JPH05509449A - 新規な拡散スペクトル符復号装置及び方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 拡散スペクトル通信システムはノイズの多い環境で作動しなければならない通信 システムに著しい改良を与えるものである。ビットのストリングから成るメツセ ージが送信機から受信機へ送られる単純なデジタル通信システムを考察してみる 。送信は、典型的には、送られるビットの値を指定する波形でキャリヤー信号を 変調することを必要とする。単一のビットについての送信機の出力は、以下の説 明においてはビット信号と称する。２進送信システムにおいては、その様なビッ ト信号が２つあり、その１つはゼロを、他方は１を表す。

受信機に到達したとき、検出されたビット信号は、シーケンス中の各ビットを確 認するために１及び０に対応するビット信号と比較される。ノイズの多い環境で は、如何なるビット信号も、送信機から受信機へ移動する過程でノイズ・パルス によって潰される可能性がある。この様な潰れの確率は、ノイズ・パルスの統計 的分市に関連している。特に、それは、受信機に該ビット信号を誤認させるよう に該ビットを潰すのに充分なエネルギーを送信中に該ビット信号に付加するノイ ズ・パルスを発見する確率に関連している。

受信機は、検出された各ビット信号から定数を減することによって補正を行うこ とが出来るので、各ビット信号に一定量のエネルギーを付加することは該信号の 潰れを引き起こさないことに注意するべきである。従って、潰れは、種々異なる 量のノイズ・エネルギーを異なるビット信号に加えることから生じる。各ビット 信号に加えられるエネルギー量の変動は、該ビット信号の持続時間に依存する。

若し該ビット信号がノイズ・パルスの持続時間に比べて長ければ、与えられたビ ット信号に加えられるエネルギーは、多数のノイズ・パルスのエネルギーの平均 値となる。その様な平均値は、どのビット信号についても比較的に一定している 。

しかし、ビット信号の持続時間がノイズ・パルスのそれと同じ程度であるならば 、加えられるノイズ・エネルギーのビット信号毎の変動は比較的に大きくなる。

よって、比較的に長いビット信号を使うのが有利である。

若しビット信号が時間に関して重なり合わないならば、その様な戦略は、通信チ ャネルにおいて非常に長い送信ビット伝送速度を結果することになる。その様な 送信伝送速度の低下は明らかに避けるべきものである。従って、メツセージ中の 隣接するビットからのビット信号が重なり合わなければならない様になっている システムが望ましい。与えられた時に結果として発生する伝送は、多数のビット からのビット信号の合計である。この様なシステムは、以下の説明において拡散 スペクトル通信と呼ばれる。

０についてのビット信号が、ｉ＝０・・・Ｌ−１についてのシーケンスＧ〔０゜ １〕から成り、１についてのビット信号がｉ＝０・・・Ｌｌについてのシーケン スＧ［１，１〕から成る単純なシステムを考察する。以下の説明において、ビッ ト信号中の要素の数について一般的に「Ｌ」を用いる。ブロックｂ　（ｊ）のシ ーケンスが送られなければならない。送信機及び受信機は所定速度でクロックさ ね、ビットは各クロック・パルスで装置に導入されると仮定する。送信機は、各 々が長さしのＬ個のンフトレジスターを包含する。ビットが伝送されるべきとき 、適切なビット信号が次の自由なシフトレジスターにロードされる。各クロック ・パルスで、全てのシフトレジスターが一度シフトさｆ５各シフトレジスターの 端からシフト・オフされるデータが付加されて、伝送される信号を形成する。該 信号はシーケンスσ（ｋ）となるが、ここでｋはクロック・パルスを表示し、で ある。ノイズが無ければ、線型方程式のＬＸＬ系を解くことによって受信機にお いてピッ）ｂ（ｊ）を回復することが出来る。しかし、所要の計算作業量の故に 、このアプローチは長い波形については実用的ではない。

しかし、若しビット信号が直交形であるならば、線型方程式系を表す行列は対角 行列であり、信号σ（ｋ）のシーケンスＧ［１、ｉ〕及びＧ［０、ｌ］との相関 を計算することによって該ビットを回復することが出来る。若しＢという値を有 するビットが時刻にでの開始時に送られたならば、相関関数はｂ＝Ｂについては １となり、その他の場合には０となるべきである。直交要件により、メツセージ が送られる方法が制限されることに注意しなければならない。

特に、有限のシーケンスＧ［ｂ、ｉｌは、１だけシフトした自身に対して直交し ないことを示すことが出来る。従って、直交するシーケンスが利用されるならば 、データ・ビットは、精々、１つ置きのクロック・パルスで送信機に導入され得 るに過ぎない。

直交するビット信号は、与えられた長さの波形についてバースト・ノイズに対し て、より免疫性があるという付加的な性質を持っている。若し非直交信号が用い られて、ある時Ｋにおいてノイズのバーストによってσ（ｋ）が潰されたならば 、方程式の系を解くことを妨げるのに充分な程度に情報が失われるかもしれない 。しかし、直交ビット信号が利用されるならば、ノイズの効果は、正しいビット 値について相関値を低下させて、正しくないビット値について相関を増大させる ことである。従って、若しノイズが、異なるビットに対応する相関値を識ｆｆ１ Ｊ不能にするのに充分でなければ、バースト・ノイズが存在しても信号を回復す ることが出来る。直交するビット信号が好ましい。

直交性に加えて、和信号σ（ｋ）が成る許容誤差の範囲内でノイズから統計的に 識ｙす不能であるという性質を有するビット信号を利用するのが有利である。こ の要件は、通信のためのノイズ−チャネルのバンド幅のより大きな部分をシステ ムが利用することを可能にするものであることを示すことが出来る（１９４９年 のベル・システムズ技報第２８号のページ６７６〜７１５の、Ｃ，シャノンにょ る「秘密システムの通信論理」）。

この最後の性質は、他の目的に使われている通信チャネルにおいてノイズに拡散 スペクトル通信を埋め込む手段をも提供する。伝送される情報のために保護を与 えることに加えて、その様なシステムは通信を多重化するために使用され得る。

例えば、この条件を満たす拡散スペクトル・システムは、通信システムにおいて 音声データの頂部にデジタル・データを送るのに使用され得る。該デジタル・デ ータは、単に低レベルのランダム−ノイズとして現れるに過ぎない。バックグラ ウンド干渉が聴取人に対して不愉快である程度は、干渉の形に大いに依存する。

特に、聴取人は、規則的パターンを有するノイズよりもランダムなノイズに対し て鈍感である。従って、若し拡散スペクトル・システムが、電話回線で遭遇する 典型的雑音から区別できないならば、デジタル通信のために著しく大きな信号パ ワーを使用し得る。

この様なシステムの基本的特徴は以前から知られているが、条件の全てを満たす 実用的システムは従来技術により与えられてはいない。例えば、シャノンは、ビ ット信号のために２つの長いシーケンスＧ。及びＧ、を使うことを提案したが、 その各シーケンスは、ガウスのランダム分布を有する数から成る。２つのランダ ムなシーケンスが統計的に直交することを示すことが出来る。

遺憾なことに、この提案された方法にはいくつかの問題がある。ノイズ財に応じ てビット信号の長さを変えることが出来れば有利であることに注意しなければな らない。ノイズ・エラーを減少させるために使われるとき、ビット信号には最適 の長さがある。受信機において信号を解読するための相関演算に固有の計算作業 量は、ビット信号の長さに関連している。従って、短い信号が好ましい。一方、 ノイズ干渉に抵抗する能力は、ビット信号の長さと共に向上する。しかし、ピン ト−シーケンスの長さを２倍にしても干渉排除が僅かに向上するに過ぎなくなる 様な点がある。若しビット信号の時間が平均的なノイズ・パルスより遥かに長い ならば、ビット信号のサイズを更に大きくしても、それ以上の改善は殆ど得られ ない。

有限の長さの真にランダムな信号を発生させることは不可能である。擬似ランダ ム−シーケンスが従来技術に知られてい：けれども、充分な許容誤差内で直交性 条件を満たすためには、擬似ランダム・シーケンスの長さは非常に長くなければ ならい。従って、擬似ランダム・シーケンスが採用される場合には、最適な長さ より遥かに長いビット信号を使わなければならないことがしばしばある。理想的 には、信号の直交特性を変更せずにビット信号の長さを変え得ることが望ましい であろう。この性質を有しランダムに見える指定された長さのシーケンスを発生 させる実用的方法は従来技術において教示されていない。

上記した問題に加えて、従来技術のシステムは同期させるのが困難である。送信 機により送られたメツセージを受信機が解釈出来る前に、送信機及び受信機は同 期されなければならない。最初の同期は、最も達成困難である。長いデータ伝送 では、各装置に用いられているクロックの周波数の小さな差異を補正し且つ／又 はクロック周波数のド「Ｊフトを補正するために、受信機及び送信機は周期的に 再同期されなければならない。また、送信機及び受信機の間の距離の変化も、同 期外れの原因きなり得る。距離のその様な変化は、当事者の一方が移動電話など の移動式通信設備を利用しているときに起こる。

なんらかの形の非拡散スペクトル符号化を用いずに初期同期を達成するためには 、代表的には同期メツセージが首尾よく符号化されるまで受信機のクロックの位 相が変えられる。初期同期を達成するのに必要な時間は、同期メツセージの長さ と、拡散スペクトル・コードに使われているビット信号の長さとに関連する。

従って、短い同期メツセージ及びコードが好ましい。しかし、周期的な再同期手 順時に妥当なメツセージの一部が同期信号と誤認されないことを保証するために 同期メツセージは充分に長くなければならない。

若し非拡散スペクトル同期信号が使われるならば、パワー・レベルを増大させな ければならないが、そのために通信帯域中の他の信号き干渉する可能性が生じる 。その様な大パワー信号は、若し通信チャネルが共有されていれば、それらの信 号が該チャネル上の他の通信と干渉し合うことになるので、問題となりかねない 。また、通信を行っているという事実をユーザーが隠すことを希望する保安通信 の場合には、その様な高レベル信号は、通信の秘密性を危険にさらす可能性があ る。

広義には、本発明の目的は、改良された拡散スペクトル通信システムを提供する ことである。

本発明の他の目的は、直交ビット信号を利用する拡散スペクトル通信システムを 提供することである。

本発明の他の目的は、非拡散スペクトル−コードを使わずに、且つ、受信機によ す誤ってメツセージの一部として解釈されることなく、従来技術のシステムに使 われている同期信号よりも短い同期信号を伝えることのできる拡散スペクトル通 信システムを提供することである。

本発明のこれらの目的及びその他の目的は、以下の詳細な説明及び添付図面から 当業者にな明らかとなろう。

発明の概要 本発明は、拡散スペクトル信号を発生させ、及び、前記拡散スペクトル信号を復 号する新規な符号化装置及び復号装置がら成る。本発明による拡散スペクトル符 号化装置は記号の配列されたシーケンスから成る入力信号を受け取る回路を含む 。この符号化装置は１個以上のチャネル・シーケンスから成る第１の拡散スペク トル基底を記憶するためのメモリーを包含しており、各前記チャネル・シーケン スは長さＬの数値のアレーから成り、前記チャネル・シーケンスの数はμ以下で あり、このμは前記第１拡散スペクトル基底の乗数の等しくてμ〉１である。

クロックがタイミング信号のシーケンスを発生させる。本発明に含まれるコント ローラは、ｋ＝ｏから（Ｌ−１）までについて、数値α（ｋ）の配列されたアレ ーから成る和アレーを発生させる。該コントローラは前記チャネル・シーケンス を選択し、その選択したチャネル・シルケンスに、前記の受け取られた記号に依 存する数値を乗じる手段を含んでいる。該装置は、ｋ−ｏからＬ−１までについ て、数値β（ｋ）の配列されたアレーから成る拡散スペクトル・アレーを記憶す るための手段を含む。該和アレーは、各クロック・パルスでα（ｋ）をβ（ｋ＋ μｑ）に加えることにより該拡散スペクトル・アレーと組み合わされるが、ここ でｑは正の整数である。該拡散スペクトル・アレーは各クロック・パルスでシフ トさ７１１１７（Ｌ−１）が出力される。β（ｋ）は、ｋ＝１から（Ｌ−１＞ま でについてβ（ｋ−１）と置換さｔｃβ（０）は０と置換される。

該復号装置は、入力信号を受信する手段から成る。クロックからのタイミング信 号に応答して、数値の配列されたシーケンスが前記入力信号から発生される。

前に発生されたし前記数値は、該復号装置により記憶される。該復号装置は１個 以上のチャネル・シーケンスから成る第１拡散スペクトル基底を記憶するメモリ ーをも包含しており、各前記チャネル・シーケンスは長さしの数値のアレーから なり、前記チャネル・シーケンスの数はμ以下であり、このμは前記拡散スペク トル基底の乗数に等しい。ｑμ個のタイミング信号毎に、相関器が、前記の記憶 されているり、ａ、前記メモリ一手段に記憶されている前記チャネル・シーケン スとの相互相関に関連する信号を発生させる。ここでｑは、所定の正の整数であ る。

前記の発生された信号に関連する値が該復号装置から出力される。前記値は、復 号された拡散スペクトル信号に対応する。

図面の簡単な説明 第１図は、本発明による拡散スペクトル信号符号化装置１ｏの１つの実施例のブ ロック図である。

第２図は、本発明による典型的な拡散スペクトル信号復号装置３ｏのブロック図 である。

第３図は、本発明による拡散スペクトル信号符号化装置の第２の実施例のブロッ ク図である。

第４図は、同期のドリフトを検出して補正するための回路を有する典型的な拡散 スペクトル信号復号装置５ｏのブロック図である。

テーブルＩは、本発明による典型的なチャネル・シーケンスを提供するものであ る。

発明の詳細な説明 本発明の作用は、第１及び２図を参照すれば、より容易に理解され得るが、これ らは、本発明による拡散スペクトル信号符号化装置１ｏ及び復号装置２ｏの一実 施例のブロック図である。拡散スペクトル信号符号化装置１ｏは、２進数字のス トリームを、一般的にはアナログ・キャリヤー信号を変調するのに使われる拡散 スペクトル信号に変換する。図面を簡単にするために、キャリヤー信号の変調は 省略されている。

本発明のこの実施例は、入来する各ビットをビット信号シーケンスと置換するこ とにより作用する。次に該ビット信号シーケンスは、拡散スペクトル信号を発生 させるために、前に受信されたデータ・ビットからのそれと組み合わされる。

符号化装置１０の作用は、入力データ・ストリームを受信するコントローラ１２ により制御される。コントローラ１２は、信号符号化の過程で発生する種々の事 象を定義するためにクロック１３を利用する。本発明のこの実施例では、１個の データ・ビットが２個のクロック・パルス毎に伝送される。２クロツク・サイク ル毎に１回ずつコントローラ１２はシーケンス・メモリー１４からビット信号シ ーケンスを選択する。その様にして選択されたビット信号シーケンスは伝送され るべきデータ・ビット信号の値に依存する。選択されたビット信号シーケンスｗ ［ｂ′Ｊｖで表されるが、ここでｋは０からＬ−１まで変化し、ｂは伝送される びっちの値を表す。従って、シーケンス・メモリー１４は、少なくとも２つのビ ット信号シーケンスを包含していなければならない。

符号化装置１０はシフトレジスター１６を包含している。シフトレジスター１６ の内容は、以下の記述において拡散スペクトル・シーケンスと呼ばれる。拡散ス ペクトル・シーケンスの値はα（ｋ）で表されるが、ここでｋは０からＬ−１ま で変化する。選択されたビット信号シーケンスは加算器１５によりシフトレジス ター１６の内容に加算さね、その結果はシフトレジスター１６に記憶される。

即ち、 α（ｋ）＜−一α（ｋ）＋ｗ　Ｃｂ〕ｋ　（３）という演算かに＝ｏからＬ−１ までについて２個のクロック・サイクル毎に１回ずつ行われる。

各クロｌクーサイクルに１回ずつ、シフトレジスター１６の内容が１位置だけシ フトされる。０は第１位置ヘシフトされ、最後の位置の内容が、符号化された拡 散スペクトル信号として出力される。

ビット信号シーケンスが以下に説明する条件を満たすと仮定すれば、ｂ＝ｏ及び １についてビット信号／−ケンスｗ［ｂ］ｂの各々と該拡散スペクトル信号との 相互相関を計算することによって、符号化された拡散スペクトル信号を復号する ことが出来る。

拡散スペクトル信号符号化装置１０により発生された拡散スペクトル信号は、該 拡散スペクトル信号と、ビット信号シーケンスの各々との相互相関を計算するこ とによって、復号され得る。本発明による典型的な拡散スペクトル信号復号装置 ３０のブロック図が第２図に示されている。拡散スペクトル信号は拡散スペクト ル信号復号装置３０によりバス３１て受信される。この信号は好ましくは上記加 算器２６により生成される値の様なデジタル値のシーケンスから成る。典型的に は、入来するアナログ信号からキャリヤー信号を取り除き、その後に、その取り 除かれたアナログ信号をデジモル課することから得られる。簡単のために、前記 キャリヤー信号を受信して取り除くための回路は、当該技術分野において普通の ものであるので、図面から省略されている。デジタル化回路の関連する部分につ いては、本発明による復号装置の他の実施例を参照して以下に詳細に説明する。

各値が受信されるとき、それはＬ個のセルを含むシフトレジスター３２の中ヘシ フトされる。μクロック・サイクル毎に、シフトレジスター３２に記憶されてい るＬ個の値と、シーケンス・メモリー３８に記憶されているビット信号シーケン スの各々との相互相関が計算される。問題のビット信号シーケンスは、上記した 拡散スペクトル信号符号化装置１０により使用されるものと同一である。相関演 算は、コントローラ３４の制御下で行われる。コントローラ３４はクロック４０ に接続されており、このクロックは入力拡散スペクトル信号を発生した拡散スペ クトル信号符号化装置において該クロックと同期化される。この同期がどの様に して維持されるかについて以下に詳しく説明をする。

ノイズが存在しないときは、相互相関値は、μ個のビット信号シーケンスの１つ について１となり、他のビット信号シーケンスについては０となる。ノイズが存 在するときには、相互相関値の絶対値は１とは異なる。この場合には、相互相関 の値が成る所定値より大きいならば、最大の相互相関値を有するビット信号シー ケンスが、符号化装置１０により伝送されるビットの同一性（ｉｄｅｎｔｉｔｙ ）を与える。

上記した実施例は、充分に機能するけれども、拡散スペクトル信号を伝送する通 信チャネルのバンド幅を最善に利用するものではないかも知れない。符号化装置 １０により発生される拡散スペクトル信号は、成る最小値Ｖ　ｊｌ　ｌ、と成る 最大値Ｖ□、との間で変化するデジタル値のシーケンスから成る。この信号は、 典型的には、成る種のキャリヤーを変調することにより通信チャネルで送られる 。そのチャネルのバンド幅は、拡散スペクトル信号を伝送するのに充分でなけれ ばならない。即ち、クロック・パルス当たりＢ個のビットを伝送するのに充分で なければならず、このＢは、復号装置３０が該信号を復号し得る精度まで■６． 。とＶｌ、。

との差を表すのに必要なビット数である。一般的に、Ｂは１より著しく大きな数 である。

上記した様に、符号化装置１０は２クロツク・サイクル毎に１ビツトを受信し符 号化する。従って、通信チャネルは１クロツク・パルス当たり０５ビツトを伝送 するのに使われる。しかし、上記した様に、通信チャネルは１クロツク・パルス 当たりにｎビットを伝送出来る。ここでＢ〉〉１である。その結果として、利用 可能なチャネルのバンド幅の小部分が符号化装置１０により利用されるに過ぎな い。本発明の好ましい実施例は、チャネルのバンド幅をより効率的に利用するも のである。

本発明の好ましい実施例は、通信チャネルがμ個の別々のチャネルから成るもの と見れば、一層容易に理解され得る。μクロック・サイクル毎に１回ずつ、その 別々のチャネルの各々で「記号」が送られる。以下に述べる理由により、該チャ ネルの１つは、符号化装置−復号装置システムを較正するために保存されるのが 好ましい。従って、入力データ・ストリームを表すμｍ１個の記号がμクロック ・サイクル毎に伝送される。各記号はＮ個の可能な値のうちの１つを有する。

簡単のために、各記号は一定数のビットを表すことが出来る、即ちＮ＝２’、と 仮定する。この場合には、送られるべき次の記号は、符号化装置が受信する次の ｎビットから成る。Ｎが２の冨でない様な実施例を本発明の教示内容の範囲内で 構成し得ることは当業者には明白であろう。送られるべき記号は、符号化装置が 符号化をした最後の時と現在のサイクルとの間のμクロック・サイクル中に該符 号化装置により累積される。記号がチャネルに割り当てられる順序は、好ましく は、記号を構成するデータが受信された順序と関連する。従って、最初のｎビッ トはチャネル１に割り当てられ、次のｎビットはチャネル２に割り当てられる、 等々である。μｍ１より少ない記号を指定するデータが最後の伝送以後に受信さ れれば、該チャネルの全部は利用されない。

本発明の好ましい実施例による符号化装ｆｆ１５０のブロック図が第３図に示さ れている。入力データはコントローラ５１により受信さね、このコントローラは 、符号化装置５０の動作を同期させるのに使われるクロック５２に接続されてい る。

コントローラ５１は入力データ・ストリームを記号の系列に変換するが、各記号 はＮ個の可能な値のうちの１つを有する。−■と＋■との間の数値から成る記号 値が各記号に付随している。その様なＮ個の離散的な値がある。コントローラ５ １は、チャネルを入力記号の各々に割り当てる。問題のチャネルは、好まし７く は、問題の記号を指定するデータの受信の順序に基づく。しかし、チャネルが記 号の値に依存する様な実施例も、以下に詳しく説明するように、可能である。

上記したビット信号シーケンスに似ている数のシーケンスのセットが符号化装置 ５０によりシーケンス・メモリー５３に記憶される。その様な１つのシーケンス が各チャネルについて記憶される。以下の記述において、これらのシーケンスは チャネル・シーケンスと呼ばれる。チャネル。シーケンスはＷ、［ｍ］で表され 、ここでｐは０からＬ−１まで変化し、ｍは０からμｍ１まで変化する。

を満たすチャネル−シーケンスのセットは拡散スペクトル基底と呼ばれる。ここ で（０）は複素共役を表し、Ｅは定数であり、ｗ、（ｉ）とＷｐ＋ｕｑとがゼロ でない様な全てのｐの値について和が計算される。方程式（４）は、複素数から 成るチャネル・シーケンスについて一般的な形で書かれている。μ個より少ない チャネル・シーケンスが基底内に存在するならば、その基底は、部分的基底と呼 ばれる。ここでｑは整数であり、δＸ＋Ｙは、ｘ＝ｙならば１で、それ以外はＯ となるデルタ関数である。表記を簡便にするために、ｗ、（ｉ）は、ｐ＜Ｑ又は ｐ＞（Ｌ−１）については０であると定義される。

コントローラ５１は、スケーリングされたチャネル・シーケンスを発生させるた めにそのチャネルに割り当てられた記号に付随する記号値を各チャネル−シーケ ンスに乗じるためにスケーリング回路５４を利用する。スケーリングされたチャ ネル−シーケンスの対応する要素は加え合わされて、ｋ＝０からＬ−１までにつ いて和シーケンスβ（ｋ）を形成する。即ちとなるが、ここでｐは０からμｍ１ まで変化し、ＳＰは、チャネルｐに割り当てられた記号に対応する記号値である 。和信号は、好ましくは、Ｌ個のセル・レジスターから成る累算器５５に記憶さ れる。累算器５５の内容は、伝送と伝送との間のμクロック・サイクル周期にわ たって発生され得ることに注意するべきである。従って、記号を指定するビット の各セットがコントローラ５１により受信されるとき、そのデータについてのチ ャネル及び記号値が割り当てらね、スケーリングされたチャネル・シーケンスが 発生される。スケーリングされたチャネル・シーケンスは累算器５５の内容に加 えられる。

各μクロック・サイクル周期の終わりに、累算器５５の内容は、加算器５６を利 用するシフトレジスター５７の内容と組み合わされる。加算器５６は、各レジス ターにおいて対応するセルを加え、結果をシフトレジスター５７の対応するセル 内に置く。表記を簡便にするために、シフトレジスター５７のｉ番目のセルの内 容はα（ｉ＞と表記される。従って、加算器５６は、ｋ＝０からＬ−１までにα （ｋ）＜−−α（ｋ）＋β（ｋ＞　（６）という置換を行う。

シフトレジスター５７は、上記のシフトレジスター１６のそれと類似する機能を 行う。各クロック・サイクルに１回ずつ、シフトレジスター５７の内容が１位置 だけシフトされる。ゼロが第１位置へシフトさｔｌ−最後の位置に記憶されてい る値が、符号化された拡散スペクトル信号の要素として出力される。

拡散スペクトル信号符号化装置５０により発生された拡散スペクトル信号は、復 号装置３０に関して上記したのと同様の態様で拡散スペクトル信号と各チャネル ・シーケンスとの相互相関を計算することによって復号されることが出来る。

キャリヤーを取り除いてデジタル化した後、拡散スペクトル信号は再びＬセルの シフトレジスター内ヘシフトされる。μクロック・サイクル毎に１回ずつ、シフ トレジスターと各チャネル−シーケンスとの内容の相互相関が計算される。ノイ ズが無い場合には、相互相関値は、問題のチャネル・シーケンスを変調するため に使われる記号値に比例する。比例定数は、全てのチャネルについて同一であっ て、符号化装置及び復号装置の間での信号の伝送における種々の利得及びロスを 表す。若しこの比例定数が知られていれば、送られる記号の同一性を判定するこ とが出来る。

比例定数は、チャネルの（μｍ１）でメツセージ記号を送るのみで判定されるこ とが出来る。残ったチャネルは、所定の記号を送るのに使われる。このチャネル は、以下の説明においては較正チャネルと呼ばれる。このチャネルで送られる記 号は較正記号と呼ばれる。このチャネル内の記号は常に知れているので、比例定 数を判定することが出来る。

上記したように、ノイズが存在するときには、相互相関の絶対値は記号信号の絶 対値よりは小さい。相互相関値がどの程度まで変更されるかによって、送られ得 る可能な記号値の数が限定されることになる。隣接する記号信号値の差の半分に 等しい量だけ相互相関値が変更されたときには、エラーが発生する。

このエラーの重大さは、該チャネルで伝送されるデータの種類に依存する。伝送 されるデータがコンピューター・データであれば、如何なるエラーも許容出来な い。この場合には、可能な記号値の数は、ノイズから結果する相互相関値の変化 より記号信号値における最小の差が大きくなることを保証するのに充分な程度に 小さく選ばれる。

一方、伝送されるデータが成るエラーを負うことが出来るならば、より多くの記 号値を利用し、これにより通信経路の容量を増大させることが出来る。例えば、 各記号が特定の時点でのアナログ信号の振幅を表す場合を考察する。信号値の小 さなエラーが、正しい値から少量だけ異なるに過ぎない振幅の割り当てを結果す る様に記号信号値が選択されるならば、ゼロでない誤り率が許容可能であろう。

アナログ伝送のその様にデジタル化されたバージョンは、遠隔通信技術において 普通のものである。

通信経路上のノイズのレベルに応じて可能な記号値の数を変更し得ることにも注 意するべきである。デジタル・データは普通は検査合計、パリティ・ビット及び その他のエラー検出手段を含んでいる。入来するデータ中のエラーについて受信 機が試験を行うようになっている伝送システムを考察する。若し検出された誤り 率が大きすぎるならば、受信機は送信機に信号を送る。このとき送信機は、可能 は記号値の数の半分を、従って記号信号値間の間隔の２倍を有する記号ライブラ リーに切り替わる。この新しいライブラリーは、より低い誤り率を結果する。

しかし、単位時間当たりに伝送されるデータの量は１／２となる。ノイズが和ら ぐとき、受信機は非常に低い誤り率に気付く。このとき受信機は、より多くの記 号値を有する記号ライブラリーに戻るように送信機に信号することが出来る。

よって、本発明は所定のノイズ誤り率についてチャネル容量をもっと完全に利用 する様にして拡散スペクトル信号を動的に適合させる手段を提供する。

長さを増したチャネル・シーケンスを有する異なる拡散スペクトル基底に切り替 わることによってもノイズ・エラーを減少させるこ止が出来ることにも注意する べきである。本発明の好ましい実施例では、シーケンス−メモリーは、長さの個 となる複数の拡散スペクトル基底を記憶するために使われる。増大したノイズが 検出されたとき、復号装置は、長さを増大した基底に切り替わるように符号化装 置に信号する。一般に、たとえ同じμ値を有する基底が使われたとしても、これ はデータ処理量の減少を結果する。基底の長さを増大させると、より多数のスケ ーリングされたチャネル・シーケンス値が拡散スペクトル信号中の各値に寄与す るので、拡散スペクトル信号についての最大値及び最小値が大きくなる結果とな る。しかし、上記した様に、修正されることの出来るこれらの値の差は、通信チ ャネルのバンド幅により決まる。従って、通信チャネルのバンド幅を増大させる ことか出来なければ、値のこの差を増大させることは出来ない。この差を限定す るための最も単純な方法は、基底の長さが大きくされるときにチャネル・シーケ ンスをスケーリングするのに使われるスケーリング係数、即ち記号値、を小さく することである。しかし、これを実行すれば、可能な記号値の数も減少させなけ ればならない。従って、システムの処理量は減少することになる。

第１及び３図に示されている本発明に実施例は、「チャネル」を入来するデータ 記号に割り当てる２種類の方法の例である。第１図に示されている実施例では、 入来するデータは、２つの可能な値、即ち０又は１、だけを有する記号に分解さ れる。特定の記号を伝送するチャネルは、記号の値により決定された。これに対 して、第３図に示されている実施例は、種々の記号値を構成するデ〜りの受信の 順序によってチャネルを選択した。

記号の値とその受信順序との両方に基づいてチャネルを割り当てることにより、 第３図に示されている実施例に追加的な保証を与えるこ七が出来る。この場合に は、権限の無い聴取者は、使用されているチャネル・シーケンスと、チャネルを 記号に割り当てるための現行の規則との両方を知る必要がある。この後者の情報 に が無ければ、復号されたメツセージは、時間領域においてスクランプリングされ ることになる。

上記した様に、拡散スペクトル信号復号装置は、拡散スペクトル信号符号化装置 と同期されなければならない。符号化装置による拡散スペクトル信号の発生と、 復号装置によるその信号の受信との間の時間遅れは、一般に、不明である。実際 上、符号化装置により発生された拡散スペクトル信号は、アナログ・キャリヤー 信号を変調するのに使われる。アナログ・キャリヤー信号は受信機に伝送さｆｔ 。

この受信機は該キャリヤー信号を取り除いて拡散スペクトル・アナログ信号を発 生させる。この拡散スペクトル・アナログ信号は、何らかの形のＡ／Ｄ回路によ りデジタル化されて数値シーケンスを形成し、このシーケンスは、該拡散スペク トル伝送を復号するために復号装置により利用される。種々の回路遅延及び伝送 遅延は不明であるので、同期を確立するための何らかの手段を設けなければなら ない。

２レベルの同期が必要である。第１に、上記のＡ、／Ｄ回路は、該Ａ／Ｄ変換器 により発生された数値シーケンスが、符号化装置により発生された値を表すこと を保証するために、符号化装置内のクロックで同期されなければならない。若し デジタル化のタイミングが不適切であれば、結果として得られる数値シーケンス は、符号化装置により発生された拡散スペクトル信号に殆ど似ていないであろう 。

第２に、復号装置は、各μクロックーサイクル時間周期が始まるときを決定しな ければならない。特定の和信号についての値の全てを含んでいる拡散スペクトル 信号の部分が復号装置のシフトレジスター内で正しく整列していなければ、相互 相関演算は正しい値をもたらさない。μ個の可能な整列がある。

初期同期は、メツセージの始まりにおいて拡散スペクトル信号符号化装置から拡 散スペクトル信号復号装置へ同期信号を送ることによって提供される。同期信号 の最も単純な形は、拡散スペクトル信号復号装置により容易に検出されるべき周 囲バックグラウンドより充分に上のレベルを有するものであろう。遺憾なことに 、その様な大振幅信号は、多くの場合に不都合であろう。例えば、若し拡散スペ クトル通信システムが、同じバンド内で２つの通信システトを多重化するのに使 われたならば、同期信号は第２の通信システムに干渉するかも知れない。若し拡 散スペクトル通信システムが保安の目的で通信を隠すために使われたならば、そ の隠された通信の存在を検出するために盗聴者が同期信号を利用することが出来 る。従って、大振幅同期信号は不都合である。

受信機及び送信機を同期させる第２の従来技術の方法は、同期メツセージを送る 方法である。このメツセージは所定のビット・シーケンスからなり、このビット ・シーケンスは、拡散スペクトル信号復号装置が、それが同時に獲得されること を拡散スペクトル信号符号化装置に信号するまで反復される。該ビットは、他の メツセージと同一の方法で拡散スペクトル信号復号装置により送られるので、上 記の問題が回避されることになる。遺憾なこきに、その様な同期メツセージは検 出困難であるかも知れない。メツセージを検出するために、拡散スペクトル信号 復号装置は、該同期メツセージが復号される位相を発見するまで、μクロック・ サイクル・ウィンドウ内の全ての可能なりロック位相を調査しなければならない 。

たとえ同期メツセージが受信さＬ且つ、拡散スペクトル信号復号装置と拡散スペ クトル信号符号化装置とが最初に同期されても、拡散スペクトル信号復号装置は 、定期的に自身を拡散スペクトル信号符号化装置に再同期させなければならない ことにも注意しなければならない。該装置が長いメツセージを通じて同期を維持 するに充分に接近した周波数で動作する２つのクロック（拡散スペクトル信号復 号装置に１つ、及び、拡散スペクトル信号符号化装置に１つ）を作ることは経済 的に実用的でない。更に、全装置が同一のクロックを持つことを必要とすること によってコストを更に増大させる様な多くの拡散スペクトル信号復号装置及び拡 散スペクトル信号符号化装置の対が通信システムに多数存在し得る。従って、定 期的に再同期させられる精度の低いクロックを有するシステムが好ましい。最後 に、」二記した様に、復号装置からの信号と伝送と復号装置での受信との間の時 間遅れは、符号化装置と復号装置との間の距離の変化の結果として変化し得る。

定期的再同期メツセージを送ることにより、又は、同期が失われるまで待ってか ら初期同期プロセスを反復することにより、定期的再同期を達成することが出来 る。後者の条件は、送られるメツセージにおける高い誤り率を観察することによ り検出されることが出来る。その様なエラーは、デジタル・データ中に検査合計 を含ませることによって機械的に検出される。しかし、この方法は、再同期に必 要な時間中に通信チャネルを遮断し、且つ、拡散スペクトル信号復号装置回路に 顕著な複雑さを導入するので、好ましくない。

定期的同期メツセージが使われる場合には、それは、該通信チャネルで送られる 情報メツセージさ混同されない形のメツセージでなければならない。従って、ぞ れは一般に長いメツセージでなければならない。また、その様な違法なメツセー ジが誤って発生されないことを保証するために拡散スペクトル信号符号化装置に 回路を導入しなければならない。

本発明は、１−記した同期問題を回避するための手段を提供する。本発明の好ま しい実施例を使って送られる如何なるメツセージにおいても、上記した比例定数 を計Ｗ′するために使われる記号のために１つのチャネルが保存されろ。較正記 号は知れているので、ごのチャネルで相互相関を計算することにより得られる値 は、同期の状態を示す。従って、本発明においては、伝送されるデータとは無関 係に同期信号が常に使用可能である。

μクロックーサイクル時間ウィンドウにおいてクロック位相をシフトさせ、且つ 較正チャネルで相互相関値を計算することにより初期同期を確立することが出来 る。正しいクロック位相は、相互相関値を最大にする位相である。ノイズが存在 するときは、与えられた伝送についての最大値は、正しい位相から外れたクロッ ク位相で発生ずるかも知れない。従って、本発明の好ましい実施例では、問題の 相互相関について幾つかの値の平均値が取られる。その様な多値は、同じクロッ ク位相で、且つ、前のクロック位相からμクロック・サイクルだけ離れて、測定 される。

メツセージの伝送中に送信機及び受信機を定期的に同期させるために、この技術 をも使用し得る。同期のドリフトを検出し補正するための回路を有する典型的な 拡散スペクトル信号復号装置５０が第３図に示されている。アナログ拡散スペク トル信号が信号バス５２で受信される。この信号は、典型的には、本発明による 符号化装置の実施例により発生されたデジタル拡散スペクトル信号により変調さ れた高周波キャリヤーからキャリヤー信号を取り除くことによって発生される。

アナログ拡散スペクトル信号は、３つのシフトレジスター５４．５６及び５８の 各々の中ヘシフトされる前にＡ／Ｄ変換器によってデジタル化される。対応する 遅延回路５３．５５及び５７がそれぞれ示されている。これらの遅延回路に対応 するＡ／Ｄ回路７３．７５及び７７がそれぞれ示されている。遅延量は、遅延５ ５が遅延５７より僅かに大きくて、遅延５７が遅延５６より僅かに大きくなるよ うに選ばれる。シフト動作はクロック６６に同期させられるが、このクロックの 位相はコントローラ６４の制御下にある。

同期のシフトが無い場合には、シフトレジスター５６は、正しい拡散スペクトル 信号値を内蔵する。拡散スペクトル信号が拡散スペクトル信号符号化装置に過早 に到達することとなるように拡散スペクトル信号復号装置及び拡散スペクトル信 号復号装ｗＬ５０の間の同期がシフトすると仮定する。この場合には、シフトレ ジスター５４は、より正確な値を有する。同様に、若し拡散スペクトル信号が拡 散スペクトル信号符号化装置に余りに遅く到達するととなるように拡散スペクト ル信号復号装置５０と拡散スペクトル信号符号化装置との間の同期がシフトする ならば、シフトレジスター５２は、より正確な値を内蔵する。

シフトレジスターの各々の内容と、シーケンス・メモリー６２内の各チャネル・ シーケンスとの相互相関は、μクロック・サイクル毎に１回ずつ発生される。

各チャネル−シーケンスについての相互相関値の絶対値の和に等しい較正信号を 各シフトレジスターについて計算することが出来る。ノイズが無い場合には、こ の較正信号は、最も正確な値を有するシフトレジスターについて、その最高値を 持つことになる。従って、同期ドリフトは、最大の和値を有するシフトレジスタ ー５６以外のシフトレジスターの１つを結果する。該シフトレジスターの同一性 は、シフトの方向を示す。クロック位相の補正は、その様なシフトが検出された ときにコントローラ６４によってなされる。

ノイズが存在するときには、以上の説明は概して正しい。けれども、個々の相互 相関測定値は、同期が正しくても最大の相互相関測定値を有するシフトレジスタ ー５４又は５６を結果し得る。誤ったクロック位相補正を行うことを防止するた めに、コントローラ６４はクロック補正を行う前に幾つかの相互相関測定値の結 果の平均値を取ることが好ましい。

本発明による拡散スペクトル信号復号装置及び拡散スペクトル信号符号化装置の 好ましい実施例について以上に説明をしたので、ここで本発明の一層正式の定義 を与えることにする。この記述に続いて、チャネル・シーケンスをどの様に計算 するかを詳しく説明する。

特定のチャネル・シーケンスＷ　（ｄ）が各チャネルに付随している。各チャネ ル・シーケンスＷ　（ｋ）は数の有限のシーケンスから成り、各シーケンスは有 限の大きさのベクトルにより表される。ベクトルの座標である数の有限シーケン スは、実であると見なされてよい。複素数のシーケンスを表すシーケンスは実数 の配列された対として伝送されることが出来るが、その多対は、問題の複素数の 実部及び虚数部に対応する。よって、ｋ番目のチャネル・シーケンス、Ｗ　（ｋ ）は、１１（ｋ）　＝　（Ｗ。（ｋ）、・・・、　ＩＩＬ−、（ｋ）　＞　（７ ）という形を有し、ここでベクトル成分ＷＪ　（ｋ）は実数である。波形の成分 の数りは、波形ベクトルＷ　（ｋ）の次元である。上記した様に、その様な波形 がμ個ある。即ち、ｋはＯからμｍ１まで変化する。μ個の波形のセットは、拡 散スペクトル通信システムの基底と呼ばれる。ここで、基底をどの様にして計算 するかを詳しく説明する。

与えられた時に、復号装置内のシフトレジスターは拡散スペクトル信号の前に送 られたＬ個の値を持っている。これらの値は数個の和信号の和であり、各和信号 は、隣接する和信号に対して相対的にμ個の要素だけシフトされる。シフトレジ スター内の最後の項目が和信号の最後の要素に対応するとき、符号化装置は相互 相関の計算を行う。そのクロック・パルスにおいてこの和信号がｎｋにより符号 化装置内のシフトレジスターに置かれたところのクロック・パルスを表示する。

この状態は、μクロック・サイクル毎に存在することになる。ｋ番目のチャネル ・シーケンスを使って得られた相互相関値が、クロック・パルスｎｋで送られた に番目の記号についての記号信号値に比例することとなるように基底が選択され る。

この条件を満たすために、チャネル・シーケンスは上記した方程式（４）を満た さなければならない。若し方程式（４）が満たされれば、チャネル・シーケンス Ｗ（ｉ）との拡散スペクトル信号の相互相関は、規格化定数Ｅが知られていると すれば、Ｗ（ｉ）を乗じるのに使われる記号値を産出する。上記した様に、規格 化定数は、１つのチャネルを使って所定の記号値を送ることによって決定される ことが出来る。また、２つの記号値だけが可能である場合には、記号値を決定す るのには相互相関値の符号だけで充分である。

保安通信の環境では、チャネル・シーケンスが１つの追加の制約を、即ち、とい う制約を満たすことを要求す石と有利であろう。この制約は、Ｌクロック・サイ クルの時間フレームにわたって拡散スペクトル信号が０のＤＣ平均値を有するこ とを保証する。この様な制約が無ければ、拡散スペクトル信号のＤＣ成分の平均 値は、Ｌクロック・サイクルにわたってほぼ０となる。この後者の結果は、記号 値が−ＮとＮとの間に均一に分布していることを仮定しているが、このＮは成る 数である。

デジタル・コンピューターでの普通の数値手順によって、μの与えられた値につ いて方程式（４）を満たす数値を計算することが出来る。基底（ｂａｓｅ）の幾 つかの例が、Ｌの比較的に小さな値について表■に示されている。

一般に、方程式（４）の解は無理数である。例えば、μｍ２について、この方程 式の４成分解は次のとおりである： １１（０）＝［（ｌａ　＞／４．　（３＋５　＞／４．　（３，／’５’　）凡 （］、ｆｆ　）／４］　（９）ｔｌ（１）−［（１／万）／４．−（３４−）／ ４．（３＋５）／４．−（１４）／４］　（１０）若し波形値が実数として直接 に符号化されれば、それは、一般には、コンピューターにおいて波形値を正確に 表すことは出来ない。多数の長い波形が、ノイズの多いチャネルの典型的バック グラウンド環境において重合わされるときには、数値丸め誤差が不利な累積効果 を持つことがあり得る。概して、受信機整合フィルターによる波形の正確な受信 及び復号を保証するために、波形の長さと数値丸め誤差とに関する制限を与える 詳細な分析を行うことが出来る。

本発明は、これらの丸め誤差の１勤題を回避するための手段を提供する。本発明 の好ましい実施例においては、チャネル・シーケンスは、その値が全て一定の分 母を伴うダイアディック有理数である数から成っている。数は、それがｍ／２′ という形に書けるならばダイアディック有理数であるとされるが、このｍは整数 であり、ｎは負でない整数である。若しシーケン又値が全てダイアディック有理 数であれば、その値をデジタル−コンピューター上で正確に表すことが出来る。

例えば、μ＝２チャネル・シーケンス １１（０）＝（１／２．１／２．１．０．−１／２．１／２　）　（１１）Ｉｆ （１）＝＜１／２．１／２．　Ｏ，−１，１／２．−１／２　）　（１２）を考 察する。これらのシーケンスが方程式（４）を見たし、且つ、１成分当たり僅か ２ビツトで正確に表され得ることを示すことが出来る。

上記の例は、比較的に短いデジタル波形を利用している。これらは、長さＬｌ及 び、成分がダイアディック有理数でなければならないという制約、等々の他の要 件と共に方程式（４）を解くための普通の技術によって導出されることが出来る 。遺憾なことに、該方程式の数値的に解くには、若しＬが大きければ時間がかか る。

通信中に長いデジタル波形の異なる基底間を迅速に切り替わることが有利である ような状態がある。その様な基底間の「ホッピング」は、通信経路の安全を更に 酊ための手段となる。リアルタイムでデジタル波形の新しいセットを作るための 計算作業量は余りに大きすぎるので、全ての可能なセットが予め送信機及び受信 機の両方に記憶されていなければ、その様なホッピングは実際的ではない。

しかし、その様な前もっての記憶には、相当な量の記憶スペースが必要である。

また、前もっての記憶は、システムの安全性を損なう危険を伴う。保安通信シス テムでは、波形は、通信を符号化するためのコードから成る。その様な符号化方 式が成功するには、該コードを秘密にしで、そのことにより無許可の人はメツセ ージを復号するために全ての可能なコードを調べざるを得ないようにしなければ ならない。全ての可能なコードのリストよりは遥かに項目の数が少ない成る所定 のリストにコードが含まれていなければならないことを調査者が前もって知って いれば、全ての可能なコードを調査することの困難さは著しく低下する。若しコ ードが前もって記憶されるならば、無許可の人は、送信機又は受信機を調べるこ とによってｒ縮小されたリスト」にアクセスすることが出来る。

本発明の好ましい実施例では、長いシーケンスが、より小さなシーケンスから計 算される。如何なる長いシーケンスも、要素シーケンスの積きして書かれ得るこ とを示すことが出来る。最短のシーケンスは「主」シーケンスと呼ばれる。更に 、若し要素シーケンスの全ての成分が数学的リングに属するならば、その積シー ケンスの成分は同じリングに属する。特に、その成分がダイアディック有理数で あるシーケンスの積は、その成分がダイアディック有理数であるシーケンスであ る。従って、長いダイアディック・シーケンスを短いダイアディック・シーケン スから導出することが出来る。

ここで、長い波形を、より小さな波形からどの様にして構成するかを詳しく説明 する。それぞれ長さり、及びＬｂを有する２つの基底（ａ［ｉ〕−）及び（ｂ［ ｉｌｍ）が知られている場合を考察する。各基底は乗数μを有する。以下の方法 は、長さＬｃの第３の基底（ｃｈｉ］ｋ）と乗数μとを計算する手段を提供し、 ここでＬｃは、（ａ［ｉ″Ｊｋ）及び（ｂ〔ｉ″Ｊｋ）が成る条件を満たすなら ばＬｌ及びＬｂのうちの最大の方より大きい。この方法で得られた基底（ｃ［ｉ Ｌ）は花粉積（Ｐｏｌｌｅｎ　ｐｒｏｄｕｃｔ）ど呼ばわ、成分基底から積基底 を得るプロセスは、２つの基底の花粉積の計算と呼ばれる。

広く言えば、基底（ｃｌ：ｉ′３つ）は、基底（ａｃｉｌア）に依存する第１の 行列と、基底（ｂ［１）ｂ）に依存する第２の行列とを定義することにより計算 される。これら２つの行列は、行列同士を乗じる普通の規則を用いて掛は合わさ れる。この掛算から生じる行列の要素は、基底（ｃ（ｉｌ−）の要素を提供する 。

問題の行列の各々は、μ×μ行列である。

上記の行列の各々の要素は多項式である。基底（ｄ［’＋３ｋ）が与えられたと き、行列Ｕ［：ｃ！］を、その要素が である様な行列であると定義する。ここでｍ及びｎは０からμｍ１まで変化する 。

Ｕの各要素は、変数Ｚにおける多項式である。

上記の定義を行った後、ここで２つの既知の基底（ａ［１１ｋ）及び（ｂ［＋］ Ｊから基底（ｃ［１ｌ−）をどの様にして計算するかを説明する。その手順には ３ステツプがある。第１に、行列Ｕ　［ａｌ及びＵ　［：ｂｌを構成する。第２ に、ｌＩ［ａｌ及びＵ　［ｂｌを掛は合わせて行列Ｕ　［：ｃ：ｌを得る。第３ に、その結果として得られた行列の要素を、ｄ＝ｃで方程式（１２）に示されて いる形に書く。ここで、係数ｃ　［ｉ〕−の値は、ａ［：ｉ：Ｉｋ及びｂＣ１′ ３にの関数として表現されており、これによりｃ［ｉ″Ｊｋを計算することが出 来る。

チャネル・シーケンス（ｃ［：ｉｌ、）の長さＬｃはＬｌ及びり、に依存する。

正確な関係は、Ｌ、及びＬｂの値に依存する。一般に、ＬｃはＬ８及びり、のう ちの最大のものより大きい。しかし、しかし、Ｌ、がり、及びＬｂのうちの最大 のものに等しい場合がある。その様な場合には、（ａ［１ｌｋ）又は（ａ［ｉｌ 、）について異なる基底選択肢を用いなければならない。

それについてｃ［ｉ）−がゼロでないｋの第１の値は、それについてａ［ｉ）ｋ 又はｃＣ１″Ｊｋの第１の値がゼロでないようなｋの値とは異なり得ることに注 意するべきである。従って、（ｃ［ｉ′Ｊ−）の要素の番号を変更することが望 ましいかも知れない。

積Ｕ　［ａ）Ｕ　［ｂ）により得られる行列は、Ｕ　［ｂ′ＪＵ　［ａ）から得 られるものとは異なることに注意しなければならない。従って、２つの花粉積基 底を（ａｃｉ’Ｊ−）及び（ｂｃＩＥｂ）から定義するこ々が出来る。

値ａ〔１〕よ及びｂ〔ｉ′３ｋが全てダイアディック有理数であれば、完全にダ イアディック有理数から成る（ｃｌ：１ｌｋ）は、上記したのと同様にして構成 され得ることにも注意しなければならない。特に（ｃｒｉｂ−）は、最初に３つ の行列の説Ｕ　Ｃａ］Ｕ　（ｂｌ　Ｕ　（ｃ〕を行うことによって構成されるが 、ここで１、、、　＝（１／ゾπ）ｅ２π１′μであり、ｒｉＪは、’（−１） である。

長花粉積発生シーケンスが、通信システムにおいて典型的に遭遇するランダム− ノイズに類似する統計的分布を有することが実験的に分かっている。従って、本 発明は、多くの通信環境の統計的バックグラウンドを近似するための手段を提供 する。

本発明の上記実施例は、シーケンス・メモリーが、基底についてのシーケンスの 全てを記憶するものと仮定している。基底中の使用可能なシーケンスの全部より は少ないシーケンスを利用する本発明の実施例も可能であることは当業者には明 白であろう。その様な実施例は、部分的基底をシーケンス・メモリーに記憶させ ることを必要とするに過ぎない。本発明のその様な実施例は、一部のチャネルが 利用されるだけで、上記したちのき同等である。

上記実施例は、同じ入力データ・ス）ＩＪ−ムの異なる部分を送るために種々の チャネルを用いるが、異なるデータ・ストリームを送るために異なるチャネルを 手段を提供する。

本発明による符号化装置の上記実施例は、和信号を、μクロック・サイクル毎に シフトレジスターに記憶されている拡散スペクトル・シーケンスと組み合わせる ことによって拡散スペクトル信号を構成するが、若しそれがμクロック・サイク ルの整数倍で実行されるならば、この組み合わせ動作によって妥当な拡散スペク トル信号が産出されることが当業者には明らかであろう。

イメージを符号化し且つ復号するための新規な装置及び方法を本書に記載した。

如上及び添付図面から本発明の種々の変形が当業者には明らかであろう。従って 、本発明は、以下の請求の範囲によってのみ限定されるべきものである。

要約書 ｒｘｃｕｐｘ　ｓ μ璽ゴ 有（０）　’ｄ４ｃＬＩ　％／１（２）μｍ４ Ｗ　１（０）　ｗｌ（１）　Ｗｘ（２）　Ｗ　ｉ（コ）−０，２８９５７０，９ ４７５２１，０９５４０，０μｍ６ ｗｌ（０）　Ｗｉ（１）　ｗ４（２）　ｗｌ（コ）　％／−（４）　Ｗｉ（５） 工 国際調査報告 拡散スペクトル信号を符号化し復号する装置及び方法から成るシステムが開示さ れている。このシステムは、数値シーケンスの直交基底を用いる。より短いシー ケンスの積から長いシーケンスを発生させる方法も開示されている。

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. １．拡散スペクトル符号化装置であって、記号の配列されたシーケンスから成る 入力信号を受信する手段が設けられており；１つ以上のチャネル・シーケンスか ら成る第１の拡散スペクトル基底の少なくとも一部分を記憶するメモリー手段を 備が設けられており、各前記チャネル・シーケンスは長さしの数値のアレーから 成り、前記チャネル・シーケンスの長さはμ以下であり、ここでμは前記第１拡 散スペクトル基底の乗数に等しく；タイミング信号のシーケンスを発生させるク ロック手段が設けられており；ｋ＝０から（Ｌ−１）までについて数値α（ｋ） の配列されたアレーから成る和アレーを発生させる制御手段が設けられており、 前記制御手段は、前記チャネル・シーケンスを選択すると共に、前記の受信され た記号に応じてその選択したチャネル・シーケンスに数値を乗じる手段から成り ；ｋ＝０からし−１までについて数値β（ｋ）の配列されたアレーから成る拡散 スペクトル・アレーを記憶する手段が設けられており；α｛ｋ）をβ（ｋ＋μｑ ）に加える手段から成る前記和アレーを前記拡散スペクトル・アレーと組み合わ せる手段が設けられており、このｑは正の整数であり；前記組み合わせ手段は、 前記クロツク手段がμｑ個の前記タイミング信号を発生させたことに応答し；β （Ｌ−１）を出力し、ｋ＝１から（Ｌ−１）までについてβ（ｋ）をβ（ｋ−１ ）と置換し、β（０）を０と置換するシフト手段が設けられており、前記シフト 手段は、前記クロック手段が前記タイミング信号を発生させたことに応答するこ とを特徴とする拡散スペクトル符号化装置。
2. ２．前記制御手段により選択される前記チャネル・シーケンスは、前記の受信さ れた記号の受信の順序に依存することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の拡 散スペクトル符号化装置。
3. ３．前記制御手段において前記の選択されたチャネル・シーケンスに数値を乗じ る前記手段は、前記の受信された記号に依存ける数値を前記チヤネル・シーケン スに乗じる手段から成ることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の拡散スペク トル符号化化装置。
4. ４．前記メモリー手段は、μの乗数を有する第２の拡散スペクトル基底を記憶す る手段を更に備えており、前記制御手段は、前記の第１及び第２の拡散スペクト ル基底の花粉積から成る第３の拡散スペクトル基底を発生させる手段を更に備え ていることを特徴とする請求の範囲第１に記載の拡散スペクトル符号化装置。
5. ５．前記第１拡散スペクトル基底を構成する前記数値は、ダイアディック有理。 であることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の拡散スペクトル符号化装置。
6. ６．拡散スペクトル復号装置であって、入力信号を受信する手段が設けられてお り；タイミング信号のシーケンスを発生させるクロック手段が設けられており； 前記入力信号から数値の配列されたシーケンスを発生させ、前に受信されたＬ個 の前記数値を記憶する手段が設けられており、前記発生手段は前記タイミング信 号に応答し；１つ以上のチゃネル・シーケンスから成る第１拡散スペクトル基底 の少なくとも一部分を記憶するメモリー手段が設けられており、各前記チャネル ・シーケンスは、長さＬの数値のアレイーから成り、前記チャネル・シーケンス の数はμ以下であり、このμは前記拡散スペクトル基底の乗数に等しく；前記の 記憶されたしと、前記メモリー手段に記憶されている前記チャネル・シーケンス との相互相関に関連する信号を発生させる相関手段が設けられており、前記相関 手段は、前記クロック手段がｑμ個の前記タイミング信号を発生させたことに応 答し、このｑは所定の正の整数であり；前記相関手段により発生された前記の発 生された信号に関連する値を出力する手段が設けられていることを特徴とする拡 散スペクトル復号装置。
7. ７．前記メモリー手段は、μの乗数を有する第２の拡散スペクトル基底を記憶す る手段を更に備えており、前記拡散スペクトル復号手段は、第１及び第２の拡散 スペクトル基底の花粉積から成る第３の拡散スペクトル基底を発生させる制御手 段を更に備えていることを特徴とする請求の範囲第６項に記載の拡散スペクトル 復号装置。
8. ８．前記第１拡散スペクトル基底を構成する前記数値はダイアディック有理数で あることを特徴とする請求の範囲第６項に記載の拡散スペクトル復号装置。
9. ９．前記受信手段と前記発生手段との間に、前記入力信号の受信と、前記の数値 の配列されたシーケンスの発生との間に可変遅延を導入する遅延手段が更に設け られていることを特徴とする請求の範囲第６項に記載の拡散スペクトル装置。
10. １０．拡散スペクトル信号を符号化する方法であって、記号の配列されたシーケ ンスから成る入力信号を受信するステップを備えており；１つ以上のチャネル・ シーケンスから成る第１の拡散スペクトル基底の少なくとも一部分を記憶するス テップを備えており、各前記チャネル・シーケンスは長さしの数値のアレーから 成り、前記チャネル・シーケンスの数はμ以下であり、このμは前記第１拡散ス ペクトル基底の乗数に等しく；タイミング信号のシーケンスを発生させ；ｋ＝０ から（Ｌ−１）までについて数値α（ｋ）の配列されたアレーから成る和アレー を発生させるステップを備えており、前記発生ステップは、前記チゃネル・シー ケンスを選択し、その選択したチャネル・シーケンスに数値を乗じることから成 り；ｋ＝０からし−１までについて数値β（ｋ）の配列されたアレーから成る拡 散スペクトル・アレーを記憶するステップを備えており；前記アレーを前記拡散 スペクトル・アレーと組み合わせるステップを備えており、前記組み合わせステ ップは、α（ｋ）をβ（ｋ＋μｑ）に加えることから成り、このｑは正の整数で あり、前記組み合わせステップは、μｑ個の前記タイミング信号の発生に応答し ；各タイミング信号で、β（Ｌ−１）を出力し、ｋ＝１から（Ｌ−１）までにつ いてβ（ｋ）をβ（ｋ−１）と置換し、β（０）を０と置換するステップを備え ることを特徴とする方法。
11. １１．前記の選択されるチャネルは、前記の受信された記号の受信の順序に依存 することを特徴とする請求の範囲第１０項に記載の方法。
12. １２．前記の選択されたチャネル・シーケンスに数値を乗じるステップは、前記 の受信された記号に依存する数値を前記チャネル・シーケンスに乗じることから 成ることを特徴とする請求の範囲第１０項に記載の方法。
13. １３．μの乗数を有する前記第２拡散スペクトル基底も記憶され、前記第１及び 第２の拡散スペクトル基底の花粉積により第３の拡散スペクトル基底が発生され ることを特徴とする請求の範囲第１０項に記載の方法。
14. １４．前記第１拡散スペクトル基底を構成する前記数値はダイアディック有理数 であることを特徴とする請求の範囲第１０項に記載の方法。