JPH0557917U - 可変利得形乗算回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 電圧変換利得を可変できるようにし、これに
より自動利得制御増幅器などの複雑な回路を別途設ける
ことなく歪みの少ない乗算出力を得る。 【構成】 第１の入力信号および第２の入力信号をそれ
ぞれ差動入力してその乗算信号を出力するギルバード乗
算器３０と、このギルバード乗算器３０に対し定電流を
与えるための定電流源４０との間の定電流供給路に、差
動構成をなす定電流可変回路６０を設け、この定電流可
変回路６０により、差動入力される電圧利得制御信号Ｇ
ＣＳの差動レベル差に応じて、上記定電流源４０からギ
ルバード乗算器３０に供給される定電流値を可変して、
上記ギルバード乗算器３０の電圧変換利得を可変するよ
うにしたものである。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は、例えばディジタル無線通信装置の直交変復調器において、ミキサと して使用される可変利得形乗算回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】

近年、自動車・携帯電話システムやコードレス電話システムなどの移動無線通 信システムでは、ディジタル変復調方式を採用したシステムが提唱されている。 この種のシステムは、例えば基地局と移動局との間で無線通信を行なう際に、制 御信号だけでなく通話音声信号などの通信内容もディジタル化して伝送するもの で、秘話性の確保、データとの親和性の向上、無線周波数の有効利用などが可能 となる。

【０００３】 図３は、この種のシステムにおいて基地局または移動局として使用されるディ ジタル無線通信装置の受信回路系の構成を示すものである。同図において、無線 回線を経て到来した無線信号は、アンテナ１で受信されたのち共用器（ＤＵＰ） ２を介して高周波増幅器３に入力され、この高周波増幅器３で増幅されたのち第 １のミキサ４に入力される。この第１のミキサ４では、上記受信された無線信号 が第１局部発振器５から発生される局部発振信号とミキシングされ、これにより 第１中間周波信号に周波数変換される。なお、上記第１局部発振器としては例え ば周波数シンセサイザが使用される。上記第１のミキサ４から出力された第１中 間周波信号は、帯域通過フィルタ６で帯域制限を受けたのち第２のミキサ７に入 力され、ここで第２局部発振器８から発生された局部発振信号とミキシングされ て、第２中間周波信号に周波数変換される。

【０００４】 そして、この第２のミキサ７から出力された第２中間周波信号ＩＳは、帯域通 過フィルタ９を通過したのち自動利得制御増幅器（ＡＧＣ増幅器）１０でレベル 制御されてディジタル復調回路２０に入力される。このディジタル復調回路２０ は例えば直交復調器により構成される。このディジタル復調回路２０において、 上記ＡＧＣ増幅器１０から出力された第２中間周波信号ＩＳは、先ず分配器２１ でＩＳＩ，ＩＳＱの二つの信号に分岐されたのち、ミキサ２２Ｉ，２２Ｑに入力 される。そしてこのミキサ２２Ｉ，２２Ｑで、受信局部発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱ とミキシングされ、これにより受信ベースバンド信号ＲＳＩ，ＲＳＱに復調され る。なお、上記受信局部発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱは相互に90°の位相差を有する もので、発振器１１により発生される。

【０００５】 ところで、このような回路において直交復調器のミキサ２２Ｉ，２２Ｑとして 使用される乗算回路は、従来より例えば次のように構成されている。図４はその 構成を示すもので、この回路はギルバード乗算器３０と、定電流源４０とから構 成される。ギルバード乗算器３０は、トランジスタＱ11，Ｑ12からなる差動回路 ３１と、トランジスタＱ13，Ｑ14からなる差動回路３２と、トランジスタＱ15， Ｑ16からなる差動回路３３とを図示するごとく組み合わせて構成したもので、こ のうち差動回路３１，３２のトランジスタＱ11，Ｑ12およびトランジスタＱ14， Ｑ13の各ベースにそれぞれ第２中間周波信号ＩＳＩまたはＩＳＱが入力される。 また、差動回路３３のトランジスタＱ15，Ｑ16のベースに、局部発振信号ＬＯＩ またはＬＯＱが入力される。そして、上記差動回路３１，３２のトランジスタＱ 11，Ｑ13およびトランジスタＱ12，Ｑ14の各コレクタから、復調出力である受信 ベースバンド信号ＲＳＩまたはＲＳＱが出力される。なお、Ｒ11，Ｒ12は負荷抵 抗である。

【０００６】 一方定電流源４０は、トランジスタＱ17をエミッタ抵抗Ｒ13を介して接地した もので、上記トランジスタＱ17とともにカレントミラー回路を構成する図示しな いバイアス回路から供給されるバイアス電圧に応じた一定の電流を上記各差動回 路３１，３２，３３に与えている。

【０００７】

【考案が解決しようとする課題】

ところが、この様な従来の乗算回路には次のような問題点があった。すなわち 、上記従来の回路では、上記したようにギルバード乗算器３０に定電流源４０に より常に一定の電流が与えられているため、ギルバード乗算器３０の電圧変換利 得は常に一定となる。このため、ＱＰＳＫ変調信号などの線形変調された信号を 復調する場合、大電力の無線信号が受信されると第２中間周波信号に歪みが発生 し、この歪みによりディジタル復調信号の符号誤り率が劣化することがあった。

【０００８】 そこで、従来では例えば復調器の前段に可変減衰器や自動利得制御機能を備え た増幅器を挿入し、これにより入力信号が歪まないようにレベル調整することが 考えられている。しかし、この様にすると部品数が増大して回路構成が複雑かつ 大形化するという別の問題点が生じていた。この問題点は、小形軽量化が最重要 な課題の一つとなっている携帯電話機やコードレス電話機などにおいては非常に 好ましくなかった。

【０００９】 本考案は上記事情に着目してなされたもので、その目的とするところは、電圧 変換利得を可変できるようにし、これにより自動利得制御増幅器などの複雑な回 路を別途設けることなく歪みの少ない乗算出力を得ることができる可変利得形乗 算回路を提供することにある。

【００１０】 また本考案の他の目的は、電圧変換利得を可変できるようにするとともに、電 圧変換利得が変化しても乗算出力のバイアスが変化しないようにした可変利得形 乗算回路を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】

上記目的を達成するために本考案は、第１の入力信号および第２の入力信号を それぞれ差動入力してその乗算信号を出力するギルバード乗算器と、このギルバ ード乗算器に対し定電流を与えるための定電流源回路との間の定電流供給路に差 動構成をなす定電流可変回路を設け、この定電流可変回路により、差動入力され る電圧利得制御信号の差動レベル差に応じて、上記定電流源回路からギルバード 乗算器に供給される定電流値を可変して、上記ギルバード乗算器の電圧変換利得 を可変するようにしたものである。

【００１２】 また上記他の目的を達成するために他の本考案は、第１の入力信号および第２ の入力信号をそれぞれ差動入力してその乗算信号を出力するギルバード乗算器と 、このギルバード乗算器に対し定電流を与えるための定電流源回路との間の定電 流供給路に差動構成をなす定電流可変回路を設けるとともに、この定電流可変回 路と上記ギルバード乗算器の乗算信号出力端子との間に出力バイアス回路を設け 、上記定電流可変回路により、差動入力される電圧利得制御信号の差動レベル差 に応じて、上記定電流源回路からギルバード乗算器に供給される第１の定電流値 および上記定電流源回路から上記出力バイアス回路に供給される第２の定電流値 を相反的に可変して、上記ギルバード乗算器の電圧変換利得を可変するとともに 上記出力バイアス回路からギルバード乗算器に与えられる出力バイアス値を所定 値に固定的に設定するようにしたものである。

【００１３】

【作用】

この結果本考案によれば、電圧利得制御信号のレベルを可変することにより、 定電流可変回路の差動回路を構成する二つのトランジスタに流れる電流の比率が 変化し、これによりギルバード乗算器に流れる定電流値が変化して電圧変換利得 は変化する。このため、大電力の入力信号が入力されても、電圧変換利得を適当 な値に可変設定することにより歪みのない乗算信号を出力することが可能となる 。また歪みの発生を防止するために、可変減衰器や自動利得制御回路等の複雑な 回路を設ける必要がなくなり、これにより回路構成の複雑化や大形化を防止して コンパクトな回路を提供することが可能となる。

【００１４】 また、他の本考案によれば、ギルバード乗算器の電圧変換利得が変化しても、 乗算信号の出力バイアスは一定に保たれることになり、これにより次段の回路を 直接接続することが可能となる。

【００１５】

【実施例】 以下、本考案を実施例に基づいて説明する。 図１は、本考案の一実施例に係わる可変利得形乗算回路の回路構成図である。 なお、同図において前記図４と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は省略 する。 本実施例の可変利得形乗算回路は、ギルバード乗算器３０と、定電流源４０と 、出力バイアス回路５０と、定電流可変回路６０とから構成される。

【００１６】 ギルバード乗算器３０は、３つの差動回路３１，３２，３３を備えている。こ のうち差動回路３１，３２は、それぞれトランジスタＱ11，Ｑ12およびトランジ スタＱ14，Ｑ13を差動接続したもので、これらのトランジスタのうちＱ11，Ｑ13 およびＱ12，Ｑ14のコレクタは共通接続された上で、各々負荷抵抗Ｒ11，Ｒ12を 介して電源ライン（Ｖcc) に接続されている。また差動回路３３は、トランジス タＱ15，Ｑ16を差動接続したもので、そのコレクタが各々上記差動回路３１，３ ２の各トランジスタＱ11，Ｑ12およびＱ14，Ｑ13の共通接続されたエミッタに接 続されている。そして、このようなギルバード乗算器３０において、第１の入力 信号である中間周波信号ＩＳＩまたはＩＳＱは、上記差動回路３１のトランジス タＱ11，Ｑ12のベースおよびトランジスタＱ14，Ｑ13のベースにそれぞれ供給さ れる。また、第２の入力信号である局部発振信号ＬＯＩまたはＬＯＱは、上記差 動回路３３のトランジスタＱ15，Ｑ16のベースに供給される。さらに、上記中間 周波信号ＩＳＩまたはＩＳＱと局部発振信号ＬＯＩまたはＬＯＱとの乗算出力、 つまり復調信号ＲＳＩまたはＲＳＱは、上記差動回路３１，３２の各トランジス タＱ11，Ｑ13およびＱ12，Ｑ14のコレクタから出力される。

【００１７】 出力バイアス回路５０は、トランジスタＱ21，Ｑ22を差動接続したもので、そ の各コレクタはそれぞれ上記ギルバード乗算器３０の乗算出力端子に接続され、 また各トランジスタＱ21，Ｑ22のベースには所定の固定バイアスＶＢが印加され ている。

【００１８】 定電流可変回路６０は、トランジスタＱ23，Ｑ24を差動接続したもので、その 各コレクタはそれぞれ上記ギルバード乗算器３０の差動回路３３の共通接続され たエミッタおよび上記出力バイアス回路５０の差動回路の共通接続されたエミッ タに接続されている。そして、上記各トランジスタＱ23，Ｑ24のベースに利得制 御信号ＧＣＳが供給される。利得制御信号ＧＣＳは、例えば無線通信装置に通常 設けられている電界強度検出器または中間周波信号の振幅レベルを検出する回路 から出力される。なお、Ｒ21，Ｒ22は利得制御信号ＧＣＳの入力レベル範囲を拡 大するために設けられたディジュネレイション抵抗である。

【００１９】 定電流源４０はトランジスタＱ17を有しており、このトランジスタＱ17のコレ クタは上記定電流可変回路６０の抵抗Ｒ21，Ｒ22の相互接続点に接続され、また エミッタはエミッタ抵抗Ｒ13を介して接地されている。そして、トランジスタＱ 17のベースに定電流値を設定するためのバイアス電圧が印加される。

【００２０】 このような構成であるから、いま仮に受信期間中に電波の受信電界強度が増大 して中間周波信号ＩＳＩ，ＩＳＱの振幅レベルが大きくなったとする。そうする と、この振幅レベルを低下させるべく電位差が設定された利得制御信号ＧＣＳが 、定電流制御回路６０のトランジスタＱ23，Ｑ24のベースに印加される。このた め、定電流制御回路６０のトランジスタＱ23，Ｑ24を流れるコレクタ電流の比率 が変化し、これによりギルバード乗算器３０の各差動回路３１，３２，３３に流 れる電流値が変化して、結果的にギルバード乗算器３０の電圧変換利得は低下す る。

【００２１】 したがって、ＱＰＳＫ変調信号などの線形変調された信号を復調する場合に、 大電力の受信信号が入力されても、歪みを生じることなく直交復調を行なうこと が可能となり、これによりディジタル復調信号の符号誤り率の劣化を防止するこ とができる。また、受信中間周波信号のレベルを可変するために可変減衰器や自 動利得制御増幅器などを設ける必要はなくなり、これにより復調回路の回路構成 を簡単小形化することができる。この効果は、無線通信装置の小形軽量化に寄与 する。

【００２２】 また本実施例の乗算回路では、利得制御信号ＧＣＳの電位差の変化に応じて、 定電流可変回路６０におけるギルバード乗算器３０側のトランジスタＱ23のコレ クタ電流が変化すると、出力バイアス回路５０に接続された側のトランジスタＱ 24のコレクタ電流が上記トランジスタＱ23のコレクタ電流に対し相反的に変化す る。このため、出力バイアス回路５０の各トランジスタＱ21，Ｑ22のコレクタ電 流は変化し、これによりギルバード乗算器３０の出力バイアス電圧は一定に保持 される。

【００２３】 したがって、ギルバード乗算器３０の電圧変換利得が先に述べたように変化し ても、ギルバード乗算器３０の乗算出力の直流バイアス値はその変化が補われて 一定に保たれる。この結果、この乗算回路を次段の回路に直接接続することが可 能となる。

【００２４】 なお、本考案は上記実施例に限定されるものではない。例えば、上記実施例で は本考案の乗算回路を直交復調器のミキサとして使用した場合について説明した が、図２に示す直交変調器７０のミキサ７２Ｉ，７２Ｑとして使用するようにし てもよい。なお、同図において７１Ｉ，７１Ｑは送信ベースバンド信号ＴＳＩ， ＴＳＱに含まれる不要な高周波成分を除去するための低域通過フィルタ、７３は 信号合成器、７４は帯域通過フィルタやバッファ回路などのバースト送信に必要 な回路を収容した出力回路であり、また１３は送信搬送波を発生する送信局部発 振器を示している。

【００２５】 また、本考案の乗算回路は、周波数変換回路のミキサや同期検波用の搬送波再 生回路のミキサなどとして適用してもよく、その他ギルバード乗算器、定電流源 回路、定電流可変回路および出力バイアス回路の回路構成などについても、本考 案の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できる。

【００２６】

【考案の効果】 以上詳述したように本考案は、ギルバード乗算器と、このギルバード乗算器に 対し定電流を与えるための定電流源回路との間の定電流供給路に、差動構成をな す定電流可変回路を設け、この定電流可変回路により、差動入力される電圧利得 制御信号の差動レベル差に応じて、上記定電流源回路からギルバード乗算器に供 給される定電流値を可変して、上記ギルバード乗算器の電圧変換利得を可変する ようにしたものである。

【００２７】 したがって本考案によれば、電圧変換利得を可変することができ、これにより 自動利得制御増幅器などの複雑な回路を別途設けることなく歪みの少ない乗算出 力を得ることができる可変利得形乗算回路を提供することができる。

【００２８】 また他の本考案は、ギルバード乗算器と、このギルバード乗算器に対し定電流 を与えるための定電流源回路との間の定電流供給路に、差動構成をなす定電流可 変回路を設けるとともに、この定電流可変回路と上記ギルバード乗算器の乗算信 号出力端子との間に出力バイアス回路を設け、上記定電流可変回路により、差動 入力される電圧利得制御信号の差動レベル差に応じて、上記定電流源回路からギ ルバード乗算器に供給される第１の定電流値および上記定電流源回路から上記出 力バイアス回路に供給される第２の定電流値を相反的に可変して、上記ギルバー ド乗算器の電圧変換利得を可変するとともに上記出力バイアス回路からギルバー ド乗算器に与えられる出力バイアス値を所定値に固定的に設定するようにしたも のである。

【００２９】 したがって本考案によれば、電圧変換利得を可変することができ、しかも電圧 変換利得が変化しても乗算出力のバイアスが変化しないようにすることが可能な 可変利得形乗算回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案の一実施例に係わる可変利得形乗算回路
の構成を示す回路図。

【図２】本考案の他の適用例を説明するための回路ブロ
ック図。

【図３】ディジタル無線通信装置の受信回路系の構成の
一例を示す回路ブロック図。

【図４】従来の乗算回路の構成の一例を示す回路図。

【符号の説明】

１…アンテナ、２…共用器（ＤＵＰ）、３…高周波増幅
器、４…第１のミキサ、５…第１局部発振器、６，９…
帯域通過フィルタ、７…第２のミキサ、８…第２局部発
振器、１０…自動利得制御増幅器（ＡＧＣ）、１１…受
信局部発振器、１２Ｉ，１２Ｑ…コンデンサ、１３…送
信局部発振器、２０…ディジタル復調回路、２１…分配
器、２２Ｉ，２２Ｑ…ミキサ、３０…ギルバード乗算
器、３１，３２，３３…差動回路、４０…定電流源、５
０…出力バイアス回路、６０…定電流可変回路、７０…
直交変調回路、ＩＳＩ，ＩＳＱ…中間周波信号、ＬＯ
Ｉ，ＬＯＱ…受信局部発振信号、ＲＳＩ，ＲＳＱ…ディ
ジタル復調信号、ＧＣＳ…電圧利得制御信号。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)考案者 山本 稔久 東京都日野市旭が丘３丁目１番地の21 東 芝コミュニケーションテクノロジ株式会社 内

Claims (2)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の差動回路により構成され、第１の
   入力信号および第２の入力信号をそれぞれ差動入力して
   その乗算信号を出力するためのギルバード乗算器と、 このギルバード乗算器に対し定電流を与えるための定電
   流源回路と、 前記ギルバード乗算器と前記定電流源回路との間の定電
   流供給路に設けられ、差動入力される電圧利得制御信号
   の差動レベル差に応じて、前記定電流源回路から前記ギ
   ルバード乗算器に供給される定電流値を可変して、前記
   ギルバード乗算器の電圧変換利得を可変するための差動
   構成をなす定電流可変回路とを具備したことを特徴とす
   る可変利得形乗算回路。
2. 【請求項２】 複数の差動回路により構成され、第１の
   入力信号および第２の入力信号をそれぞれ差動入力して
   その乗算信号を出力するためのギルバード乗算器と、 このギルバード乗算器の乗算信号出力に対し出力バイア
   スを与えるための差動構成をなすバイアス回路と、 前記ギルバード乗算器およびバイアス回路に対しそれぞ
   れ第１の定電流および第２の定電流を与えるための定電
   流源回路と、 前記ギルバード乗算器およびバイアス回路と前記定電流
   源回路との間の定電流供給路に設けられ、差動入力され
   る電圧利得制御信号の差動レベル差に応じて、前記第１
   の定電流値および第２の定電流値を相反的に可変して、
   前記ギルバード乗算器の電圧変換利得を可変するととも
   に前記バイアス回路からギルバード乗算器に与えられる
   出力バイアス値を所定値に固定的に設定するための差動
   構成をなす定電流可変回路とを具備したことを特徴とす
   る可変利得形乗算回路。