライン４４６上で出力信号を生成し、こ の反転は加算器４５８に与えられる。

つまり、ライン４３０上でフィルタ４４０に与えられる信号はシーケンス（α′ 　ｋ）であり、α′　ｋは上記のＭＬＳＥ推定器によって推定されたデータ・ビ ットの数値であり、これは値＋／−１をとる。その結果、ライン４４６上のＦＩ Ｒフィルタ４４０の出力は次式によって表される。

ただし、ｆ　は、複素係数ｓｋから変換器４４４によってに 生成されるに番目の実数ＦＩＲ係数であり、ｋが０に等し、−に くない場合、ｆ　＝Ｒｅ［」　Ｓｋ］　であり、ｋが０にに 等しい場合には０である。ｋ＝−４，、、、０，、、、４゜等について、ｆｋは 次式によって明らかに表すことができることが上式かられかる。

Ｓｒ　−３ｉ　−３ｒ２．Ｓｉ１，０．Ｓｉ１゜４・　３・ Ｓｒ　Ｓ　ｒ　３’　５ｒ４ ２′ ただし、Ｓｒ　およびＳｉ、はＳｋの実数部および虚数部をそれぞれ表す。

ライン４７０上で生成される信号は第４図のライン３１０上で生成される信号と 同じであり、次式によって表すことができることがわかる。

＋　（１２） ただし、Ｕ　、は相加性実雑音である。

ＭＬＳＥからの判定が正しいと仮定する、すなわち、α°　が伝送ビットα　と 等しいと仮定すると、加算器４ｎ　ｎ ５８の出力はａｎＳｏ＋ｕｎ・に等しいことが上式かられかる。この値の大きさ は判定α。の信頼性を表すことがＭＬＳＥ理論かられかっている。この結論は、 ＭＬＳＥがときどき誤った判定を行なう場合にもほぼあてはまる。従って、加算 器４５８の出力は受信復号器のソフト判定情報として利用できる。

加算器４５８にはさらに、ライン４１２上でビット・インバータ４１０によって 生成された非反転信号も与えられ、この信号は遅延素子４６４によって適切に遅 延されている。

ビット・インバータ４１２によって生成されるこの非反転信号はライン４７０上 で遅延素子４６４に与えられ、遅延素子４６４は、加算器４５８に結合されたラ イン４７６上で非反転遅延信号を生成する。遅延素子４６４は、ビタビ・アルゴ リズム４１４の必要な期間と、ライン４３０上で生成される信号の伝送の合成に 必要な期間とに相当する期間の間、与えられた信号を遅延する。加算器４５８は ライン４８４上で差信号を生成し、この差信号は受信復号器に与えられ、信号を 復号する。受信復号器は、ソフト判定ビタビ復号器を含んで構成される。

第６図は、マルチパス・チャンネル上にある雑音に応じて、信号を重み付けして 、信頼水準とＧＭＳＫ変調信号などの信号の部分とを関連させる手段をさらに含 む本発明の信号重み付はシステムのブロック図である。第５図のブロック図と同 様に、直交復調器によって生成される複素信号はライン４８６上で整合フィルタ ４９２に与えられる。整合フィルタ４９２は適応型フィルタであり、ライン４９ ８上でチャンネル・インパルス応答の関数である係数が与えられる。整合フィル タ４９２はライン５０４上で信号を生成し、この信号は複素／実数変換器５０６ に与えられる。

変換器５０６はライン５０８上で実数信号を生成し、この信号は選択的ビット・ インバータ５１０に与えられる。ビット・インバータ５１９は第５図のビット・ インバータ４１０と同様に動作し、ライン５１２上で非反転信号を生成し、この 信号はビタビ・アルゴリズム５１４に与えられる。

ビタビ拳アルゴリズム５１４には、ライン５１５上でチャ・ンネル・インパルス 応答の関数である係数が与えられる。

整合フィルタ４９２．変換器５０６．インバータ５１０およびビタビ・アルゴリ ズム５１４は共に、点線部のブロックで示される最尤シーケンス推定器（ＭＬＳ Ｅ）を形成する。

ビタビ・アルゴリズム５１４は、ライン５１２上で信号を印加することに応答し て、データ・シーケンスを推定すべく動作する格子（ｔｒｅｌｌｉｓ）を形成す る。推定されたシーケンスはライン５２２上で生成され、ビット・マ、ツバ５２ ８に与えられる。ビット・マツパ５２８は、与えられた２進値デ一タ列を算術数 値（つまり、正および負の１の値）に変換する。ビット・マツパ５２８によって 形成された算術データ列はライン５３０上で生成され、フィルタ５４０に与えら れ、このフィルタは第５図のフィルタ４４０と同様に９タツプの実ＦＩＲフィル タである。フィルタ５４０には、チャンネル・インパルス応答の関数である実数 係数が与えられる。この係数はライン５４２上で与えられ、変換器５５４によっ て実数に変換され、ライン５４８上でフィルタ５４０に与えられる。ここでも、 フィルタ５４０の中央タップの係数は０の値である。（フィルタ５４０の特性は 、整合フィルタ４９２の影響を補償するために修正される）。

ライン５３０上で生成された算術データ列はさらに、フィルタ５６０に与えられ 、このフィルタ５６０も９タツプ実ＦＩＲフイルタであり、チャンネル・インパ ルス応答の関数である係数を有する。フィルタ５６０は、すべてのマルチパス信 号成分が存在する（この場合、直接経路に相当する部分を含む）チャンネルを合 成し、データ列をそこに印加することにより、伝送チャンネル上で信号の伝送を 合成することが可能になる。フィルタ５６０によって生成される信号の反転は、 加算器５６２に与えられる。

加算器５５８，５６２にはさらに、ビット・インバータ５１０によって生成され た非反転信号も与えられ、この信号は遅延素子５６４によって時間的に適切に遅 延されている。ライン５７０はビット・インバータ５１０と遅延素子５６４とを 相互接続し、遅延素子５６４はライン５７６上で遅延された負でない信号を生成 し、この信号は加算器５５８．５６２に与えられる。加算器５６２の出力は誤差 信号ｅ、であり、ライン５８６上でブロック５８８に与えられ、このブロック５ ８８はライン５８６上で与えられた信号の標本偏差（ｓａｍｐｌｅ　ｖａｒｉａ ｎｃｅ）を算出する。この標本偏差は、ブロック５８８内で示されている式に基 づいて計算される。計算された標本偏差はライン５９０上でブロック５９２に与 えられ、そこで図示のように標本偏差は縮尺率１　／　Ｓ　ｒ　によって縮尺さ れる。Ｓ　ｒ　ｏは、整合フィルタ係数のゼロ遅延自己相関（ｒｅ＋ｏ−ｌａｇ 、ａｕｔｏｃｏｒ＋ｅｌａｊｉｏｎ）である。さらに、Ｓｒｏは、整合フィルタ 係数の複素ベクトルとそれ自身との内積である。ブロック５９２で計算された縮 尺された標本偏差はライン５９４上で分周器５９８に与えられる。分周器５９８ は、ライン５８４上で生成された信号の値を、ライン５９４上で生成された信号 で除算し、ライン６００上で信号を生成し、この信号は受信復号器に送られ、そ こで信号は復号される。

第７図は、一部分として本発明の信号重み付はシステムを利用する、概して参照 番号７００で記されるトランシーバを示す。トランシーバ７００は、例えば、セ ルラ通信システムで用いられる無線電話装置でもよい。トランシーバ部７００の 受信部は、ページャなどの受信専用装置と機能的に同様であることに留意された い。そのため、本発明の信号重み付はシステムは、ページャなどの受信機の一部 としても利用できることに留意されたい。

マルチパス・チャンネル上で伝送される信号は、アンテナ７０６によって受信さ れる。前述のように、マルチパス・チャンネルは雑音の多いチャンネルの場合が あり、マルチパス・チャンネル上の信号の伝送により、シンボル間干渉か発生す ることがある。

アンテナ７０６によって受信された信号は、ライン７１８上でフィルタ７１２に 送られる。フィルタ７１２は受信信号を濾波し、ライン７１８上で濾波信号を生 成する。ライン７１８はミキサ７２４に結合され、このミキサは、基準発振器７ ４６の発振周波数に応答して、周波数合成器７３８によって生成された発振信号 をライン７３０上で受信し、この生成された発振信号はライン７５２上で合成器 ７３８に接続されている。ミキサ７２４はライン７１８上で与えられた信号をダ ウンコンバートシ、ライン７５８上でダウンコンバート信号を生成し、この信号 はフィルタ７６４に与えられる。フィルタ７６４はライン７７２上で濾波信号を 生成し、この信号は第２ミキサ７８０に与えられる。

ミキサ７８０はさらに、発振器７９２によって与えられる発振信号入力をライン ７８６上で受け取る。発振器７９２の発振周波数は、基準発振器７４６の発振周 波数によって制御され、ライン７９８上で発振器７４６に結合される。

ミキサ７８０はライン８０４上で第２ダウンコンバート信号を生成し、この信号 は復調回路８１０に送られる。

復調回路８１０は、例えば、トランシーバ７００に伝送される信号がＧＭＳＫ変 調信号の場合には、直交（ｑｕａｄｒａｌｕｒｅｌ復調器でもよい。復調器８１ ０はライン８１１上で復調信号を生成し、この信号はＡ／Ｄ変換器８１２に与え られ、さらに整合フィルタ８２２に与えられる。

整合フィルタ８２２は、前述のように適応型フィルタであり、ライン８２８上で チャンネル・インパルス応答の関数である係数が与えられる。整合フィルタ８２ ２はライン８３４上で信号を生成し、この信号はビタビ・アルゴリズム８４０に 与えられる。整合フィルタ８２２およびビタビ・アルゴリズム８４０は共に、図 中で点線部のブロック８４８で示されるＭＬＳＥをなす。

ビタビ・アルゴリズム８４０は、ライン８４８上でハード判定信号を生成し、こ の信号はビット・マツパ８５６に与えられる。ビット・マツパ８５６は、与えら れた２進データ・シーケンスの論理値を算術値に変換し、ライン８６４上で算術 データ列を生成し、これは適応型フィルタ８７２に送られる。前述のように、適 応型フィルタ８７２は９タツプのＦＩＲフィルタであり、マルチパス・チャンネ ルの部分を合成（すなわち、ＦＩＲフィルタは直接経路を除くマルチパス・チャ ンネルを合成）シ、このフィルタにはライン８８０上でチャンネル・インパルス 応答の関数である係数が与えられる。

フィルタ８７２はライン８８８上で信号を生成し、この信号は加算器８９６に与 えられる。加算器８９６にはさらに、ライン８３４上でフィルタ８２２によって 生成され、かつ、遅延素子９０４によって時間的に遅延された信号が与えられる 。加算器８９６はライン９１０上で差信号を生成し、この差信号はチャンネル復 号器９１８に与えられ、このチャンネル復号器は一般にソフト判定畳み込み復号 器である。復号器９１８は与えられたソフト判定信号を復号し、ライン９２４上 で復号信号を生成し、この信号は音声復号器９２６に与えられる。音声復号器９ ２６はライン９２８上で信号を生成し、この信号はスピーカ９３０などのトラン スデユーサに与えられ、復号信号を人間が知覚できる信号に変換する。参照番号 ８２２〜８９６によって記される回路素子は、図中において点線のブロック９４ ０によって囲まれており、これは第２図の信号重み付はシステムのブロック図と 同様である。第４図、第５図、第６図の信号重み付はシステムは同様に利用され 、ブロック９４０内の回路を構成することができる。

第７図のブロック図はさらに、トランシーバ７００の送信部も示しており、これ は音声／ソース／チャンネル符号器９４８（これはさらにマイクロフォンなどの トランスデユーサを含む）、変調器９５６．　ミキサ９６２．オフセット発振器 ９５８．ミキサ９６０．ミキサ９６２．フィルタ９６８および増幅器９７４から なる。増幅器９７４によって生成された増幅信号はライン９８０上でアンテナ７ ０６に送られ、そこから送信することができる。

第８図の論理フロー図において、信頼水準と、伝送チャンネル上で送信され、受 信機によって受信される通信信号の部分とを関連させる本発明の方法の段階を示 す。まず、ブロック９８０で示されるように、受信機で受信された通信信号が等 化される。次に、ブロック９８４で示されるように、伝送チャンネル上で伝送さ れる前の通信信号を表す等化信号が生成される。次に、ブロック９８８で示され るように、等化信号の伝送が合成され（直接経路を除く）、合成された再送信信 号がそれによって生成される。最後に、ブロック９９２で示されるように、伝送 チャンネル上で伝送され、受信機によって受信された通信信号の部分の値は、合 成信号の部分に対応する値に応答して変更され、信頼水準と受信機によって受信 された通信チャンネルとを関連づける。

図示の好適な実施例と共に本発明について説明してきたが、他の同様な実施例も 利用でき、本発明から逸脱せずに本発明と同じ機能を実行するため、本実施例に 対して修正や追加できることが理解される。例えば、好適な実施例では、最大で Ｌシンボル期間の遅延期間を有するマルチパス・チャンネル上で伝送されるＭ系 列変調について、マルチパス信号復元のため９タツプのＦＩＲフィルタを有スル ２進１６状態のＭ　Ｌ　Ｓ　Ｅチャンネル等化器を用いているが、変形例ではマ ルチパス信号復元について、２Ｌ＋１タツプのＦＩＲフィルタを有するＭ系列Ｍ Ｌ状態のＭＬＳＥ等化器を利用できる。さらに、本発明はマルチパス移動無線チ ャンネルに限定されず、マイクロ波無線リンク、衛星チャンネル、有線チャンネ ル等を含め、シンボル間干渉か発生する他のチャンネルにも適用できる。従って 、本発明は一つの実施例に限定されず、添付の請求の範囲の説明による範囲で解 釈すべきである。

要約書 信頼水準と、マルチパス・チャンネル上で送信され、受信機によって受信される 通信信号の部分とを関連づける信号重み付はシステムが提供される。受信機によ って受信された信号は、最尤シーケンス推定器などの等化回路によって等化され 、この等化信号は、マルチパス・チャンネルの部分を合成する適応型フィルタに 与えられる。受信機によって受信された信号は、この適応型フィルタによって生 成された濾波され等化された信号の値に応答して変更される。

国際調査報告

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. １．信頼水準と、送信チャンネル上で送信され、受信機によって受信される通信 信号の部分とを関連づける信号重み付けシステムであって： 前記受信機によって受信された通信信号を等化し、かつ、前記送信チャンネル上 での送信の前の前記通信信号を表す等化信号を生成する等化器を形成する等化手 段；前記等化手段によって生成された前記等化信号の部分の送信を合成し、かつ 、前記マルチパス・チャンネルのある特定の経路上で送信される信号を表す合成 信号を生成する合成送信チャネルを形成する送信合成手段；および前記送信合成 手段によって生成された前記合成信号の対応する部分の値に応答して、前記送信 チャンネル上で送信され、前記受信機によって受信された前記通信信号の部分の 値を変更して、それにより信頼水準と前記受信機によって受信された通信信号と を関連づける変更手段；を含んでなることを特徴とする信号重み付けシステム。
2. ２．前記等化手段によって形成される前記等化器は、最尤シーケンス推定器を含 んでなることを特徴とする請求項１記載の信号重み付けシステム。
3. ３．前記等化手段は、前記通信信号が複素通信信号からなる場合に、前記通信信 号を実数に変換する複素／実数変換器を形成する変換手段をさらに含んでなるこ とを特徴とする請求項１記載の信号重み付けシステム。
4. ４．前記等化信号の送信を合成する前記送信合成手段は、少なくとも一つの適応 型フィルタを含んでなることを特徴とする請求項１記載の信号重み付けシステム 。
5. ５．前記適応型フィルタは、有限インパルス応答フィルタを含んでなることを特 徴とする請求項４記載の信号重み付けシステム。
6. ６．前記送信合成手段は、前記合成送信チャンネル上で発生したシンボル間干渉 のレベルを表すレベルの値を有する第１合成信号を生成する第１適応型フィルタ と、前記合成送信チャンネル上で発生した時変雑音のレベルを表すレベルの値を 有する第２合成信号を生成する第２適応型フィルタとを含んでなることを特徴と する請求項４記載の信号重み付けシステム。
7. ７．前記変更手段は、前記第１の合成された再送信信号と、前記第２の合成され た再送信信号の両方の対応する部分の値に応答して、前記通信信号の前記部分の 値を変更することを特徴とする請求項６記載の信号重み付けシステム。
8. ８．前記送信合成手段は、複素変調信号を合成する手段をさらに含んでなること を特徴とする請求項１記載の信号重み付けシステム。
9. ９．前記変更手段は、前記送信チャンネル上で送信され、前記受信機によって受 信された前記通信信号の部分と、前記送信合成手段によって生成された合成信号 の対応する部分の反転とを加算する加算手段を含んでなることを特徴とする請求 項１記載の信号重み付けシステム。
10. １０．前記加算手段は、ソフト判定出力信号を生成し、前記送信チャンネル上で 送信され、前記受信機によって受信される前記信号の部分の値を変更することは 、前記受信機によって受信された前記通信信号と関連する信頼水準を示すことを 特徴とする請求項９記載の信号重み付けシステム。