JPH0563633A

JPH0563633A - 網制御方式

Info

Publication number: JPH0563633A
Application number: JP3228372A
Authority: JP
Inventors: Tetsuyoshi Takenaka; 哲喜竹中; Hideto Furukawa; 秀人古川; Shinji Fujino; 信次藤野; Satoshi Chikuma; 智竹間; Atsushi Yamashita; 敦山下; Takeshi Inoue; 武志井上
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1991-02-27
Filing date: 1991-08-12
Publication date: 1993-03-12

Abstract

(57)【要約】【目的】複数のセルの各々に移動局が自己の存圏する
基地局との間で移動通信を行う網制御方式に関し、各無
線基地局が中央制御局による集中制御のネットワークを
構成すること無くその送信信号の制御対象値を合わせる
ことを目的とする。【構成】隣接するノード間に通信手段を設け、各ノー
ドは自己の制御対象値を送信すると共に該制御対象値を
隣接局から受信したノードでは該隣接局の制御対象値に
対して空間フィルタリング及び時間フィルタリングの内
のいずれかのフィルタリングを施し、このフィルタリン
グを施した制御対象値と自己の制御対象値との相対誤差
が無くなるように次時刻の自局の制御対象値を制御する
ように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は網制御方式に関し、特に
複数のセルの各々に移動局が自己の存圏する基地局との
間で移動通信を行う網制御方式に関するものである。

【０００２】サービスエリアが複数の無線セル（ゾー
ン）に分割され、各無線セルの中心に無線基地局（以
下、ノードと称することがある）が設置された移動通信
網等では、移動局は無線基地局との間でＴＤＭＡ方式、
ＦＤＭＡ方式、あるいはＣＤＭＡ方式で通信を行う網制
御方式が知られている。これらの網制御方式では、移動
局は自己が在圏する無線セルの無線基地局からの信号に
対して同期をとりながら通信を行う。

【０００３】ここで、無線基地局間では互いに別個の基
準クロックを有し、それに基づいて送信を行っているの
で移動局がセル間を移動した場合、移動局は移動先の無
線基地局からの送信信号に対して周波数やタイミング等
の同期をとり直す必要があり、同期を取り直すまでの
間、通信が途絶える等の問題がある。従って、何らかの
手段により隣接する無線基地局間のクロックの位相差あ
るいは周波数差等の制御対象値の相対誤差を無くすこと
が必要となる。

【０００４】

【従来の技術】従来の網制御方式では、図５５に示すよ
うに複数の無線基地局７００をノードとし、それらを単
一の無線回線中央制御局８００が監視し、複数の無線基
地局７００のそれぞれからの情報に基づき、各無線基地
局７００の各送信信号の周波数又はタイミング等を一致
補正させる集中制御のネットワークを構成している。こ
れにより、移動局が或るゾーンから隣のゾーンへ移動し
た場合も移動局は同期を取り直す必要が無くなる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記の従来方式におい
て、各セルの大きさは周波数利用効率、移動局の送信電
力などを勘案して選定され、各セルの大きさは或る程度
大きなものであった（例えば半径数Km）。

【０００６】しかしながら、近年の移動局の小型・軽量
化の要求に従い、送信電力が低下し、また周波数利用効
率の向上の要求もあり、各セルの大きさが例えば半径５
０ｍ〜１００ｍ程度に極小化されたネットワークでは、
上記の従来方式では無線基地局の数が飛躍的に増大し、
無線回線中央制御局及びその上位装置の負荷が極めて大
きくなり制御が困難となってしまうという問題点があっ
た。

【０００７】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
複数のセルの各々に移動局が自己の存圏する基地局との
間で移動通信を行う網制御方式において、各無線基地局
が中央制御局による集中制御のネットワークを構成する
こと無くその送信信号の制御対象値を合わせることを目
的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段及び作用】図１に示す本発
明の基本的手段及び作用：図１は、本発明に係る網制
御方式を方法として説明するための図であり、今、時刻
ｔにおいて着目しているノードの制御対象をA(t)とし
て、次の時刻t+1 におけるそれを、 A(t+1)＝A(t)＋C(t) (1) に従って制御する。ここで、C(t)は、時刻ｔにおける時
間フィルタリングFtを施したときの値であり、 C(t)＝Ft｛B(t),B(t-1),......,B(t-m) ｝ (2) となる。ここで、B(t)は時刻ｔにおける空間フィルタリ
ングFsを施したときの値であり、 B(t)＝Fs｛E1(t),E2(t),......,En(t)｝ (3) となる。ここで、Ei(t), i=1,2,...,nは時刻ｔにおいて
着目しているノードと、該ノードが参照するノードの制
御対象値Ai(t)との相対誤差であり、 Ei(t) ＝A(t)−Ai(t) ，i=1,2,...,n (4) で表される。

【０００９】このようにして、自ノード近傍のノードと
相互に制御対象値に関する情報を授受し合い、相対誤差
を見出すことができれば、中央に特別な制御局を設ける
必要無しに、少なくとも自ノード近傍において制御対象
値に関する相対誤差を無くすことができ、最終的には、
システム全体で該制御対象値に関して正しく制御された
状態を得ることができる。

【００１０】また、誤差信号に空間フィルタリングをか
けているので、空間的に広がる複数の参照信号のうちの
いくつかに外乱又は異常があっても、空間フィルタリン
グによりその影響を除去又は緩和でき、また、時間的に
連続した複数の誤差信号の列のうちのいくつかに外乱あ
るいは異常があっても、時間フィルタリングによりその
影響を除去又は緩和することができる。

【００１１】但し、上記の空間フィルタリングFsと時間
フィルタリングFtとの順序は逆でもよく、更には少なく
ともいずれか一方が施されていればよい。

【００１２】図２〜図６に示す本発明の態様：上記の
図１の基本的な方法の実施に直接使用される装置の好ま
しい態様としては、まず図２〜図６に示すものが挙げら
れる。

【００１３】図２（Ａ）に示す本発明では、各々送信信
号を発信する複数の無線基地局をノードとし、移動局が
自分の存圏するゾーン内の無線基地局と通信を行なう網
制御方式において、複数のノードの各々は、第１の演算
部１１，第１の誤差検出部１２及び制御部１３を有し、
第１の演算部１１は周辺のノードからの参照信号（図１
の制御対象値に相当）に対して空間フィルタ演算を行な
う。また第１の誤差検出部１２は第１の演算部１１の出
力信号と自己の出力信号との差を示す制御対象値間の誤
差信号を出力する。そして、制御部１３は該誤差信号が
最小となるように同期対象入力信号を制御して自己の情
報を示す参照信号として周辺のノードに対して出力す
る。

【００１４】また、図２（Ｂ）に示す本発明では、上記
の第１の誤差検出部１２の代りに参照信号と自己の出力
信号との差を示す誤差信号を出力する複数の第２の誤差
検出部１２₁〜１２_kを設け、第１の演算部１１の代り
に第２の誤差検出部１２₁〜１２_kの各出力信号に対し
て空間フィルタ演算を行なう第２の演算部１４を設け、
第２の演算部１４の出力信号を制御部１３への制御信号
として与えている。

【００１５】図３（Ａ）に示す本発明の場合には、第１
の記憶部１５が設けられており、周辺ノードからの参照
信号を複数の時点毎に記憶する。そして、第３の演算部
１６で、少なくとも第１の記憶部１５からの複数の時点
での参照信号に対して時間フィルタ演算を行ない、その
演算結果を第１の誤差検出部１２へ出力する。その他の
点は図２（Ａ）と同様である。

【００１６】また、図３（Ｂ）に示す本発明では、自己
の出力信号と参照信号との誤差信号を第３の誤差検出部
１７で生成し、その誤差信号を第２の記憶部１８で複数
の時点毎に記憶し、少なくとも第２の記憶部１８からの
複数の時点での誤差信号に対して第４の演算部１９で時
間フィルタ演算を行ない、その演算結果を制御信号とし
て制御部１３へ与えている。その他の点は図２（Ｂ）と
同様である。

【００１７】図４（Ａ）に示す本発明では、図２（Ａ）
の構成に対して、第１の演算部１１の出力信号を複数の
時点毎に記憶する第３の記憶部２１と、少なくとも第３
の記憶部２１からの複数の時点での出力信号に対して時
間フィルタ演算を行ない、その演算結果を第１の誤差検
出部１２へ出力する第５の演算部２２を付加したもので
ある。

【００１８】また、図４（Ｂ）に示す本発明では、上記
の図２（Ａ）の構成に、第１の記憶部１５と第３の演算
部１６とを１５₁〜１５_k，１６₁〜１６_kで示すごと
く夫々複数ずつ設け、更に第３の演算部１６₁〜１６_k
から夫々取り出された時間フィルタ演算された参照信号
を第６の演算部２４で空間フィルタ演算する点に特徴が
ある。

【００１９】図５に示す本発明では、図２（Ｂ）の構成
に、第４の記憶部２６と第７の演算部２７とを付加した
ものである。これにより、第２の演算部１４からの空間
フィルタ演算された誤差信号が、第４の記憶部２６と第
７の演算部２７で時間フィルタ演算され、制御部１３へ
制御信号として与えられる。

【００２０】図６に示す本発明では、図１（Ａ）と図３
（Ｂ）の構成を組合せている。

【００２１】図７〜図９に示す本発明の態様：上記の
図１の基本的な方法の実施に直接使用される装置として
は更に図７〜図９に示す好ましい態様が挙げられる。

【００２２】即ち、各ノードは図１に示した制御対象値
に相当する自己の信号タイミングや信号パラメータを上
記のように相手のノードに同期化させるためには、自己
の信号タイミングや信号パラメータを一定時間間隔で更
新することが普通であるが、一般に、自己の信号の更新
の時間間隔を短くすると系の収束時間は短くなって外乱
等の影響を受けやすくなり、系が不安定になるという問
題を生じる。また、時間フィルタをかける場合には、時
間フィルタの時間幅を長くすると外乱の影響を抑える効
果は高いが、系の収束時間が長くなるという問題を生じ
る。更には、量子化等を行う場合には、量子化精度を高
くすると残留誤差は小さくなり、高い精度の同期制御が
行えるが、系の収束時間が長くなるという問題を生じ
る。

【００２３】そこで、まず、図７に示した網制御方式の
好ましい態様においては、検出部２−１は自己の出力信
号Ｑ（図１に示した制御対象値に相当）と他ノードから
の信号Ｒ（同じく制御対象値に相当）との差信号Ｅを検
出しており、信号発生部２−２は、制御部２−３からの
付勢（タイミング信号Ｔ）により、差信号Ｅに基づいて
自己の信号Ｑを該差信号Ｅが小さくなるように制御す
る。この状態で制御部２−３は、系が初期状態とされた
場合又は差信号Ｅの大きさに応じて信号発生部２−２に
対する付勢の時間間隔を変え、例えばパワーオンリセッ
ト信号等により系が初期状態とされた場合又は差信号Ｅ
が所定値Ｔ_Hより大きい場合には付勢の時間間隔を短く
して信号Ｒへの収束を早め、それ以外の場合には付勢の
時間間隔を長くして外乱等による影響を受けにくくして
いる。

【００２４】また図８の好ましい態様においては、検出
部２−１は自己の信号Ｑと他ノードから信号Ｒとの差信
号Ｅを検出しており、信号発生部２−２は差信号Ｅに基
づいて自己の信号Ｑを該差信号Ｅが小さくなるように制
御している。その際に、フィルタ２−４は他ノードから
の信号Ｒ、検出部２−１からの差信号Ｅ、又は該差信号
Ｅに基づく信号発生部２−２の制御信号Ｃに対してフィ
ルタ処理（空間フィルタリング又は時間フィルタリング
処理）を施すように配置され、この状態で制御部２−５
は、系が初期状態とされた場合又は差信号Ｅの大きさに
応じてフィルタ２−４のフィルタ特性を変える。例え
ば、系が初期状態とされた場合又は差信号Ｅが所定値Ｔ
_Hより大き場合にはフィルタ２−４のレスポンスを速め
て信号Ｒへの収束を速め、それ以外の場合にはレスポン
スを遅くして外乱等による影響を受けにくくしている。

【００２５】また図９の好ましい態様においては、検出
部２−１は自己の信号Ｑと他ノードから信号Ｒとの差信
号Ｅを検出しており、信号発生部２−２は差信号Ｅに基
づいて自己の信号Ｑを該差信号Ｅが小さくなるように制
御している。その際に、入出力レベル変換部２−６は他
ノードからの信号Ｒ、差信号Ｅ、又は該差信号Ｅに基づ
く信号発生部２−２の制御信号Ｃに対して入出力レベル
の変換を行うように配置され、この状態で制御部２−７
は、系が初期状態とされた場合又は差信号Ｅの大きさに
応じて入出力レベル変換部２−６のレベル変換特性を変
える。例えば、系が初期状態とされた場合又は差信号Ｅ
が所定値Ｔ_Hより大きい場合にはレベル変換特性を粗い
量子化又は直線子化等にして信号Ｒへの収束を速め、そ
れ以外の場合には入力レベルが０付近の量子化精度を高
めて信号Ｒへの収束精度を高めている。

【００２６】図１０に示す本発明の態様：上記の図１
の基本的な方法の実施に直接使用される装置としては更
に図１０に示す周波数を制御対象値としたときの好まし
い態様が挙げられる。

【００２７】まず、隣接するノードとしての基地局では
干渉を小さく抑えるためにそれぞれの無線チャネルの周
波数ｆ_Aとｆ_B（図１制御対象値に相当）とが公称の周
波数間隔ｆ_Sだけ異なるように設定されるのが普通であ
り、移動局がゾーン間移動して隣接する基地局の方向へ
進むときには、移動局はその周波数をｆ_Aからｆ_Bに切
り替えて交信する。

【００２８】ところで、無線チャネルの周波数を決める
局部発振器の発振周波数は、有限の安定度を持つために
基地局毎に割り当てられた周波数には常に有限の誤差が
含まれるが、移動体無線通信システムにおいては、この
周波数誤差は移動局に搭載されている自動周波数制御
（以下、ＡＦＣと略称する）回路により吸収されてい
た。

【００２９】このことにより、移動局がゾーンを移り変
わる（以下、移動体がゾーン或いはセルを移り変わるこ
とをハンドオーバーという）と、例え新たに移動先ゾー
ンでの基地局の無線チャネルの周波数ｆ_Bに関する情報
が移動局に与えられたとしても、移動局ではその基地局
の公称の周波数ｆ_Bと実際の周波数ｆ_B’との誤差周波
数（ｆ_B−ｆ_B’）をＡＦＣ回路により吸収し直さなけ
ればならない。実際には、ハンドオーバーする前の基地
局の信号にも周波数誤差が含まれていることから、引き
込まなければならない最大の周波数誤差は基地局に許容
される周波数誤差の２倍になる。

【００３０】このようにハンドオーバーの度にＡＦＣ回
路の制御が過渡的に大きく働き、これが完了しない間は
通話又はデータの送受信等が途切れることになり、利用
者は不便を感じる。また、周波数の有効利用という観点
から、ゾーンを小さくして（この場合、セルと呼ばれ
る）周波数を空間的に繰り返し使うことが指摘されてい
るが、この場合にはハンドオーバーが頻繁に行われるこ
とになり、通信の瞬断はますますシステムとしてのサー
ビス性を低下させることになる。

【００３１】そこで、本発明では、ハンドオーバーが行
われ得る隣接した基地局間で相対的な周波数誤差を無く
し、以て移動局がハンドオーバー時に無線チャネルの公
称の周波数間隔ｆ_S分だけ周波数を変更すれば足りるこ
とに着目したものである。

【００３２】このためには、各基地局は周辺の基地局の
信号の周波数と自局の周波数との制御対象値間の誤差分
の周波数を検出し、自局の送信周波数を誤差周波数が無
くなるように制御すればよい。

【００３３】そこで、この好ましい態様の網制御方式で
は、図１０に示すように、まず基地局３−１における受
信自動周波数制御部３−３において、隣接する基地局の
送信周波数に合わせるＡＦＣ制御を行い、このときの周
波数ｆ_Rと自局の送信周波数ｆ_Aに基準局間の規定間隔
周波数ｆ_Sを加算した周波数ｆ_A＋ｆ_Sとを周波数誤差
検出部４で比較してその周波数誤差Δｆを検出する。

【００３４】このような周波数誤差Δｆの検出は、複数
の隣接基地局との間で行い、これを平均化部３−５にお
いて平均化して行うことにより、図１で示した空間フィ
ルタリングが行われる。

【００３５】即ち、今、i 番目の基地局の公称周波数を
ｆ_i、時刻ｔにおける実際の周波数をｆ_i' (t) とし、
この基地局からハンドオーバが起こり得る隣接基地局j
(j =1，2 ，…，Ｎとする) にわたる相対的な周波数誤
差Δｆ_i(t) は、 Δｆ_i(t) ＝〔_j=1Σ^N｛(f_i'(t)−ｆ_i) −(f_j'(t)−ｆ_j｝〕／Ｎ＝〔_j=1Σ^N｛(f_i'(t)＋(f_j−ｆ_i) −ｆ_j'(t)｝〕／Ｎ＝〔_j=1Σ^N｛(f_i'(t)＋ f_sij) −ｆ_j'(t)｝〕／Ｎ (5) となる。但し、 f_sijは、 f_sij＝ｆ_j−ｆ_i (6) で、基地局ｉとｊの公称周波数の差であり、公称間隔周
波数ｆｓの整数倍である。また、_j=1Σ^Nの加算は、ｊ
＝１，２，…，Ｎまでの加算を意味するものとする。

【００３６】この誤差情報Δｆ_i(t) は平均化部３−５
から送信周波数制御部３−６に与えられ、該送信周波数
制御部３−６では次の時刻t＋1 における自局の送信周
波数（ｆ_A) を、ｆ_i(t+1) ＝ｆ_i(t) −α・Δｆ_i(t) (7) と制御する。但し、αは数係数で、0 ＜α≦ 1である。

【００３７】尚、各隣接基地局との相対的な周波数誤差
の平均化において、各信号のＣ／Ｎを重みとした荷重平
均をとることや、飛び抜けて大きな誤差を平均化から除
外することにより、制御系としての安定度を高めること
ができる。

【００３８】また、本発明では、平均化部３−５におい
て周波数誤差Δｆ_i(t) に更に時間的な平均化をも加味
することができ（時間フィルタリング）、この場合に
は、通信路における雑音等の悪影響を排除すること、ま
た瞬時的に大きな検出誤差に対して平滑化の作用をも
ち、系全体の安定性を高めることが出来る。これは受信
信号のＣ／Ｎが低い場合には、特に必要となる。

【００３９】このようにして或る基地局を考えたとき、
その周辺の基地局に渡った相対的な周波数差を排除する
ことができるが、これはあくまで局所的である。周波数
に関する絶対的な数値に制限が必要な場合には、上記の
各基地局間の相対的な周波数制御では不十分であり、周
波数の絶対値については何とも保証していないからであ
る。

【００４０】従って、通信系統全体にわたりグローバル
な周波数誤差の排除を保証するため、本発明では、図１
１に示すように、基地局３−１の内のいずれか一つを絶
対的な送信信周波数を送信する基準局Ｒを設けて置き、
この絶対的な送信周波数に引きずられてその他の各基地
局が上記のように周波数誤差Δｆを吸収するような制御
を行うことで、通信系統全体の絶対的な周波数の値が保
証され、信頼性が向上することとなる。

【００４１】尚、本発明は、送受信周波数が同じ通信方
式においても、また送受信周波数が異なっており各基地
局及び移動局がそれぞれ受信周波数と送信周波数との周
波数差を常に制御している通信方式においてもそれぞれ
適応することが可能である。

【００４２】図１２に示す本発明の態様：上記の図１
の基本的な方法の実施に直接使用される装置としては更
に図１２に示すタイミングを制御対象値としたときの好
ましい態様が挙げられる。

【００４３】この好ましい態様による網制御方式では、
複数のノードとしての無線基地局１０１の各々は周辺の
無線基地局１０１に対して自局送信タイミング情報を通
知する通知手段１０３と、上記送信タイミング情報を入
力信号として受け、少なくとも自局の送信信号の位相
を、周辺の無線基地局１０１の送信信号の空間フィルタ
リング処理を受けたタイミングとの差が小さくなるよう
に補正する補正手段１０４とを有するよう構成したもの
である。

【００４４】即ち、複数の無線基地局１０１は周辺の無
線基地局との間で通知手段１０３同士が自局送信タイミ
ング情報を通知し合い、この送信タイミング情報により
各補正手段１０４が周辺の無線基地局１０１との送信タ
イミングの差が小さくなるように補正を行い、最終的に
は位相差が零となるから、図１３に模式的に示すように
無線基地局１０１をノードとする分散制御型のネットワ
ークを構成していることになる。

【００４５】上記の補正動作について更に詳細に説明す
ると、上記分散制御型ネットワークの或るノード（無線
基地局１０１）の大きさ（即ち、ＴＤＭＡ方式の場合に
はフレーム位相やクロック周波数を示し、ＦＤＭＡ方式
及びＣＤＭＡ方式の場合にはクロック位相やクロック周
波数示す）をＢ（ｉ，ｔ）とする。但し、ｉはノード番
号、ｔは時刻を示す。各ノードは周辺のノードと大きさ
の比較を行い、その差だけ修正を行っていく。

【００４６】即ち、比較の対象となるノード番号を１〜
Ｎ（ただし、便宜上、ｉ＞Ｎ）とすると、自ノードと周
辺ノードの空間フィルタリング処理を受けた大きさの差
は、

【００４７】 △Ｂ（ｉ，ｔ−１）＝Ｂ（ｉ，ｔ−１）−^NΣ_n=1B（n, t-1) ／Ｎ (8) となる。よって、ノード番号ｉのノードの大きさＢ
（ｉ，ｔ）は次式に示すように補正される。Ｂ（ｉ，ｔ）＝Ｂ（ｉ，ｔ−１）−〔α・△Ｂ（ｉ，ｔ−１）〕_AVE (9) 但し、αは係数（０＜α≦１）であり、〔〕_AVEは平
均化を意味する。

【００４８】このようにして、本発明では、ＴＤＭＡ方
式、ＦＤＭＡ方式、ＣＤＭＡ方式のいずれにおいても全
てのノードの大きさが最終的に同一になり、各無線基地
局が同期状態となる。

【００４９】また、本発明では各ノード（無線基地局１
０１）は隣接する複数のノードと接続されているため、
その内の一つのノードとの回線が断となっても、回線が
正常な残りの隣接するノードからのタイミング情報に基
づいて最終的にはその影響を受けないようにすることが
できる。また、ノード（無線基地局１０１）が増えて
も、各ノードに隣接するノードの数の増加は極めて僅か
であるから、各ノードの負担（負荷）は殆ど変わらな
い。

【００５０】この他、本発明では、各ノードが引込範囲
を持ち、この引込範囲内に存在する制御対象値に対して
のみ制御を行うことにより、網内で制御不能に陥ったノ
ードが発生した場合等において、相互同期制御からかか
る制御対象値を外すことができ、網全体の不安定期間を
軽減することができる。

【００５１】更に本発明では、該制御対象値を出力する
基地局の選択に一定の規則性を持たせることにより、制
御対象値の変動が近隣ノードへランダムに広がることを
防ぐことができ、網全体の不安定期間を軽減することが
できる。

【００５２】更に本発明では、上記の空間フィルタリン
グが、ダイバーシィティ受信方式によって選択された受
信電界強度に基づいて該制御対象値の相対誤差に荷重平
均を与えることにより、特別のＳ／Ｎ検出回路を用いず
に済む。

【００５３】

【実施例】図１４は、図２（Ａ）に示した本発明に係る
網制御方式の実施例の構成を示したもので、図中、図２
（Ａ）と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を
省略する。図１４において、１１ａはリード・オンリ・
メモリ（ＲＯＭ）で、このノードの周辺の４つのノード
から各々４ビットの参照信号（制御対象値としての例え
ば、周波数信号、タイミング信号、及び受信電力信号）
がアドレス線に入力され、４ビット×４のアドレス入力
の平均値が８ビットのデータ線のうち４ビットから出力
されるようにデータが予めテーブル化されて記憶されて
いる。

【００５４】１２ａは比較器で、例えば４ビットのディ
ジタル減算器で構成され、前記誤差検出部１２を構成し
ている。４ビットのディジタル減算器である比較器１２
ａは、一方の４ビット入力値からもう一方の４ビットの
入力値を減算した結果を４ビットで出力する。

【００５５】１３ａは係数乗算器，１３ｂは加算器，１
３ｃは制御装置で、これらは制御部１３を構成してい
る。係数乗算器１３ａは例えば４ビットのディジタル乗
算器で構成され、一方の４ビットの入力値にもう一方の
４ビットの係数α（ただし、０＜α＜１）を乗じた結果
を４ビットで出力する。

【００５６】加算器１３ｂは例えば４ビットのディジタ
ル加算器（アダー）で構成されており、一方の４ビット
入力として自己のノードにおいて同期対象となる信号
（制御対象値としての例えばクロック，送信電力情報な
ど）のディジタル値が入力され、他方の４ビット入力と
して係数乗算器１３ａの出力値が入力され、これらを加
算して４ビットの加算結果を出力する。この加算器１３
ｂは初期値又はオフセットを与えるためにあるので、そ
れらが無い場合は省略可能である。

【００５７】制御装置１３ｃは例えば４ビットのディジ
タル累積加算器（アキュムレータ：ＡＣＣ）で構成さ
れ、一方の４ビットの入力値と記憶された一時点前の出
力値とを加算した結果を４ビットで出力する。制御装置
１３ｃの出力値は比較器１２ａに入力される一方、自己
の同期対象信号として出力され、更に参照信号として出
力手段により周辺のノードに送信される。

【００５８】次にこの実施例の動作について説明する。
周辺の４つのノードからの各参照信号はＲＯＭ１１ａに
入力され、ここで４つの参照信号の平均値に変換された
後比較器１２ａに入力され、制御装置１３ｃの出力値と
減算される。ここで自己のノード番号をｉ，他のノード
のノード番号をｊとし、ノード番号ｉ，ｊの時刻ｎにお
ける信号量をＳｉ（ｎ），Ｓｊ（ｎ）とすると、比較器
１２ａの出力誤差信号は次式で表わされる。

【００５９】 ΔＳｉ（ｎ）＝｛_j=1Σ^NＳｊ（ｎ）｝／Ｎ−Ｓｉ（ｎ） (10)

【００６０】ただし、上式中、Ｎは入力参照信号の総数
で、本実施例では“４”である。また、上式中、右辺第
１項はＲＯＭ１１ａの出力平均値を示している。

【００６１】比較器１２ａの出力誤差信号ΔＳｉ（ｎ）
は係数乗算器１３ａに供給され、ここで係数αと乗算さ
れた後、加算器１３ｂで同期対象入力信号Ａと加算さ
れ、更に制御装置１３ｃに入力されて一時点前の信号と
加算される。これにより、制御装置（ＡＣＣ）１３ｃか
らは次式で表わされる信号Ｓｉ（ｎ＋１）が取り出され
る。

【００６２】Ｓｉ（ｎ＋１）＝Ｓｉ（ｎ）＋α・ΔＳｉ（ｎ）＋Ａ (11) 定常状態においては、自己の信号の値と参照信号の値の
平均とは一致しているのでΔＳｉ（ｎ）＝０であり、自
己の信号は変化しない。一方、自己の信号の値が何らか
の原因で変化するか、参照信号の値が変化した場合に
は、ΔＳｉ（ｎ）を０とするように制御が働き、自己の
信号の値Ｓｉ（ｎ＋１）が変化する。これにより、各ノ
ードが周辺のノードと同期がとられるように動作するこ
とになり、全体として網内の各ノードが同期とられるこ
ととなる。

【００６３】かかる網において、４つの参照信号のうち
の一つに異常に大きい又は異常に小さい値が入力された
場合には、ＲＯＭ１１ａによる平均化演算，すなわち空
間フィルタ演算によってその影響が１／４に軽減される
ため、制御対象である同期すべき信号量が不安定になる
ことを抑制できる。

【００６４】ここで、ＲＯＭ１１ａによる空間フィルタ
演算は上記の平均値演算に限定されるものではなく、或
る閾値以上（又は以下）の値を除いた平均値を使用して
もよい。

【００６５】図１５及び図１６は夫々図１４の第１実施
例のシミュレーション結果を示す。図１５は空間フィル
タ演算として実施例の如き単純平均を用いた場合の信号
量Ｓｉ（ｎ）対時間の特性（シミュレーション結果）、
図１６は空間フィルタ演算として閾値以上の値を除いた
ものの平均を用いた場合の信号量対時間の特性を示し、
夫々全てのノード（ノード数３６）の信号量の変化を同
一のグラフにプロットしている。

【００６６】図１５ではａで示す如く或る時点で一の参
照信号が異常に大きな値に変化すると、各ノードの同期
対象の信号量は徐々に一定値に収束することがわかる。
一方、図１６ではａで示す如く参照信号の一つが閾値を
越える異常に大きな値に固定した場合でも、その参照信
号は除かれるので、ｂで示す如く他のノードには影響を
与えていないことがわかる。

【００６７】なお、空間フィルタ演算の他の例としては
最多入力値（メディアン）を得る方法や最大、最小を除
いた平均値計算などがあり、これらの場合は他とかけ離
れた値の影響を取り除くことができる。

【００６８】なお、上記実施例では入力参照信号に空間
フィルタ演算した結果と自己の信号を比較しているが、
図２（Ｂ）に示したように各入力参照信号と自己の信号
量とを比較して得た複数の誤差信号に対して空間フィル
タ演算を行ない、その演算結果を制御部１３の制御入力
としてもよい。

【００６９】すなわち、この場合には（10）式より次式
の空間フィルタ演算結果ΔＳｉ（ｎ）が得られる。 ΔＳｉ（ｎ）＝｛_j=1Σ^NΔＳｉｊ（ｎ）｝／Ｎ (12) ΔＳｉｊ（ｎ）＝Ｓｊ（ｎ）−Ｓｉ（ｎ） (13)

【００７０】図１７は、図３（Ａ）に示した本発明に係
る網制御方式の実施例の構成図を示したもので、図３
（Ａ）及び図１４と同一構成部分には同一符号を付し、
その説明を省略する。図１７において、１５ａは４ビッ
ト幅の３段シフトレジスタで、前記第１の記憶部１５を
構成しており、４ビットの入力参照信号が１クロック毎
に右方向にシフトされて行き、過去３クロック周期にお
ける参照信号を記憶する。

【００７１】１６ａはＲＯＭで、前記第３の演算部１６
を構成しており、４ビット×４のアドレス入力の平均値
が８ビットのデータ線のうち４ビットから出力されるよ
うにデータが予めテーブル化されて記憶されている。

【００７２】本実施例では周辺の１つのノードからの参
照信号がシフトレジスタ１５ａにより１クロック毎に右
方向へシフトされる一方、ＲＯＭ１６ａの４ビットのア
ドレス端子に印加される。ＲＯＭ１６ａの他の３つの４
ビットアドレス端子の各々にはシフトレジスタ１５ａか
ら並列に出力された、過去３つの時点（１クロック前、
２クロック前及び３クロック前）の参照信号が供給され
る。ＲＯＭ１６ａはこれら現時点から過去までの連続す
る４つの時点の参照信号の平均値（移動平均値）を算出
して比較器１２ａへ供給する。すなわち、ＲＯＭ１６ａ
は参照信号に対して時間フィルタ演算を行ない、その演
算結果を比較器１２ａへ供給し、ここで制御装置１３ｃ
からの出力信号Ｓｉ（ｎ）と比較され、次式で表わされ
る誤差信号ΔＳｉ（ｎ）に変換される。

【００７３】 ΔＳｉ（ｎ）＝｛_m=1Σ^MＳｊ（ｎ−ｍ＋１）｝／Ｍ−Ｓｉ（ｎ） (14) ここで、Ｍは移動平均をとる期間（時点の数）を示す
（本実施例ではＭ＝４）。

【００７４】この時刻ｎにおける誤差信号ΔＳｉ（ｎ）
は図１４に示した制御部１３と同一構成の制御部１３に
制御信号として入力され、次式で表わされる次の時刻ｎ
＋１の信号Ｓｉ（ｎ＋１）を出力させる。この出力信号
は比較器１２ａに入力される一方、自己のノードの例え
ばクロックとして用いられ、また周辺のノードに参照信
号として送信される。尚、Ａは同期対象入力信号であ
る。Ｓｉ（ｎ＋１）＝Ｓｉ（ｎ）＋α・ΔＳｉ（ｎ）＋Ａ (15)

【００７５】本実施例では定常状態では、自己の信号の
値と参照信号の移動平均の値が一致しているのでΔＳｉ
（ｎ）＝０であり、自己の信号は変化しない。一方、自
己の信号の値が何らかの原因で変化するか、参照信号の
値が変化した場合には、ΔＳｉ（ｎ）を０とするように
制御が働き、自己の信号の値Ｓｉ（ｎ＋１）が変化す
る。これにより、各ノードが周辺のノードと同期がとら
れるように動作することとなり、全体としてネットワー
ク内の各ノードが同期することとなる。

【００７６】また、参照信号の値が異常に大きく、又は
小さく変化した場合には、移動平均化操作により、その
影響による変化率は１／４に抑えられ、自己の信号量は
緩やかに変化する。

【００７７】このことについて、図１８及び図１９と共
に更に説明すると、図１８及び図１９は夫々ノード数３
６、参照信号数３の場合で、図１８は時間フィルタをか
けない場合（図９の実施例中、シフトレジスタ１５ａを
有しない場合）の信号量対時間特性を示し、図１９は図
１７の構成の信号量対時間特性を示す。また、図１８及
び図１９は図１５及び図１６と同様に、すべてのノード
の信号量の変化を同一のグラフにプロットしている。

【００７８】図１８ではｄに示す如く一つの参照信号の
値が異常に大きく変化すると、他のノードの信号量はｅ
に示す如く信号量の変化は大きくはないが急峻に変化し
た後徐々に一定値に収束する。これに対し、本実施例で
は図１９にｆで示す如く一つの参照信号の値が異常に大
きく変化した場合、他のノードの信号量はｇに示す如く
信号量の変化が小さく、しかも緩やかに変化することが
わかる。従って、参照信号の異常な変化や外乱の影響を
殆ど受けない安定なネットワーク同期制御ができる。

【００７９】なお、上記実施例では演算（時間フィル
タ）として単純移動平均を使っているが、単純移動平均
の他にも、ある時間内での区間平均、現在からの時間に
対応する値を荷重とする荷重平均、最多入力値（メディ
アン）、最大・最小を除いた平均、などを使用してもよ
い。現在からの時間に対応する値を荷重とする荷重平均
を使用する場合には、例えば、現在からの時間の逆数を
荷重とすれば、過去の値ほど、現在の制御値に影響を与
えないので、単純移動平均を使用する場合よりも初期状
態から定常（安定）状態までの収束時間が早くなる。メ
ディアン、最大・最小を除いた平均を使用する場合で
は、突発的な外乱の影響を取り除くことができる。

【００８０】また、上記の実施例では入力参照信号の現
在から過去の数時点の記憶された値に演算（時間フィル
タ）をかけた結果と自己の信号を比較しているが、図３
（Ｂ）に示したように各時点の記憶された信号の値と自
己の信号量とを比較して得た複数の誤差信号に演算（時
間フィルタ）をかけた結果を制御入力として使用しても
よい。

【００８１】すなわち、この場合は（14）式より、次式
の時間フィルタ演算結果が得られる。 ΔＳｉ（ｎ）＝｛_m=1Σ^MΔＳｉｊ（ｎ−ｍ＋１）｝／Ｍ (16) ΔＳｉｊ（ｎ）＝Ｓｊ（ｎ）−Ｓｉ（ｎ） (17)

【００８２】図２０は、図４（Ａ）に示した本発明の実
施例を示したもので、図中、図４（Ａ）及び図１４と同
一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。
図２０において、２１ａは４ビット幅の３段シフトレジ
スタで、前記第３の記憶部２１を構成しており、前記シ
フトレジスタ１５ａと同一構成とされている。また、２
２ａはＲＯＭで、前記第５の演算部２２を構成してお
り、前記ＲＯＭ１６ａと同一構成とされており、アドレ
ス線に入力された４ビット×４の入力の平均値が８ビッ
トのデータ線のうち４ビットから出力されるようにデー
タが予め書き込まれている。

【００８３】次に本実施例の動作について説明するに、
ＲＯＭ１１ａから取り出された４つの参照信号の平均値
はシフトレジスタ２１ａに入力され、１クロック毎に右
方向へシフトされる一方、ＲＯＭ２２ａの４ビットのア
ドレス端子に供給される。ＲＯＭ２２の他の３つの４ビ
ットアドレス端子の各々には、シフトレジスタ２１ａか
ら並列に出力された、過去３つの時点の参照信号平均値
が入力される。ＲＯＭ２２ａはこれら現時点から過去ま
での連続する４つの時点の参照信号平均値の移動平均値
を算出して比較器１２ａへ供給する。すなわち、ＲＯＭ
２２ａは空間フィルタ演算された参照信号に対して更に
時間フィルタ演算された演算結果を比較器１２ａへ供給
する。

【００８４】比較器１２ａはＲＯＭ２２ａからの演算結
果と自己の出力信号との差分をとって次式で表わされる
誤差信号ΔＳｉ（ｎ）を生成する。 ΔＳｉ（ｎ）＝〔_m=1Σ^M｛_j=1Σ^NＳｊ（ｎ−ｍ＋１）｝／Ｎ〕／Ｍ−Ｓｉ（ｎ） (18)

【００８５】この誤差信号ΔＳｉ（ｎ）は制御部１３の
制御信号として入力され、制御部１３より前記（11）式
及び（15）式に示した信号Ｓｉ（ｎ＋１）として出力さ
れる。

【００８６】本実施例も上記の実施例と同様、参照信号
の値が変化した場合は誤差信号ΔＳｉ（ｎ）が０となる
ように制御が働き、ネットワークを構成する各ノード間
の同期がとれるように作用する。更に、本実施例では参
照信号に異常に大きな値又は異常に小さな値が入力され
た場合には、空間フィルタ演算により総変化量は１／４
に抑えられ、かつ、時間フィルタ演算によりその影響に
よる変化率が１／４に抑えられる。

【００８７】なお、上記の空間フィルタ演算としては単
純平均以外の前記した各種演算を用い、また上記の時間
フィルタ演算としては単純移動平均以外の前記した各種
の演算を用いることができることは勿論である。また、
空間フィルタ演算と時間フィルタ演算の順番は上記第３
実施例に限定されるものではなく、図４（Ｂ）に示した
ように参照信号に対して時間フィルタ演算を行なってか
ら空間フィルタ演算を行なってもよい。

【００８８】更に、図５に示したように、参照信号の値
と自己の信号量とを比較して得た複数の誤差信号に空間
フィルタ及び時間フィルタをかけた結果を制御入力ΔＳ
ｉ（ｎ）として使用してもよい。この場合は（18）式よ
りΔＳｉ（ｎ）は次式で表わされる。 ΔＳｉ（ｎ）＝〔_m=1Σ^M｛_j=1Σ^NΔＳｉｊ（ｎ−ｍ＋１）｝／Ｎ〕／Ｍ (19) 但し、 ΔＳｉｊ（ｎ）＝Ｓｊ（ｎ）−Ｓｉ（ｎ） (20) である。

【００８９】また、図６に示したように空間フィルタを
かけた誤差信号に対して時間フィルタをかけてもよい。

【００９０】以上の各実施例は移動通信方式の無線基地
局に適用され、クロックや周波数，送信電力などを移動
通信網全体で同期をとることができるため、特に近年の
無線ゾーンが極めて狭く無線基地局の数が極めて多い移
動通信網に適用して有効である。

【００９１】図２１は、図７に示した本発明に係る網制
御方式の実施例の構成を示したもので、図において２−
１０は位相検出部（図７の２−１に相当）、２−２０は
信号発生部（同じく２−２に相当）、２−２１は乗算
器、２−２２は加減算器、２−２３はレジスタ、２−２
４は発振器、２−２５は制御信号に応じて入力から出力
までのシフト段数を可変にできる段数可変シフトレジス
タ、２−３０は制御部（同じく２−３に相当）、２−３
１は比較器、２−３２はＯＲゲート回路（Ｏ）、２−３
３は可変分周器である。

【００９２】位相検出部２−１０は自己の制御対象値と
してのクロック信号Ｑと他ノードからの制御対象値とし
てのクロック信号Ｒとの位相差を検出して該位相差の絶
対値信号｜Ｅ｜及び符号Ｓを出力しており、信号発生部
２−２０は、制御部２−３０からの付勢（タイミング信
号Ｔ₃）により、その時点位相差信号｜Ｅ｜，Ｓに応じ
て自己が発生するクロック信号Ｑの位相を該位相差信号
｜Ｅ｜が小さくなるように制御する。これを詳細に言う
と、乗算器２−２１は位相差信号｜Ｅ｜，Ｓに所定値α
（０〜１）を乗算して系のループ利得を１以下に保ち、
加減算器２−２２はレジスタ２−２３の累積位相差（制
御信号｜Ｃ｜，Ｓ）に新たな位相差分α｜Ｅ｜，Ｓを加
えて制御信号｜Ｃ｜，Ｓを更新する。一方、発振器２−
２４はクロック信号Ｒと同一周波数のクロック信号Ｑ´
を発生しており、段数可変シフトレジスタ２−２５はク
ロック信号Ｑ´を入力として、その出力のクロック信号
Ｑの位相を制御信号｜Ｃ｜，Ｓに従つて進めたり遅らせ
たりする。

【００９３】この状態で、制御部２−３０は、系が初期
状態とされた場合又は位相差信号｜Ｅ｜の大きさに応じ
て信号発生部２−２０に対する付勢の時間間隔を変え、
例えば、系が初期状態とされた場合又は比較器２−３１
により位相差信号｜Ｅ｜が所定値Ｔ_Hより大きいと判定
された場合には、可変分周器２−３３の分周比を小さく
してタイミング信号Ｔ₃の発生時間間隔を短くし、これ
により信号Ｒへの収束を速める。また、それ以外の場合
には、可変分周器２−３３の分周比を大きくしてタイミ
ング信号Ｔ₃の発生時間間隔を長くし、これにより外乱
等による影響を受けにくくしている。

【００９４】図２２は、上記の実施例における位相検出
部のブロック図で、図において２−１０は位相検出部
（図７〜図９の２−１に相当）、２−１１はＤタイプの
フリップフロップ（ＦＦ）、２−１２はカウンタ、２−
１３は加減算器、２−１４はラッチ、２−１５はセット
／リセットタイプのフリップフロップ（ＦＦ）、２−１
６はアップ／ダウンカウンタ（Ｕ／Ｄカウンタ）、２−
１７はセット／リセットタイプのフリップフロップ（Ｆ
Ｆ）、Ｄは遅延回路、Ｉはインバータ回路、ＮはＮＡＮ
Ｄ回路である。

【００９５】図２３は上記の位相検出部の動作タイミン
グチャートで、以下、図２２及び図２３に基づいて位相
検出部の動作を説明すると、まず他ノードからクロック
信号Ｒが入力すると、その各立ち上がりで一連のタイミ
ング信号Ｔ₁，Ｔ₂が発生する。フリフロップ２−１１
の出力のゲート信号Ｇは、タイミング信号Ｔ₁でリセッ
トされ、且つ最後の遅延回路Ｄの立ち上がりでセットさ
れる信号であり、このゲート信号ＧがＨＩＧＨレベルの
間にカウンタ２−１２は高い周波数のクロック信号ＣＬ
Ｋをカウントアップする。その状態をカウント信号Ａで
示す。

【００９６】一方、フリップフロップ２−１５のセット
及びリセット端子には夫々クロック信号ＲとＱが入力し
ており、今、クロック信号Ｒに対するクロック信号Ｑの
代表的な３つの位相状態を示すと信号Ｑ₁〜Ｑ₃にな
る。ここで、信号Ｑ₁は位相遅れ、信号Ｑ₂は中間の状
態、信号Ｑ₃は位相ｂの進みと考え、信号Ｑ₁には矢印
ａ方向に引き込み、信号Ｑ₃については矢印ｂ方向に引
き込むような制御を行う。なお、信号Ｑ₂についてはど
ちらに引き込んでも良い。

【００９７】この信号Ｑ₁〜Ｑ₃に対するフリップフロ
ップ２−１５の出力、即ち、アップ／ダウンカウンタ２
−１６のアップ／ダウン制御信号Ｕ／Ｄ₁〜Ｕ／Ｄ₃は
図示の通りである。アップ／ダウンカウンタ２−１６は
ゲート信号Ｇによりカウントを付勢されると共に、アッ
プ／ダウン制御信号がＨＩＧＨレベルの間はクロック信
号ＣＬＫをカウントアップし、アップ／ダウン制御信号
がＬＯＷレベルの間はクロック信号ＣＬＫをカウントダ
ウンする。従つて、アップ／ダウンカウンタ２−１６の
アップ／ダウン制御信号Ｕ／Ｄ₁〜Ｕ／Ｄ₃に夫々対応
するカウント信号Ｂを示すと〜の経路をとる。な
お、との場合はカウントＢが０から−１になる状態
があるので、その際にアップ／ダウンカウンタ２−１６
はボロー信号ＢＯを出力し、これがフリップフロップ２
−１７に蓄えられて位相差信号｜Ｅ｜の符号Ｓになる。

【００９８】加減算器２−１３は、との場合は（Ａ
＋Ｂ）を行い位相差信号｜ａ｜＝｜Ａ＋Ｂ｜と符号Ｓ＝
ＨＩＧＨレベル（遅れ位相）をラッチ２−１４にセット
する。またの場合は（Ａ−Ｂ）を行い、差信号｜ｂ｜
＝｜Ａ−Ｂ｜と符号Ｓ＝ＬＯＷレベル（進み位相）をラ
ッチ２−１４にセットする。

【００９９】図２４は、図８に示した本発明に係る網制
御方式の実施例の構成を示したもので、図において２−
４０は時間フィルタ（図７の２−４に相当）、２−４１
〜２−４３は位相差信号｜Ｅ｜，Ｓを順次シフトするシ
フトレジスタ（Ｚ^-1）、２−４４はシフトレジスタ２−
４２，２−４３の出力又はデータ“０”を選択するセレ
クタ、２−４５はアドレス入力０〜ｎに対応する加算平
均値を出力するＲＯＭ、２−５０は制御部、２−５１は
Ｄタイプのフリップフロップ（ＦＦ）である。なお、２
−４０´はアナログ方式の時間フィルタである。

【０１００】位相検出部２−１０は自己のクロック信号
Ｑと他ノードからクロック信号Ｒとの位相差を検出して
該位相差の絶対値信号｜Ｅ｜及び符号Ｓを出力してお
り、信号発生部２−２０は、位相差信号｜Ｅ｜，Ｓに基
づいて自己が発生するクロック信号Ｑの位相を該位相差
信号｜Ｅ｜が小さくなるように制御している。

【０１０１】その際に、時間フィルタ２−４０´又は２
−４０は他ノードからの信号Ｒ、位相差信号｜Ｅ｜，Ｓ
又は該位相差信号に基づく信号発生部２−２０の制御信
号｜Ｃ｜，Ｓに対して時間フィルタ（移動平均）処理を
施しており、この状態で制御部２−５０は、系が初期状
態とされた場合又は位相差信号｜Ｅ｜の大きさに応じて
時間フィルタ２−４０´又は２−４０のフィルタ時間幅
を変える。

【０１０２】これを詳細に言うと、例えば、系が初期状
態とされた場合又は比較器２−３１により位相差信号｜
Ｅ｜が所定値Ｔ_Hより大きいと判定された場合には、フ
リップフロップ２−５１がセットされてその出力信号Ｆ
ＴＷがセレクタ２−４４の入力端子をＢ側に接続し、こ
れにより移動平均をとるためのデータ幅が小さくなって
時間フィルタ２−４０のレスポンスが速まり、信号Ｒへ
の収束を速める。またそれ以外の場合には、フリップフ
ロップ２−５１がリセットされてその出力信号ＦＴＷが
セレクタ２−４４の入力端子をＡ側に接続し、これによ
り移動平均をとるためのデータ幅が大きくなって時間フ
ィルタ２−４０のレスポンスが遅くなり、外乱等による
影響を受けにくくなる。

【０１０３】図２５は、図９に示した本発明に係る網制
御方式の実施例の構成を示したもので、図において２−
６０は入出力レベル変換部（図９の２−６に相当）、２
−６１は複数種のレベル変換特性を記憶しているＲＯ
Ｍ、２−７０は制御部、２−７１はＤタイプのフリップ
フロップ（ＦＦ）である。なお、２−６０´はアナログ
タイプの入出力レベル変換部である。

【０１０４】位相検出部２−１０は自己のクロック信号
Ｑと他ノードからクロック信号Ｒとの位相差を検出して
該位相差の絶対値信号｜Ｅ｜及び符号Ｓを出力してお
り、信号発生部２−２０は、位相差信号｜Ｅ｜，Ｓに基
づいて自己が発生するクロック信号Ｑの位相を該位相差
信号｜Ｅ｜が小さくなるように制御している。

【０１０５】その際に、入出力レベル変換部２−６０´
又は２−６０は他ノードからの信号Ｒ、位相差信号｜Ｅ
｜，Ｓ又は該位相差信号に基づく信号発生部２−２０の
制御信号｜Ｃ｜，Ｓに対して入出力レベルの変換を行っ
ており、この状態で制御部２−７０は、系が初期状態と
された場合又は位相差信号｜Ｅ｜の大きさに応じて入出
力レベル変換部２−６０´又は２−６０のレベル変換特
性を変える。

【０１０６】これを詳細に言うと、例えば、系が初期状
態とされた場合又は比較器２−３１により位相差信号｜
Ｅ｜が所定値Ｔ_Hより大きいと判定された場合には、フ
リップフロップ２−７１がセットされてその出力信号Ｌ
ＣがＲＯＭ２−６１の一方のレベル変換特性（例えば粗
い量子化特性又は直線量子化特性等）を選択し、これに
より入出力のダイナミック量子化レンジが広がり又は量
子化レンジが線形になって、信号Ｒへの収束が速まる。
またそれ以外の場合には、フリップフロップ２−７１が
リセットされてその出力信号ＬＣがＲＯＭ２−６１の他
方のレベル変換特性（例えば入力レベルが０付近の量子
化精度を高めた非直線量子化特性等）を選択し、これに
より入力レベルが０付近の量子化精度を高めて信号Ｒへ
の収束精度を高めている。

【０１０７】尚、本実施例はクロック信号の位相同期の
みならず各種信号パラメータ、制御パラメータ等の大き
さの同期にも適用可能である。

【０１０８】図２６は上記の実施例における誤差検出部
のブロック図で、図において２−８０は誤差検出部（図
７〜図９の２−１に相当）、２−８１は受信部、２−８
２は復調部、２−８３はＡ／Ｄ変換部、２−８４は減算
器である。

【０１０９】例えば、他ノードからの信号Ｒとして、所
定の信号パラメータの振幅変調信号が送られてくるよう
な場合には、受信部２−８１で変調信号を受信し、復調
部２−８２で信号パラメータの振幅を復調して、これを
Ａ／Ｄ変換器２−８３でＡ／Ｄ変換する。そして、減算
器２−８４によりＡ／Ｄ変換器２−８３の出力と自己の
信号パラメータＰの振幅との差信号を求め、上記と同様
にして、信号パラメータの同期化制御を行うことができ
る。

【０１１０】この場合に、信号発生部２−２０は、誤差
信号｜Ｅ｜，Ｓに基づいて自己の信号パラメータＰの振
幅を該誤差信号｜Ｅ｜が小さくなるように制御するもの
で良い。

【０１１１】なお、上記実施例では段数可変シフトレジ
スタ２−２５でクロック信号Ｑ´の位相をシフトするよ
うにしたが、制御信号｜Ｃ｜，Ｓで発振器２−２４の発
振周波数を直接制御するようにしても良い。

【０１１２】また、上記実施例では比較器２−３１で差
信号｜Ｅ｜が所定値Ｔ_Hより大きいか否かを判別した
が、更に複数段の閾値Ｔ_Hiを設けて差信号｜Ｅ｜の大き
さを多段階に判別し、これに応じて被制御対象を多段階
に制御するようにしても良い。

【０１１３】また、上記実施例では他ノードからの信号
Ｒが一つの場合を示したが、複数のノードとの間で相互
にかつ同時に同期をとることも可能であり、この場合に
は、例えば複数の信号Ｒに対して平均化等の処理をした
後の信号を検出部に入力しても良く、あるいは各ノード
からの信号Ｒ_iと自己の信号Ｑとの差信号Ｅ_iを求め、
これらに平均化等の処理をしたものを差信号Ｅとしても
良い。

【０１１４】また、系が初期状態とされた場合又は差信
号Ｅの大きさに応じてループ利得αを変えるようにして
も良い。

【０１１５】また、上記の実施例では時間フィルタ２−
４０を用いたが、他にハイパスフィルタ、ノッチフィル
タ、バンドパスフィルタ等のフィルタ特性を用意してこ
れらのフィルタ特性を変えるようにしても良い。

【０１１６】周波数制御における平均化の実施例（図２
７〜図３５）：図１０に示した平均化部３−５におけ
る空間的な平均化（フィルタリング）の実施例を以下に
示す。この場合、以下のｇ_1i〜ｇ_6iが(7)式の右辺第２
項のΔｆ_i(t) と置き換えられてｆ_i(t＋1)を制御する
ことになる。

【０１１７】（１）最も単純な平均化例は算術平均であ
り、 (5)式に等しく、ｇ_1i(t) ＝Δｆ_i(t) ＝〔_j=1Σ^N｛(f_i'(t)＋ f_sij) −ｆ_j'(t)〕／Ｎ＝｛_j=1Σ^NΔｆ_ij (t)｝／Ｎ (21) となる。ここで、Δｆ_ij(t) は、上述の如くｉ番目の基
地局の周波数 f_i'(t)とその隣接した基地局のj 番目の
局の周波数f _j'(t)との相対的な周波数誤差を示してい
る。即ち、 Δｆ_ij(t) ＝ (ｆ_i'(t)− f_sij) −f _j'(t) (22) で表わされる。

【０１１８】（２）上記(21)式の算術平均において、Δ
ｆ_ij (t)の最大値と最小値を(21)式から除外して、ｇ_2i(t) ＝〔_k=1Σ^N-2Δｆ_ik (t)〕/(N-2) (23) なる平均化を行ってもよい。但し、この場合には、Ｎ≧
３の必要がある。また、k は、j ＝１，２，…，N から
最大値と最小値を除外したＮ−２局を表わす。

【０１１９】（３）また、上記のようにΔｆ_ij(t) の検
出と同時に、Ｃ／Ｎ（搬送波電力／雑音電力）又はＳ／
Ｎ（信号／雑音）検出部（図示せず）を設けて隣接する
各基地局のＣ／Ｎを検出を行った場合、Ｃ／Ｎ＝γ_jと
して各周波数誤差Δｆ_ij (t)に荷重を与えると、ｇ_3i(t) ＝〔_j=1Σ^Nγ_j(t) Δ・ｆ_ij(t) ｝／｛_j=1Σ^Nγ_j(t) ｝〕／Ｎ (24) なる荷重平均も求めることができる。

【０１２０】（４）更に、上記の平均値ｇ_2iとｇ_3iを組
み合わせることにより、ｇ_4i(t) ＝〔_k=1Σ^N-2γ_k(t) ・Δｆ_ik (t)｝／〔_k=1Σ^N-2γ_k(t) ｝〕 ÷(N-2) (25) なる平均値を用いてもよい。

【０１２１】（５）更には、上記のＣ／Ｎ＝γ_jに閾値
γ_thを設定し、γ_j＜γ_thとなったときのΔｆ_ij(t) を
平均化から除外することにより、ｇ_5i(t) ＝〔_l=1Σ^N'Δｆ_i1 (t)〕／Ｎ’ (26) を平均値として用いることもできる。但し、_l=1Σ^N'は
γ_l＞γ_thを満たす数N'のΔｆ_il(t) を加算する意味で
ある。

【０１２２】（６）更に、上記の平均値ｇ_3iとｇ_5iを組
み合わせることにより、ｇ_6i(t) ＝〔_l=1Σ^N'γ_l(t) ・Δｆ_il(t) ｝／〔_l=1Σ^N' γ_l(t) ｝〕 ÷Ｎ’ (27) なる平均値を用いてもよい。

【０１２３】以上に示したような平均化部２−５におけ
る空間的な平均化を行った後に必要に応じて行われる時
間的な平均化（フィルタリング）の実施例が図２７に示
されている。この場合、以下のＧ^a _ki(t) （ｋ＝１〜
３，ａ＝１〜６）が (7)式の右辺第２項のα・Δｆ
_i(t) と置き変えられて、 f_i(t+1) を制御することに
なる。

【０１２４】同図(a) は所謂トランスバーサル・フィル
タを用いたものであり、周波数誤差の空間的な平均値Δ
ｆ_i(t) を直列に入力するＭ個の遅延素子ＴとＭ個のタ
ップ係数α_nと１つの加算器ＡＤＤ１とで、Ｇ^a _1i(t) ＝_n=0Σ^Mα_n・ｇ_ai(t-n) (28) なる周波数制御信号が得られる。但し、α_n＜１であ
り、ａ＝１〜６で空間的平均の種類を表わす。

【０１２５】また、同図(b) には完全積分型フィルタが
示されており、この例では、乗算係数α及びβの各乗算
器と加算器ＡＤＤ２，ＡＤＤ３と遅延器Ｔとにより、Ｇ^a _2i(t) ＝α・ｇ_ai(t) ＋β・ h_ai(t) (29) h_ai(t) ＝ h_ai(t-1)+ｇ_ai(t) (30) なる周波数制御信号が得られる。

【０１２６】更に、同図(c) には不完全積分型フィルタ
が示されており、この例では、乗算係数α及びβの各乗
算器と加算器ＡＤＤ４と遅延器Ｔとにより、Ｇ^a _3i(t) ＝α・ｇ_ai(t) ＋β・Ｇ^a _3i(t-1) (31) なるフィルタ平均値が得られる。このフィルタは、同図
(a) において、のときに相当している。

【０１２７】以上のような図２７に示した各フィルタを
用いて平均化部２−５で平均化演算を行い、図１０に示
す送信周波数制御部２−６で送信周波数の制御を行った
ときの制御対象値間誤差としての周波数誤差のシミュレ
ーションが図２８〜３５に示されている。但し、この例
では、図１１に示すように基地局Ａでは６つの基地局が
隣接しているものとしている。基地局Ｂ、Ｃ、Ｄでは、
それぞれ最短距離で隣接する２、３、４局との周波数誤
差検出による制御を行う。また、ｔ＝0 における初期状
態では、各基地局の周波数誤差はランダムであり、−１
〜＋１にわたりほぼ一様に分布しているものとする。

【０１２８】上記(21)式のｇ_1i(t) の単純な空間的算
術平均を行ったときの送信周波数の制御が図２８に示さ
れており、時間の経過と共に隣接基地局間の周波数誤差
が“０”に近づいて行くことが示されている。尚、横軸
は時間、縦軸は正規化された周波数誤差を示している。

【０１２９】上記(21)式のｇ_1i(t) の単純な空間的算
術平均に、図２７(a) のトランスバーサル型フィルタに
よる時間的平均化を加えたときのＧ^a _1i(t) による制御
の場合の周波数誤差が図２９に示されている。ここで、
α_n＝0.5 、Ｍ＝８としている。図２８に比較して周波
数誤差の収束（引き込み）が速く行われており、時定数
が小さいことが分かる。但し、時定数が小さいというこ
とはノイズに弱いという側面がある。

【０１３０】上記(21)式のｇ_1i(t) の単純な空間的算
術平均に、図２７(b) の完全積分型フィルタによる時間
的平均化を加えたときの周波数誤差が図３０に示されて
おり、図２９に比較して更に周波数誤差の収束が速く行
われていることが分かる。この例では、(29)式のα＝
０．８、β＝０．６としている。

【０１３１】上記(21)式のｇ_1i(t) の単純な空間的算
術平均に、図２７(c) の不完全積分型フィルタによる時
間的平均化を加えたときの周波数誤差が図３１に示され
ており、図３０の場合とほぼ似たような周波数誤差の収
束が行われていることが分かる。この例では、(32)式の
α、βは、α＝０．８、β＝０．６としている。

【０１３２】上記(21)式のｇ_1i(t) 単純な空間的算術
平均化演算において、図１１に示したように基地局中の
基準局Ｒを設定した場合の周波数誤差の推移が図３２に
示されており、該基準局Ｒの送信周波数に漸近して行く
ことが分かる。この例では、基準局の周波数誤差を、基
準局の存在の効果が分かり易いように、０．７５に設定
している。

【０１３３】基準局Ｒを設定した場合であって、上記
(21)式のｇ_1i(t) 単純な算術平均に、図２７(a) のトラ
ンスバーサル型フィルタによる時間的平均化を加えたと
きの周波数誤差が図３３に示されており、図３２に比較
して基準局Ｒの送信周波数への漸近速度が速く行われて
いることが分かる。

【０１３４】基準局Ｒを設定した場合であって、上記
(21)式のｇ_1i(t) 単純な算術平均に、図２７(b) の完全
積分型フィルタによる時間的平均化を加えたときの周波
数誤差が図３４に示されており、基準局Ｒの送信周波数
への収束が振動しながら行われていることが分かる。

【０１３５】基準局Ｒを設定した場合であって、上記
（１）の単純な算術平均に、図２７(c) の不完全積分型
フィルタによる時間的平均化を加えたときの周波数誤差
が図３５に示されており、基準局Ｒの送信周波数への漸
近がトランスバーサル型フィルタの場合と同じような波
形を呈していることが分かる。

【０１３６】タイミング（位相）制御の実施例（図３６
〜図４５）：図３６は、図１２に示した好ましい態様
としての本発明に係る網制御方式の要部の第１実施例の
構成図を示しており、この実施例では図３７に示す如
く、無線基地局ＢＳ１が周辺の無線基地局ＢＳ２〜ＢＳ
５と回線接続されたネットワークを構成しており、無線
基地局ＢＳ１の要部が図３６に示す構成を有している
が、他の無線基地局ＢＳ２〜ＢＳ５についても同様であ
る。無線基地局ＢＳ１〜ＢＳ５の各々は移動局と例えば
ＴＤＭＡ方式で移動通信を行うと共に、各々任意のフレ
ーム用クロック周波数とフレーム位相（制御対象値）で
信号を送信する。尚、以下の実施例ではＴＤＭＡ方式を
例にとって説明するが、ＦＤＭＡ方式及びＣＤＭＡ方式
の場合にはフレームに関係無く各無線基地局ＢＳ１〜Ｂ
Ｓ５は任意のクロック周波数とクロック位相で信号を送
信することにより同様に適用することができる。

【０１３７】図３６において、２０１〜２０４はそれぞ
れ比較器で、図３７に示した周辺の無線基地局ＢＳ２〜
ＢＳ５から有線で直接に、又は無線で通知された各無線
基地局ＢＳ２〜ＢＳ５のフレーム用クロック周波数ｆ₂
〜ｆ₅とフレーム位相θ₂〜θ₅の時刻ｔ−１における
情報Ｉ（ｆ₂,θ₂,ｔ−１）〜Ｉ（ｆ₅,θ₅,ｔ−１）が端
子２０６〜２０９を介してそれぞれ入力される一方、電
圧制御発振器（ＶＣＯ）２１０からこの無線基地局ＢＳ
１自身の時刻ｔ−１における情報Ｉ（ｆ₁,θ₁,ｔ−１）
が入力され、これらを比較する。

【０１３８】そして、比較器２０１〜２０４からは、無
線基地局ＢＳ１自身の時刻ｔ−１におけるフレーム用ク
ロック周波数とフレーム位相に対する周辺の無線基地局
ＢＳ２〜ＢＳ５のフレーム用クロック周波数とフレーム
位相との誤差情報がそれぞれ取り出される。この場合、
各比較器２０１〜２０４においては、ＴＤＭＡのタイム
スロットを規定するフレームを与えるクロック数、即ち
クロック周波数とフレームの先頭を示すクロックの位相
とが比較されてそれぞれの誤差情報が取り出されること
となる。そして、これらの比較器２０１〜２０４の出力
信号は加算器２１１にそれぞれ供給されて加算された
後、除算器２１２で周辺の無線基地局数（ここではＢＳ
２〜ＢＳ５の計４つ）で除算されて空間フィルタリング
され、更に乗算器２１３で係数発生器２１４からの係数
αと乗算される。これにより、乗算器２１３からは前記
(8) 式に示した自局の無線基地局ＢＳ１と周辺の無線基
地局ＢＳ２〜ＢＳ５とのフレーム用クロック周波数とフ
レーム位相の誤差ΔＢ（ｉ,ｔ−１）を示す第１の制御
信号が取り出される。

【０１３９】この第１の制御信号は平均回路２１６によ
り平均化され、更に信号処理回路２１５に供給され、こ
こでＶＣＯ２１０の制御に適した第２の制御信号に変換
された後、ＶＣＯ２１０に印加され、その出力発振周波
数及び位相△Ｂ（ｉ，ｔ−１）が小さくなるように可変
制御する。これにより、ＶＣＯ２１０からは前記（９）
式に示したＢ（ｉ，ｔ）なるノードの大きさを示す信号
が取り出される。尚、ＶＣＯ２１０の出力信号は前記し
た周辺の無線基地局ＢＳ２〜ＢＳ５のそれぞれに対して
も有線又は無線の回線により送信タイミング情報として
通知される。

【０１４０】このようにして、ＴＤＭＡ方式による本実
施例によれば、無線基地局ＢＳ１のフレーム用クロック
周波数とフレーム位相が周辺の無線基地局ＢＳ２〜ＢＳ
５のそれらと同じになるように補正される。尚、このＴ
ＤＭＡ方式の場合には、クロック位相とフレーム用クロ
ック周波数の双方がＶＣＯ２１０で制御されるが、ＦＤ
ＭＡ方式及びＣＤＭＡ方式の場合にはフレームに関係無
いので、クロック周波数とクロック位相がＶＣＯ２１０
で制御されることとなる。

【０１４１】次に本発明に係る網制御方式の要部の第２
の実施例について説明する。本実施例は移動局とＴＤＭ
Ａ方式で移動通信を行なう無線基地局で、かつ、図３９
に示す如く、無線回線中央制御局４０１からの制御によ
り、他の無線基地局と同一のフレーム位相及びクロック
周波数で信号を送信する無線基地局４０２〜４０４にお
ける実施例である。但し、この実施例の場合にはフレー
ム位相のみが制御対象となっている。

【０１４２】図３８において、３０１〜３０４はそれぞ
れ比較器で、後述の位相制御回路３０９からの時刻ｔに
おけるこの無線基地局自身のフレーム位相情報Ｉ
（θ₁，ｔ）が入力される一方、周辺の無線基地局（こ
こでは４局あるものとする）から有線又は無線で通知さ
れた周辺の無線基地局の時刻ｔにおけるフレーム位相情
報Ｉ（θ₂，ｔ）〜（θ₅，ｔ）が端子３０５〜３０８
を介してそれぞれ入力され、それらの差を検出する。こ
こで位相制御回路３０９には、図３９に示した無線回線
中央制御局４０１から基準のフレーム位相情報Ｉ
（θ₀，ｔ）が入力されている。

【０１４３】比較器３０１〜３０４からの出力信号は、
加算器３１０で加算された後、除算器３１１で周辺の無
線基地局（ここでは“４”）で除算されて平均値が求め
られた後、乗算器３１２で係数発生器３１３からの係数
αと乗算される。これにより、乗算器３１２からは自局
の無線基地局と周辺の無線基地局とのフレーム位相の誤
差を示す第１の制御信号が取り出される。

【０１４４】この第１の制御信号は、平均回路３１５に
て平均化された後、信号処理回路３１４に供給され、こ
こで位相制御回路３０９の制御に適した信号形態の第２
の制御信号に変換された後、位相制御回路３０９に供給
され、基準フレーム位相Ｉ（θ₀，ｔ）と周辺の無線基
地局のフレーム位相との差が零となるように制御する。
即ち、位相制御回路３０９の入力信号は基準フレーム位
相であるが、これが第２の制御信号により位相調整され
ることにより、その出力信号は自局のフレーム位相信号
を示すこととなり、比較器３０１〜３０４からの出力信
号は自局のフレーム位相と周辺の無線基地局のフレーム
位相との位相誤差情報を示している。この位相制御回路
３０９は、ＦＤＭＡ方式及びＣＤＭＡ方式の場合にはク
ロック位相を制御することとなる。

【０１４５】次に上記の実施例に基づき、図４０に示す
如くノード数が「８０」のネットワークのシミュレーシ
ョン結果について説明する。初期値を乱数で与え、前記
係数αを０．５にした場合のシミュレーション結果を図
４１及び図４２に示す。両図中、縦軸はノードの大きさ
Ｂ（ｉ，ｔ）、横軸は時間を示す。図４１（Ｂ），
（Ｃ）はそれぞれ異なる２つのノードの引き込み特性を
示しており、これらの引き込み特性を８０個の全ノード
について重ねた引き込み特性を図４１（Ａ）に示す。こ
の図４１（Ａ）よりわかるように、各ノードの大きさは
所定時間後、すべて等しくなっていることがわかる。

【０１４６】また、図４０において、ノード８１をネッ
トワークに新たに追加増設した場合、ネットワークの各
ノードの特性は図４２（Ａ）にＩで示す如く追加増設し
た時点で若干引き込み特性が乱れるが、すぐに同期した
状態となる。また、図４０において、ノード７３をネッ
トワークから切り離した場合は、ネットワークの各ノー
ドの特性は図４２（Ａ）にIIで示す如く、切り離した時
点で若干引き込み特性が乱れるが、やはりすぐに同期し
た状態となることがわかる。

【０１４７】図４２（Ｂ）は初期値を０としてノード８
０を追加したときのノード８０の引き込み特性ａと、ノ
ード７３の値Ｂ（ｉ，ｔ）を強制的に０にした後、ネッ
トワークから切り離したときの特性ｂとを示す。このよ
うに、ノードを追加したり切り離した場合でも、ネット
ワーク中の各ノードは安定した同期状態にあることがわ
かる。

【０１４８】従って、本実施例によれば、移動通信にＴ
ＤＭＡ、ＦＤＭＡ、或いはＣＤＭＡ方式を適用する場
合、ハンドオーバの無瞬断化等のために無線基地局のタ
イミング同期をとることができる。この場合、各ノード
が無線基地局に対応し、その大きさが周波数あるいは位
相情報とすると、シミュレーションの結果より同期がと
れることがわかる。また、本実施例によれば、無線基地
局の増設、あるいは無線基地局の故障などにもフレーム
同期は大きく乱れることなく安定していることがわか
る。

【０１４９】尚、本発明によるネットワーク構成例とし
ては、図４０に限らず、図４３乃至図４５に示した実施
例も考えられる。図４３に示した実施例や図４４に示し
た実施例では、基本的には隣接ノード同士が接続される
が、図４５に示した実施例では５個のうち１個のノード
（無線基地局）をローカル同期接続し、その無線基地局
を中心に残りの４個の無線基地局を接続することができ
る。

【０１５０】引込範囲を設定した実施例（図４６〜図４
９）：例えば、タイミング位相を制御対象値とした場
合において、既に相互同期状態にある網で或る一つのノ
ード（基地局）のタイミング位相が相互同期制御不能に
なったとすると、この方式では網の絶対的な基準が無い
ので、相互同期状態では全体の相互平均値に落ち着くこ
とになる。それ故、網内の一つのノードが制御不能に陥
ると、他のノードはその制御不能になっているノードの
値に追従することになり、相互同期状態に再び引き込む
までには図４６の時間対信号量Ｔｉ（ｎ）のシミュレー
ションによる特性グラフに示すように時間がかかってし
まうが、相互同期状態には引き込むことができる。

【０１５１】しかしながら、特に幾つもの制御不能ノー
ドが発生すると、相互同期状態に再び引き込むまでに長
い時間がかかってしまうか或いは引込が行えなくなって
しまう。この状態が、図４７のシミュレーショングラフ
に示されており、時間が経過しても引込が進行しないた
めに信号量Ｔｉ（ｎ）が減少しないことを示している。

【０１５２】そこで、図４８に示すように、ハイブリッ
ド５０１からの受信信号を復調器５０２で復調して分離
器５０３で隣接するノードからの受信信号をノード別に
分離し、それぞれ差検出器５０４−１〜５０４−ｎで基
準値と比較してそれぞれの差分値を引込範囲検出器５０
５に与える。尚、受信データは分離器５０３から回線終
端回路５０９を経て受信されることとなる。

【０１５３】そして、引込範囲検出器５０５では、これ
らの差分値の内で所定の閾値を越えるようなものを検出
したときには、表示器５０６にアラーム情報として当該
ノードの番号等を表示すると共にこのノード番号に対応
するリセット信号をリセット信号生成部５０７で生成し
て合成部５０８に送る。

【０１５４】この合成部５０８では回線終端回路５０９
からの送信データに上記のリセット信号を付加して遅延
調整回路５１０に送ると、この遅延調整回路５１０では
引込範囲検出器５０５からの制御信号により所定の遅延
時間を送信データに与えた後、変調器５０４からハイブ
リッド５０１を経て送信されることとなる。

【０１５５】このようなリセット信号を受けたノードで
は、分離器５０３及びリセット信号分離器５１１でその
リセット信号を分離し、引込範囲検出器５０５をリセッ
トすると共に遅延調整回路５１０を遅延制御して引込タ
イミングを調整し引込範囲内になるようにする。

【０１５６】この結果、図４９のシミュレーショングラ
フに示すように引込時間は大幅に短縮されることが分か
る。

【０１５７】ノード選択の実施例（図５０〜図５２）：
上記のように引込範囲を設定することにより相互同期
制御が安定するまでの時間が短縮されることが示された
が、この他に、或るノード間のタイミング差が突然変動
したような場合には、各ノードにおいて比較対象のノー
ドをランダムに選択していると、その変動が近隣ノード
に広がってしまい、網全体が安定するまでにやはり時間
（ｔ＝１４０）がかかり過ぎることとなる（図５０参
照）。

【０１５８】そこで、図５１に示すように比較対象とす
るノードの選び方に或る一定の規則性も持たせ、網内の
変動が自局に戻らないように、矢印の方向にあるノー
ド、即ち網の中心を決めておき、その中心に近い方のノ
ードとだけ同期をとるように制御するなどの方向性を持
たせる。実際には、各ノードに有る指向性アンテナによ
り選択するノードを予め決めておき、全体的に図５１の
ような方向性を持たせて制御を実行すればよい。そし
て、各ノードの制御情報は無線のＢＣＣＨのような同報
チャネルを利用してその中に情報を載せ、各ノードは任
意にその情報を受信し、自局との差を補正することとな
る。

【０１５９】このようにすると、図５２のシミュレーシ
ョン結果に示すように網全体が安定するまでの収束時間
を早める（ｔ＝２７）ことができる。

【０１６０】ダイバーシティ受信方式を用いた同期制御
の実施例（図５３〜図５４）：上述したように、例え
ば図１０の網制御方式の場合には、周波数誤差検出部３
−４から出力される周波数誤差Δｆの空間平均を平均化
部３−５で演算する際に、通常、このΔｆにＳ／Ｎ検出
部（図示せず）からの受信Ｃ／Ｎを乗じて荷重を与える
ことを前提にしている。これは、図１２のタイミング制
御の場合も同様である。

【０１６１】但し、このような場合にはＳ／Ｎ検出部を
設けることが必要になるため、この実施例では、受信ダ
イバーシティ方式を用いて各系統毎に通常設けられる受
信電界強度測定器からの測定値を利用してＳ／Ｎ検出部
の代用とするものである。

【０１６２】図５３は、図１０に示した周波数による網
制御方式に受信ダイバーシティ方式を組み合わせたもの
で、２つの受信アンテナＲＡ１及びＲＡ２による受信信
号のそれぞれに対して受信自動周波数制御部３−３１及
び３−３２を設け、更にこれらの受信自動周波数制御部
３−３１及び３−３２における中間周波信号についての
受信電界強度を測定する測定器（Ｅ１，Ｅ２）３−７及
び３−８を設け、その測定値を比較選択部３−９で比較
し、大きい方の測定値を平均化部３−５に与えると共に
この選択結果をセレクタ３−１０での受信データの選択
制御信号として与えている。

【０１６３】図５４は、タイミング制御による網制御方
式に受信ダイバーシティ方式を組み合わせたもので、図
５３との違いは、送信制御部３−６内に平均化部３−５
の出力信号を受けて変調器のタイミングを制御するタイ
ミング制御部３−１１と、一方の受信制御部３−３１か
らの受信タイミング信号と上記のタイミング制御部３−
１１からの送信タイミング信号とを入力して平均化部３
−５へタイミング誤差信号ΔＴを与えるタイミング誤差
検出部３−１１とを設けた点である。

【０１６４】このようにして、周波数制御及びタイミン
グ制御のいずれにおいても、より受信電界強度の大きい
方を周波数誤差又はタイミング誤差に付加して荷重平均
をとることにより、Ｓ／Ｎ検出部を不要にしている。

【０１６５】

【発明の効果】上述の如く、本発明に係る網制御方式で
は、隣接するノード間に通信手段を設け、各ノードは自
己の制御対象値を送信すると共に該制御対象値を隣接局
から受信したノードでは該隣接局の制御対象値に対して
空間フィルタリング及び時間フィルタリングの内のいず
れかのフィルタリングを施し、このフィルタリングを施
した制御対象値と自己の制御対象値との相対誤差が無く
なるように次時刻の自局の制御対象値を制御するように
構成したので、自ノード近傍のノードと相互に制御対象
値に関する情報を授受し合い、相対誤差を見出すことが
できれば、中央に特別な制御局を設ける必要無しに、少
なくとも自ノード近傍において制御対象値に関する相対
誤差を無くすことができ、最終的には、システム全体で
該制御対象値に関して正しく制御された状態を得ること
ができる。

【０１６６】また、誤差信号に空間フィルタリングをか
けているので、空間的に広がる複数の参照信号のうちの
いくつかに外乱又は異常があっても、空間フィルタリン
グによりその影響を除去又は緩和でき、また、時間的に
連続した複数の誤差信号の列のうちのいくつかに外乱あ
るいは異常があっても、時間フィルタリングによりその
影響を除去又は緩和することができる。

【０１６７】また、本発明によれば、自己の信号と他ノ
ードからの信号との差信号に基づき自己の信号を該差信
号が小さくなるように制御すると共に、系が初期状態と
された場合又は差信号の大きさに応じて該制御の時間間
隔、フィルタ特性、又はレベル変換特性を変えるように
構成したので、状態に応じて網同期の収束速度と同期の
安定性を最適に保つことができる。

【０１６８】更に、本発明によれば、全ての基地局にお
いてその基地局の送信周波数と近傍の基地局の送信周波
数とを比較し、その相対的な周波数誤差が基準局間の公
称間隔周波数になるように自局の送信周波数を制御する
ように構成したので、その定常状態では移動局の周波数
誤差の吸収を目的とした過渡的なＡＦＣの動作は、電源
を投入直後だけとなる。また、基地局においても移入し
てきた移動局や新規に発信する移動局に対し過渡的にＡ
ＦＣを動作させる必要がなくなる。このことにより、ハ
ンドオーバー時の通信瞬断を大幅に削減することができ
る。

【０１６９】また、隣接基地局間での無線チャネルの周
波数間隔が正確に制御されていれば、周波数誤差分を考
慮して隣接基地局間の無線チャネルの周波数間隔を予め
広く取っておく必要がなくなり、通信系統全体として周
波数の利用効率を上げることができる。

【０１７０】更に本発明によれば、ＴＤＭＡ、ＦＤＭ
Ａ、及びＣＤＭＡ方式のいずれにおいても、無線基地局
をノードとする分散制御型のネットワークを構成するた
め、従来の集中制御型のネットワークに比しノード数を
増やしても各ノードの負荷は殆ど変わらないようにで
き、また各無線基地局は隣接する複数の無線基地局と接
続されており、そのうち一つの無線基地局との回線が断
となっても、他の残りの正常な無線基地局との接続に基
づいて安定な同期制御ができ、以てバックアップ機能を
有する等の効果を奏するものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る網制御方式の基本的な方法原理を
示したブロック図である。

【図２】本発明の好ましい装置態様（空間フィルタを使
用）を示したブロック図である。

【図３】本発明の好ましい装置態様（時間フィルタを使
用）を示したブロック図である。

【図４】本発明の好ましい装置態様（空間フィルタ及び
時間フィルタを使用）を示したブロック図である。

【図５】本発明の好ましい装置態様（空間フィルタ及び
時間フィルタを使用）を示したブロック図である。

【図６】本発明の好ましい装置態様（空間フィルタ及び
時間フィルタを使用）を示したブロック図である。

【図７】本発明の好ましい装置態様（制御時間間隔可
変）を示したブロック図である。

【図８】本発明の好ましい装置態様（フィルタ特性可
変）を示したブロック図である。

【図９】本発明の好ましい装置態様（レベル変換特性可
変）を示したブロック図である。

【図１０】本発明の好ましい装置態様（周波数制御）を
示したブロック図である。

【図１１】基地局の配置例を示した図である。

【図１２】本発明の好ましい装置態様（タイミング制
御）を示したブロック図である。

【図１３】本発明に適用されるネットワーク構成図であ
る。

【図１４】図２（Ａ）の実施例を示したブロック図であ
る。

【図１５】図１４に関して従来の信号量対時間特性を示
すシミュレーション図である。

【図１６】図１４の信号量対時間特性を示すシミュレー
ション図である。

【図１７】図３（Ａ）の実施例を示したブロック図であ
る。

【図１８】時間フィルタを掛けない場合のシミュレーシ
ョン図である。

【図１９】図１７の特性を説明するためのシミュレーシ
ョン図である。

【図２０】図４（Ａ）の実施例を示したブロック図であ
る。

【図２１】図７の実施例を示したブロック図である。

【図２２】本発明で用いる位相検出部の実施例を示した
ブロック図である。

【図２３】図２３の位相検出部の動作タイミングチャー
トである。

【図２４】図８の実施例を示したブロック図である。

【図２５】図９の実施例を示したブロック図である。

【図２６】本発明で用いる誤差検出部の実施例を示した
ブロック図である。

【図２７】本発明に係る網制御方式に用いる平均化部で
の時間平均化の実施例を示した図である。

【図２８】本発明に用いる平均化部において、単純な空
間的算術平均を行ったときの隣接基地局間の周波数誤差
の推移を時間と共にに示したシミュレーション結果の図
である。

【図２９】本発明に用いる平均化部において、単純な空
間的算術平均に、トランスバーサルフィルタによる時間
的平均化を加えたときの周波数誤差の推移を時間と共に
示したシミュレーション結果の図である。

【図３０】本発明に用いる平均化部において、単純な空
間的算術平均に、完全積分型フィルタによる時間的平均
化を加えたときの周波数誤差の推移を時間と共に示した
シミュレーション結果の図である。

【図３１】本発明に用いる平均化部において、単純な空
間的算術平均に、不完全積分型フィルタによる時間的平
均化を加えたときの周波数誤差の推移を時間と共に示し
たシミュレーション結果の図である。

【図３２】本発明に用いる平均化部において、単純な空
間的な算術平均化演算に、基地局中の基準局Ｒを設定し
た場合の周波数誤差の推移を時間と共に示したシミュレ
ーション結果の図である。

【図３３】本発明に用いる平均化部において、基準局Ｒ
を設定した場合であって、単純な空間的算術平均にトラ
ンスバーサル型フィルタによる時間的平均化を加えたと
きの周波数誤差の推移を時間と共に示したシミュレーシ
ョン結果の図である。

【図３４】本発明に用いる平均化部において、基準局Ｒ
を設定した場合であって、単純な空間的算術平均に完全
積分型フィルタによる時間的平均化を加えたときの周波
数誤差の推移を時間と共に示したシミュレーション結果
の図である。

【図３５】本発明に用いる平均化部において、基準局Ｒ
を設定した場合であって、単純な空間的算術平均に不完
全積分型フィルタによる時間的平均化を加えたときの周
波数誤差の推移を時間と共に示したシミュレーション結
果の図である。

【図３６】図１２の第１実施例の構成ブロック図であ
る。

【図３７】図３６の説明用ネットワーク構成図である。

【図３８】図１２の第２実施例の構成ブロック図であ
る。

【図３９】図３８の説明用ネットワーク構成図である。

【図４０】本発明によるネットワークの実施例の構成図
である。

【図４１】図４０のネットワークの特性説明図である。

【図４２】図４０のネットワーク中のノードの追加また
は切離しによる特性説明図である。

【図４３】本発明によるネットワークの別の実施例の構
成図である。

【図４４】本発明によるネットワークの更に別の実施例
の構成図である。

【図４５】本発明によるネットワークの更に別の実施例
の構成図である。

【図４６】制御不能ノードが少ないときの同期引込特性
（時間対信号量）を示したシミュレーション図である。

【図４７】制御不能ノードが多いときの同期引込特性
（時間対信号量）を示したシミュレーション図である。

【図４８】引込範囲機能を有するノードの実施例を示し
たブロック図である。

【図４９】図４８の実施例の同期引込特性（時間対信号
量）を示したシミュレーション図である。

【図５０】本発明において近接ノードをランダムに選択
したときの同期引込特性（時間対信号量）を示したシミ
ュレーション図である。

【図５１】本発明において、ノード選択の規則性を説明
するための図である。

【図５２】本発明において近接ノードを規則的に選択し
たときの同期引込特性（時間対信号量）を示したシミュ
レーション図である。

【図５３】本発明において周波数制御と受信ダイバーシ
ティ方式とを組み合わせた実施例を示した図である。

【図５４】本発明においてタイミング制御と受信ダイバ
ーシティ方式とを組み合わせた実施例を示した図であ
る。

【図５５】従来方式のネットワークの構成図である。

【符号の説明】

１１第１の演算部１２第１の誤差検出部１２₁〜１２_k 第２の誤差検出部１３制御部１４第２の演算部１５第１の記憶部１６第３の演算部１７第３の誤差検出部１８第２の記憶部１９第４の演算部２１第３の記憶部２２第５の演算部２４第６の演算部２６第４の記憶部２７第７の演算部２−１検出部２−２信号発生部２−３制御部２−４フィルタ２−５制御部２−６入出力レベル変換部２−７制御部３−１基地局３−２移動局３−３自局自動周波数制御部３−４周波数誤差検出部３−５平均化部３−６送信周波数制御部１００セル（ゾーン）１０１無線基地局１０３通知手段１０２移動局１０４補正手段２０１〜２０４，３０１〜３０４比較器２１０電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０９位相制御回路図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号特願平3−75399 (32)優先日平３(1991)４月８日 (33)優先権主張国日本（ＪＰ） (31)優先権主張番号特願平3−189403 (32)優先日平３(1991)７月３日 (33)優先権主張国日本（ＪＰ） (72)発明者竹間智神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地富士通株式会社内 (72)発明者山下敦神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地富士通株式会社内 (72)発明者井上武志神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地富士通株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】隣接するノード間に通信手段を設け、各
ノードは自己の制御対象値を送信すると共に該制御対象
値を隣接局から受信したノードでは該隣接局の制御対象
値に対して空間フィルタリング及び時間フィルタリング
の内のいずれかのフィルタリングを施し、このフィルタ
リングを施した制御対象値と自己の制御対象値との相対
誤差が無くなるように次時刻の自局の制御対象値を制御
することを特徴とした網制御方式。
【請求項２】各々送信信号を発信する複数の無線基地
局をノードとし、移動局が自己の存圏するゾーンの無線
基地局と通信を行なう網制御方式において、前記複数のノードの各々は、前記周辺のノードからの制御対象値としての参照信号に
対して空間フィルタ演算を行なう第１の演算部(11)と、該第１の演算部(11)の出力信号と自己の出力信号との差
を示す制御対象値間の誤差信号を出力する第１の誤差検
出部(12)と、該誤差信号が最小となるように自己の制御対象値として
の同期対象入力信号を制御して自己の情報を示す参照信
号として周辺のノードに対して出力する制御部(13)と、を備えたことを特徴とする網制御方式。
【請求項３】前記第１の誤差検出部(12)の代わりに前
記参照信号と自己の出力信号との差を示す誤差信号を出
力する複数の第２の誤差検出部(12₁〜12_k)を設け、前
記第１の演算部(11)の代りに該複数の第２の誤差検出部
(12₁〜12_k)の各出力信号に対して空間フィルタ演算を
行なう第２の演算部(14)を設け、該第２の演算部(14)の
出力信号を前記制御部(13)への制御信号として与えるこ
とを特徴とする網制御方式。
【請求項４】前記周辺のノードからの参照信号を複数
の時点毎に記憶する第１の記憶部(15)を設けると共に、少なくとも該第１の記憶部(15)からの複数の時点の参照
信号に対して時間フィルタ演算を行い、その演算結果を
前記第１の誤差検出部(12)へ出力する第３の演算部(16)
を前記第１の演算部(11)に代えて設けたことを特徴とす
る請求項２記載の網制御方式。
【請求項５】前記第１の誤差検出部(12)の代りに前記
参照信号と自己の出力信号との差を示す誤差信号を出力
する第３の誤差検出部(17)を設け、前記第１の演算部(11)に代えて該第３の誤差検出部(17)
からの誤差信号を複数の時点毎に記憶する第２の記憶部
(18)と、少なくとも該第２の記憶部(18)からの複数の時
点の誤差信号に対して時間フィルタ演算を行ない、その
演算結果を前記制御部(13)へ制御信号として与える第４
の演算部(19)とを設けたことを特徴とする請求項２記載
の網制御方式。
【請求項６】前記第１の演算部(11)の出力信号を複数
の時点毎に記憶する第３の記憶部(21)と、少なくとも該第３の記憶部(21)からの複数の時点の出力
信号に対して時間フィルタ演算を行ない、その演算結果
を前記第２の誤差検出部(12)へ出力する第５の演算部(2
2)と、を設けたことを特徴とする請求項２記載の網制御方式。
【請求項７】前記参照信号に前記第１の記憶部(15₁〜
15_k) と第３の演算部(16₁〜16_k）とを全部で複数設け
ると共に、該第３の演算部(16₁〜16_k）から時間フィル
タ演算されて取り出された各参照信号を夫々入力信号と
して受け、これに対して空間フィルタ演算を行ない、そ
の演算結果を前記第１の誤差検出部(12)へ制御信号とし
て出力する第６の演算部(24)を設けたことを特徴とする
請求項４記載の網制御方式。
【請求項８】前記第２の演算部(14)から取り出された
空間フィルタ演算された誤差信号を複数の時点毎に記憶
する第４の記憶部(26)と、少なくとも該第４の記憶部(26)からの複数の時点の出力
信号に対して時間フィルタ演算を行ない、その演算結果
を前記制御部(13)へ制御信号として与える第７の演算部
(27)と、を設けたことを特徴とする請求項３記載の網制御方式。
【請求項９】前記第１の演算部(11)の出力信号と自己
の出力信号との差を示す誤差信号を出力する第１の誤差
検出部(12)と、該誤差信号を複数の時点毎に記憶する第２の記憶部(18)
と、少なくとも該第２の記憶部(18)からの複数の時点の誤差
信号に対して時間フィルタ演算を行ない、その演算結果
を前記制御部(13)へ制御信号として与える第４の演算部
(19)とを設けたことを特徴とする請求項２記載の網制御
方式。
【請求項１０】複数ノード間で制御対象値の同期化を
行う網制御方式において、自己の制御対象値としての信号（Ｑ）と他ノードからの
制御対象値としての信号（Ｒ）との差信号（Ｅ）を検出
する検出部(2-1) と、差信号（Ｅ）に基づいて自己の信号（Ｑ）を該差信号
（Ｅ）が小さくなるように制御する信号発生部(2-2)
と、信号発生部(2-2) の前記制御を付勢する制御部(2-3) と
を備え、該制御部(2-3) は系が初期状態とされた場合又は差信号
（Ｅ）の大きさに応じて付勢の時間間隔を変えることを
特徴とする網制御方式。
【請求項１１】複数ノード間で制御対象値の同期化を
行う網制御方式において、自己の制御対象値としての信号（Ｑ）と他ノードからの
制御対象値としての信号（Ｒ）との差信号（Ｅ）を検出
する検出部(2-1) と、差信号（Ｅ）に基づいて自己の信号（Ｑ）を該差信号
（Ｅ）が小さくなるように制御する信号発生部(2-2)
と、他ノードからの信号（Ｒ）、差信号（Ｅ）又は該差信号
に基づく信号発生部(2-2) の制御信号（Ｃ）に対してフ
ィルタ処理を施すフィルタ(2-4) と、フィルタ(2-4) のフィルタ特性を制御する制御部(2-5)
とを備え、制御部(2-5) は系が初期状態とされた場合又は差信号
（Ｅ）の大きさに応じてフィルタ特性を変えることを特
徴とする網制御方式。
【請求項１２】複数ノード間で制御対象値の同期化を
行う網制御方式において、自己の制御対象値としての信号（Ｑ）と他ノードからの
制御対象値としての信号（Ｒ）との差信号（Ｅ）を検出
する検出部(2-1) と、差信号（Ｅ）に基づいて自己の信号（Ｑ）を該差信号
（Ｅ）が小さくなるように制御する信号発生部(2-2)
と、他ノードからの信号（Ｒ）、差信号（Ｅ）又は該差信号
に基づく信号発生部(2-2) の制御信号（Ｃ）に対して入
出力レベルの変換を行う入出力レベル変換部(2-6) と、入出力レベル変換部(2-6) のレベル変換特性を制御する
制御部(2-7) とを備え、制御部(2-7) は系が初期状態とされた場合又は差信号
（Ｅ）の大きさに応じてレベル変換特性を変えることを
特徴とする網制御方式。
【請求項１３】固定基地局(3-1) と移動局とでノード
構成され制御対象値としての送受信周波数が同一の網制
御方式において、各基地局(3-1) が、隣接した基地局の送信周波数に合わ
せる受信自動周波数制御部(3-3) と、該受信自動周波数
制御部(3-3) の出力周波数と自局の送信周波数に基準局
間の公称間隔周波数を加算した周波数との周波数誤差を
検出する周波数誤差検出部(3-4) と、隣接した基地局数
分の該周波数誤差の空間的平均値を算出して空間フィル
タリングを行う平均化部(3-5) と、該周波数誤差を無く
すように該自局の送信周波数を制御する送信周波数制御
部(3-6) と、を備えたことを特徴とする網制御方式。
【請求項１４】該平均化部(3-5) が、該周波数誤差の
時間的な平均化も行うことを特徴とした請求項１３に記
載の網制御方式。
【請求項１５】該基地局(3-1) の内に絶対的な送信周
波数を送信する基準局を設定することを特徴とした請求
項１３又は１４に記載の網制御方式。
【請求項１６】該送受信周波数が異なっており、各基
地局(3-1) 及び移動局がそれぞれ受信周波数と送信周波
数との周波数差を常に制御していることを特徴とした請
求項１３乃至１５のいずれかに記載の網制御方式。
【請求項１７】複数のセル(100) の各々に、任意の制
御対象値としてのタイミングで送信信号を発信する無線
基地局(101) がノードとして存在し、移動局(102) が自
分の存圏する無線基地局との間で移動通信を行う網制御
方式において、前記複数の無線基地局(101) の各々が、周辺の無線基地局(101) に対して自局の送信タイミング
情報を通知する通知手段(103) と、前記周辺の無線基地局(101) から通知された該送信タイ
ミング情報を入力信号として受け、少なくとも自局の送
信信号のタイミングを、該周辺の無線基地局(101) の送
信信号の空間フィルタリング処理を受けたタイミングと
の差が小さくなるように補正する補正手段(104) と、を有することを特徴とした網制御方式。
【請求項１８】前記複数の無線基地局(101) は、前記
移動局(102) との間で時分割多元接続方式の通信を行な
うと共に、各々任意のフレーム用クロック周波数とフレ
ーム位相で信号を送信する基地局であり、前記補正手段(104) が、前記周辺の無線基地局からのフレーム用クロック周波数
及びフレーム位相情報と、自局のフレーム用クロック周
波数及びフレーム位相情報とを夫々比較する比較器(201
〜204)と、該比較器(201〜204)の出力信号から自局と周辺の無線基
地局とのクロック周波数及びフレーム位相の差を算出す
る算出手段(211〜214,216)と、該算出手段(211〜214,216)の出力結果に基づき前記自局
のフレーム用クロック周波数とフレーム位相とを可変出
力する発振手段(210) と、を有することを特徴とした請求項１７に記載の網制御方
式。
【請求項１９】前記複数の無線基地局(101) は、前記
移動局(102) との間で時分割多元接続方式の通信を行な
うと共に、各々同一のフレーム用周波数と任意のフレー
ム位相で信号を送信する基地局であり、前記補正手段(104) が、前記周辺の無線基地局からのフレーム位相情報と無線回
線中央制御局(401) からの基準フレーム位相情報から生
成した自局のフレーム位相情報とをそれぞれ比較する比
較器(301〜304)と、該比較器(301〜304)の出力信号からの自局と周辺の無線
基地局とのフレーム位相差を算出する算出手段(310〜31
3,315)と、該算出手段(310〜313,315)の出力結果に基づき前記無線
回線中央制御局(401)からの該基準フレーム位相情報を
変化させて該自局のフレーム位相情報を生成する制御手
段(309) と、を有することを特徴とした請求項１７に記載の網制御方
式。
【請求項２０】前記時分割多元接続方式、前記フレー
ム用クロック周波数、及び前記フレーム位相の代わりに
それぞれ、周波数分割多元接続方式、クロック周波数、
及びクロック位相を用いたことを特徴とする請求項１８
又は１９に記載の網制御方式。
【請求項２１】前記周波数分割多元接続方式の代わり
に、符号分割多元接続方式を用いたことを特徴とする請
求項２０に記載の網制御方式。
【請求項２２】各ノードが引込範囲を持ち、この引込
範囲内に存在する制御対象値に対してのみ制御を行うこ
とを特徴とした請求項１乃至２１のいずれかに記載の網
制御方式。
【請求項２３】該制御対象値を出力するノードの選択
に一定の規則性を持たせたことを特徴とする請求項１乃
至２２のいずれかに記載の網制御方式。
【請求項２４】該空間フィルタリングが、ダイバーシ
ィティ受信方式によって選択された受信電界強度に基づ
いて該制御対象値の相対誤差に荷重平均を与えたもので
あることを特徴とした請求項１乃至２３のいずれかに記
載の網制御方式。