JPH0566072B2 - - Google Patents
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- JPH0566072B2 JPH0566072B2 JP58114800A JP11480083A JPH0566072B2 JP H0566072 B2 JPH0566072 B2 JP H0566072B2 JP 58114800 A JP58114800 A JP 58114800A JP 11480083 A JP11480083 A JP 11480083A JP H0566072 B2 JPH0566072 B2 JP H0566072B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- filter
- adder
- frequency
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/64—Circuits for processing colour signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はテレビジヨン受像機およびVTRビデ
オチユーナーに用いることができるテレビジヨン
同期受信機に関するものである。
オチユーナーに用いることができるテレビジヨン
同期受信機に関するものである。
従来例の構成とその問題点
近年、テレビジヨン受像機やVTRビデオチユ
ーナーには、可変容量ダイオードとインダクタを
同調素子とする、いわゆる電子チユーナーが広く
使われている。電子チユーナーは、無接点である
ので接点不良の問題がないこと、電子的に制御で
きるので遠隔制御等多機能化に便利であることな
どの利点を有している。しかし可変容量ダイオー
ドの特性がそろわないこと、同調にインダクタを
必要とすることのために、設計通りの特性が得ら
れず、また製造の無調整化、自動化に困難を伴
う。
ーナーには、可変容量ダイオードとインダクタを
同調素子とする、いわゆる電子チユーナーが広く
使われている。電子チユーナーは、無接点である
ので接点不良の問題がないこと、電子的に制御で
きるので遠隔制御等多機能化に便利であることな
どの利点を有している。しかし可変容量ダイオー
ドの特性がそろわないこと、同調にインダクタを
必要とすることのために、設計通りの特性が得ら
れず、また製造の無調整化、自動化に困難を伴
う。
そこで、本出願の発明者は、可変容量ダイオー
ドとインダクタによる同調回路を用いる受信機に
代るものとして、既にコスタスループを応用した
テレビジヨン同期受信機を発明している。
ドとインダクタによる同調回路を用いる受信機に
代るものとして、既にコスタスループを応用した
テレビジヨン同期受信機を発明している。
以下図面を参照しながらこの従来のテレビジヨ
ン同期受信機について説明する。第１図は従来の
テレビジヨン同期受信機の構成を示す要部ブロツ
ク図である。１は高周波入力部、２は第１の同期
検波器、３は第２の同期検波器、４は第１の低域
フイルタ、５は第２の低域フイルタ、６は第１の
信号増幅器、７は第２の信号増幅器、８は位相比
較器、９は第３の低域フイルタ、１０は電圧加算
器、１１は電圧制御発振器、１２は90°移相器、
１３は選局電圧発生装置、１４は映像信号フイル
タである。
ン同期受信機について説明する。第１図は従来の
テレビジヨン同期受信機の構成を示す要部ブロツ
ク図である。１は高周波入力部、２は第１の同期
検波器、３は第２の同期検波器、４は第１の低域
フイルタ、５は第２の低域フイルタ、６は第１の
信号増幅器、７は第２の信号増幅器、８は位相比
較器、９は第３の低域フイルタ、１０は電圧加算
器、１１は電圧制御発振器、１２は90°移相器、
１３は選局電圧発生装置、１４は映像信号フイル
タである。
このように構成されたテレビジヨン同期受信機
についてその動作を以下に説明する。高周波入力
部１に入力された受信希望チヤンネルの映像搬送
波信号をvi（ｔ）とする。vi（ｔ）は残留側波帯変
調されているから vi(t)＝Re｛〔Ｉ(t)＋jQ(t)〕exp ｊ〔ωit+i〕｝ ＝Ｉ(t)cos(ωit+i)−Ｑ(t)sin(ωit+i) ……(1) ここでReは｛ ｝内の式の実数部を示す。Ｉ
（ｔ）は搬送波に対し同相成分の信号でこの中に
映像信号を含む。Ｑ（ｔ）は搬送波に対し直交成
分の信号、ωiは映像搬送波の角周波数、iは映
像搬送波の位相である。このvi（ｔ）は高周波入
力部１を経て第１の同期検波器２の一方の端子に
加えられる。
についてその動作を以下に説明する。高周波入力
部１に入力された受信希望チヤンネルの映像搬送
波信号をvi（ｔ）とする。vi（ｔ）は残留側波帯変
調されているから vi(t)＝Re｛〔Ｉ(t)＋jQ(t)〕exp ｊ〔ωit+i〕｝ ＝Ｉ(t)cos(ωit+i)−Ｑ(t)sin(ωit+i) ……(1) ここでReは｛ ｝内の式の実数部を示す。Ｉ
（ｔ）は搬送波に対し同相成分の信号でこの中に
映像信号を含む。Ｑ（ｔ）は搬送波に対し直交成
分の信号、ωiは映像搬送波の角周波数、iは映
像搬送波の位相である。このvi（ｔ）は高周波入
力部１を経て第１の同期検波器２の一方の端子に
加えられる。
電圧制御発振器１１の出力を
vo（ｔ）＝Ao cos（ωot＋o） ……(2)
とし、これを電圧乗算器から成る第１の同期検波
器２の他方の端子に加えると、その出力vI（ｔ）
は、 vI（ｔ）＝vi（ｔ）・vo（ｔ） ＝AoI（ｔ）／２｛cos〔ωi＋ωo〕ｔ＋i＋o〕 ＋cos〔（ωi−ωo）ｔ＋i−o〕｝ −AoQ（ｔ）／２｛sin〔（ωi＋ωo〕ｔ＋i＋o〕 ＋sin〔（ωi−ωo）ｔ＋i−o〕｝ ……(3) である。電圧制御発振器出力が映像搬送波に同期
すると、ωo＝ωiであるから、 vI（ｔ）＝AoI（ｔ）／２｛cos（2ωit＋i＋o
） ＋cos（i−o）｝−AoQ（ｔ）／２｛sin（2ω
it＋i＋o）＋sin（i−o）｝……(4) 低域フイルタ４で2ωi信号を除去すると、 vI（ｔ）＝AoI（ｔ）／２cos−AoQ（ｔ）／２sin…
…(5) となる。ここではi−oで、映像搬送波と電
圧制御発振器出力との位相差である。もし＝０
ならば、 vI（ｔ）＝AoI（ｔ）／２ ……(6) となる。すなわち映像搬送波に対し同相成分の信
号Ｉ（ｔ）が検波出力として得られる。しかし直
交成分は検波されない。この検波出力は低域フイ
ルタ４および信号増幅器６を経て映像信号フイル
タ１４に加えられる。
器２の他方の端子に加えると、その出力vI（ｔ）
は、 vI（ｔ）＝vi（ｔ）・vo（ｔ） ＝AoI（ｔ）／２｛cos〔ωi＋ωo〕ｔ＋i＋o〕 ＋cos〔（ωi−ωo）ｔ＋i−o〕｝ −AoQ（ｔ）／２｛sin〔（ωi＋ωo〕ｔ＋i＋o〕 ＋sin〔（ωi−ωo）ｔ＋i−o〕｝ ……(3) である。電圧制御発振器出力が映像搬送波に同期
すると、ωo＝ωiであるから、 vI（ｔ）＝AoI（ｔ）／２｛cos（2ωit＋i＋o
） ＋cos（i−o）｝−AoQ（ｔ）／２｛sin（2ω
it＋i＋o）＋sin（i−o）｝……(4) 低域フイルタ４で2ωi信号を除去すると、 vI（ｔ）＝AoI（ｔ）／２cos−AoQ（ｔ）／２sin…
…(5) となる。ここではi−oで、映像搬送波と電
圧制御発振器出力との位相差である。もし＝０
ならば、 vI（ｔ）＝AoI（ｔ）／２ ……(6) となる。すなわち映像搬送波に対し同相成分の信
号Ｉ（ｔ）が検波出力として得られる。しかし直
交成分は検波されない。この検波出力は低域フイ
ルタ４および信号増幅器６を経て映像信号フイル
タ１４に加えられる。
スーパーヘテロダイン受信方式でテレビジヨン
信号を受信したときは、その中間周波増幅器のナ
イキストスロープをもつ特性のために、総合的な
ベースバンド周波数特性は平坦であるとみなせる
が、同期受信方式で受信したときは第２図ａのよ
うになつている。すなわち低域部の電圧利得は高
域部の２倍となつている。そこで第１図に示す従
来例では映像信号フイルタ１４の周波数特性を第
２図ｂのようにしてこれを補正している。
信号を受信したときは、その中間周波増幅器のナ
イキストスロープをもつ特性のために、総合的な
ベースバンド周波数特性は平坦であるとみなせる
が、同期受信方式で受信したときは第２図ａのよ
うになつている。すなわち低域部の電圧利得は高
域部の２倍となつている。そこで第１図に示す従
来例では映像信号フイルタ１４の周波数特性を第
２図ｂのようにしてこれを補正している。
これまでにその構成および動作を説明してきた
従来のテレビジヨン同期受信機では、同期搬送波
再成方式の一種であるコスタスループ（costas
loop）を応用しているので、到来テレビジヨン信
号が微弱でも局部発振器出力をこの到来テレビジ
ヨン信号に容易に同期させることができる。しか
しながら、上記のような構成においては、受信希
望チヤンネルの下側隣接チヤンネルの搬送色信
号、一部の輝度信号および搬送音声信号が受信希
望チヤンネルのベースバンド映像信号に妨害信号
として混入するという問題点を有している。
従来のテレビジヨン同期受信機では、同期搬送波
再成方式の一種であるコスタスループ（costas
loop）を応用しているので、到来テレビジヨン信
号が微弱でも局部発振器出力をこの到来テレビジ
ヨン信号に容易に同期させることができる。しか
しながら、上記のような構成においては、受信希
望チヤンネルの下側隣接チヤンネルの搬送色信
号、一部の輝度信号および搬送音声信号が受信希
望チヤンネルのベースバンド映像信号に妨害信号
として混入するという問題点を有している。
すなわち、第３図を用いて説明する次のような
妨害信号が混入する。搬送テレビジヨン信号は第
３図ａに示すような周波数関係にある信号から成
り立つている。右側に受信希望チヤンネル、左側
に下側隣接チヤンネルを示す。受信希望チヤンネ
ルのテレビジヨン信号は同期検波器２で同期検波
され、第３図ｂに示すようなベースバンド映像信
号、搬送色信号および搬送音声信号に変換され、
下側隣接チヤンネルのテレビジヨン信号は同じく
同期検波器２で第３図ｃに示すような隣接搬送映
像信号、隣接搬送色信号および隣接搬送音声信号
に変換される。このうち第３図ｃの斜線で示した
部分は、同期検波器２の出力が低域フイルタ４を
通過するときに除去される。この部分は隣接搬送
映像信号のエネルギーの大部分を含む。しかし、
第３図ｃのこれ以外の部分、すなわち主として隣
接搬送色信号および隣接搬送音声信号が、第３図
ｂのベースバンド映像信号に混入する。
妨害信号が混入する。搬送テレビジヨン信号は第
３図ａに示すような周波数関係にある信号から成
り立つている。右側に受信希望チヤンネル、左側
に下側隣接チヤンネルを示す。受信希望チヤンネ
ルのテレビジヨン信号は同期検波器２で同期検波
され、第３図ｂに示すようなベースバンド映像信
号、搬送色信号および搬送音声信号に変換され、
下側隣接チヤンネルのテレビジヨン信号は同じく
同期検波器２で第３図ｃに示すような隣接搬送映
像信号、隣接搬送色信号および隣接搬送音声信号
に変換される。このうち第３図ｃの斜線で示した
部分は、同期検波器２の出力が低域フイルタ４を
通過するときに除去される。この部分は隣接搬送
映像信号のエネルギーの大部分を含む。しかし、
第３図ｃのこれ以外の部分、すなわち主として隣
接搬送色信号および隣接搬送音声信号が、第３図
ｂのベースバンド映像信号に混入する。
発明の目的
本発明の目的は、下側隣接チヤンネル搬送色信
号、残留輝度信号および搬送音声信号の、受信希
望チヤンネルのベースバンド映像信号への混入を
著しく減少させるテレビジヨン同期受信機を提供
することにある。
号、残留輝度信号および搬送音声信号の、受信希
望チヤンネルのベースバンド映像信号への混入を
著しく減少させるテレビジヨン同期受信機を提供
することにある。
発明の構成
本発明のテレビジヨン同期受信機は、電圧制御
発振器と、この電圧制御発振器の出力を90°移相
させる90°移相器と、上記電圧制御発振器の出力
と上記90°移相器の出力をそれぞれ同期搬送波と
して映像搬送波信号の同相および直交成分を同期
検波する第１および第２の同期検波器と、この第
１および第２の同期検波器の出力を低域濾波する
第１および第２の低域フイルタと、この第１と第
２の低域フイルタの出力から上記映像搬送波信号
と上記電圧制御発振器の出力の位相差を検出する
位相検出器と、この位相検出器の出力を上記電圧
制御発振器へ帰還する手段と、上記第１の低域フ
イルタの出力に含まれるベースバンド映像信号を
アナログ信号のまま離散値に標本化する信号標本
器と、この信号標本器の出力の中の受信希望チヤ
ンネル映像信号スペクトルを濾波する垂直方向フ
イルタと、この垂直方向フイルタの出力を連続値
に補間して映像信号を得る補間フイルタとを有
し、上記垂直方向フイルタを、受信テレビジヨン
信号のフレーム間のレベル変化に応じて通過帯域
幅を可変する適応型垂直方向フイルタで構成した
ものであり、これにより、受信希望チヤンネルの
ベースバンド映像信号スペクトルおよび搬送色信
号スペクトルを、下側隣接チヤンネルの搬送色信
号スペクトルおよび残留映像信号スペクトルから
分離して選択し、併せて下側隣接チヤンネルの搬
送音声信号の混入を減少させることが可能とな
る。
発振器と、この電圧制御発振器の出力を90°移相
させる90°移相器と、上記電圧制御発振器の出力
と上記90°移相器の出力をそれぞれ同期搬送波と
して映像搬送波信号の同相および直交成分を同期
検波する第１および第２の同期検波器と、この第
１および第２の同期検波器の出力を低域濾波する
第１および第２の低域フイルタと、この第１と第
２の低域フイルタの出力から上記映像搬送波信号
と上記電圧制御発振器の出力の位相差を検出する
位相検出器と、この位相検出器の出力を上記電圧
制御発振器へ帰還する手段と、上記第１の低域フ
イルタの出力に含まれるベースバンド映像信号を
アナログ信号のまま離散値に標本化する信号標本
器と、この信号標本器の出力の中の受信希望チヤ
ンネル映像信号スペクトルを濾波する垂直方向フ
イルタと、この垂直方向フイルタの出力を連続値
に補間して映像信号を得る補間フイルタとを有
し、上記垂直方向フイルタを、受信テレビジヨン
信号のフレーム間のレベル変化に応じて通過帯域
幅を可変する適応型垂直方向フイルタで構成した
ものであり、これにより、受信希望チヤンネルの
ベースバンド映像信号スペクトルおよび搬送色信
号スペクトルを、下側隣接チヤンネルの搬送色信
号スペクトルおよび残留映像信号スペクトルから
分離して選択し、併せて下側隣接チヤンネルの搬
送音声信号の混入を減少させることが可能とな
る。
実施例の説明
以下本発明の一実施例について、図面を参照し
ながら説明する。
ながら説明する。
第４図は本発明の一実施例におけるテレビジヨ
ン同期受信機の要部ブロツク図である。第４図に
おいて、１５は高周波入力部、１６は第１の同期
検波器、１７は第２の同期検波器、１８は第１の
低域フイルタ、１９は第２の低域フイルタ、２０
は第１の信号増幅器、２１は第２の信号増幅器、
２２は位相検出器、２３は第３の低域フイルタ、
２４は電圧加算器、２５は電圧制御発振器、２６
は90°移相器、２７は選局電圧発生装置であり、
これらはそれぞれ第１図の同じ名称の各ブロツク
に対応し、これらから成る部分の動作も既に従来
例について説明したのと同様である。２８はクロ
ツク発生器、２９は信号標本器、３０は映像信号
フイルタ、３１は垂直方向フイルタ制御器、３２
はフイルタ制御遅延補償器、３３は垂直方向フイ
ルタ、３４は水平方向フイルタ、３５は水平方向
遅延補償器、３６は第１の補間フイルタ、３７は
第２の補間フイルタ、３８Ａは搬送色信号Ｃ出力
端子、３８Ｂは輝度信号Ｙ出力端子である。垂直
方向フイルタ３３および水平方向フイルタ３４
は、電荷結合素子CCDのような電荷転送素子で
構成することができる。
ン同期受信機の要部ブロツク図である。第４図に
おいて、１５は高周波入力部、１６は第１の同期
検波器、１７は第２の同期検波器、１８は第１の
低域フイルタ、１９は第２の低域フイルタ、２０
は第１の信号増幅器、２１は第２の信号増幅器、
２２は位相検出器、２３は第３の低域フイルタ、
２４は電圧加算器、２５は電圧制御発振器、２６
は90°移相器、２７は選局電圧発生装置であり、
これらはそれぞれ第１図の同じ名称の各ブロツク
に対応し、これらから成る部分の動作も既に従来
例について説明したのと同様である。２８はクロ
ツク発生器、２９は信号標本器、３０は映像信号
フイルタ、３１は垂直方向フイルタ制御器、３２
はフイルタ制御遅延補償器、３３は垂直方向フイ
ルタ、３４は水平方向フイルタ、３５は水平方向
遅延補償器、３６は第１の補間フイルタ、３７は
第２の補間フイルタ、３８Ａは搬送色信号Ｃ出力
端子、３８Ｂは輝度信号Ｙ出力端子である。垂直
方向フイルタ３３および水平方向フイルタ３４
は、電荷結合素子CCDのような電荷転送素子で
構成することができる。
このように構成された本実施例のテレビジヨン
同期受信機について以下その動作を説明する。こ
のテレビジヨン同期受信機ではテレビジヨン信号
の標本化アナログ信号処理を行う。同期検波回路
出力である第１の信号増幅器２０の出力のうち、
テレビジヨン同期信号またはカラーバースト信号
は分離されてクロツク発生器２８を制御する。こ
のクロツク発生器２８の出力は標本化アナログ信
号処理のためのクロツクである。第１の信号増幅
器２０から出力されたテレビジヨン信号は、信号
標本器２９で標本化アナログ信号に変換され、標
本化アナログフイルタで構成された映像信号フイ
ルタ３０に加えられる。映像信号フイルタ３０の
周波数特性は、既に従来例について示した第２図
ｂの特性と同じである。
同期受信機について以下その動作を説明する。こ
のテレビジヨン同期受信機ではテレビジヨン信号
の標本化アナログ信号処理を行う。同期検波回路
出力である第１の信号増幅器２０の出力のうち、
テレビジヨン同期信号またはカラーバースト信号
は分離されてクロツク発生器２８を制御する。こ
のクロツク発生器２８の出力は標本化アナログ信
号処理のためのクロツクである。第１の信号増幅
器２０から出力されたテレビジヨン信号は、信号
標本器２９で標本化アナログ信号に変換され、標
本化アナログフイルタで構成された映像信号フイ
ルタ３０に加えられる。映像信号フイルタ３０の
周波数特性は、既に従来例について示した第２図
ｂの特性と同じである。
テレビジヨン信号の水平周波数をμ、垂直周波
数をνする２次元周波数を考える。そして水平お
よび垂直方向の単位遅延演算子を複素数Z-1およ
びw-1で表す。すなわち Z-1＝e-j2〓〓〓ｏ ……(11) w-1＝e-j2〓〓〓ｏ ……(12) とする。ここでζpおよびηpは水平および垂直方向
の標本化周期である。
数をνする２次元周波数を考える。そして水平お
よび垂直方向の単位遅延演算子を複素数Z-1およ
びw-1で表す。すなわち Z-1＝e-j2〓〓〓ｏ ……(11) w-1＝e-j2〓〓〓ｏ ……(12) とする。ここでζpおよびηpは水平および垂直方向
の標本化周期である。
垂直方向フイルタ３３の所望の周波数応答Fdv
（ν）を Fdv（ν）＝∞ 〓n=-∞ fdv（ｎ）e-j2〓〓〓on ……(13) と表す。ここで、fdv（ｎ）は対応するインパレス
応答である。すなわち fdv（ｎ）＝１／νp∫vo/2 -vp/2Fdv（ν）ej2〓〓〓on
dν……(14) ここで、νpは標本化周波数で、νp＝１／ηpである
。
（ν）を Fdv（ν）＝∞ 〓n=-∞ fdv（ｎ）e-j2〓〓〓on ……(13) と表す。ここで、fdv（ｎ）は対応するインパレス
応答である。すなわち fdv（ｎ）＝１／νp∫vo/2 -vp/2Fdv（ν）ej2〓〓〓on
dν……(14) ここで、νpは標本化周波数で、νp＝１／ηpである
。
いま、所望の周波数応答Fdv（ν）が第５図に
示すような理想低域フイルタであるとする。すな
わち−νp／２＜ν＜νp／２で、 Fdv（ν）＝ １， ｜ν｜νC ０， νC＜｜ν｜νp／２ ……(15) Fdv（ν）は周期的であるから、式（15）はす
べてのνに対して周波数応答を定める。インパル
ス応答fdv（ｎ）は式（14）と式（15）から fdv（ｎ）＝１／νp∫〓C -〓Cej2〓〓〓on dν ＝sin（2πνCηeｎ）／nπ ……(16) fdv（ｎ）は無限区間数列であるから、これを有
限長の因果性インパルス応答にするために、ｎを
適当なところで打ち切る。すなわち垂直方向フイ
ルタ３３のインパルス応答fv（ｎ）を、 fv（ｎ）＝fdv（ｎ）， ００ｎＮ−１ そのほかのｎで ……(17) とする。一般に、fv（ｎ）を所望のインパルス応
答fdv（ｎ）と有限幅の窓ｇ（ｎ）との積として表
すことができる。すなわちfv（ｎ）は有限数列で
あり、 fv（ｎ）＝fdv（ｎ）ｇ（ｎ） ……(18) として表せる。式（17）の例では次のようにな
る。
示すような理想低域フイルタであるとする。すな
わち−νp／２＜ν＜νp／２で、 Fdv（ν）＝ １， ｜ν｜νC ０， νC＜｜ν｜νp／２ ……(15) Fdv（ν）は周期的であるから、式（15）はす
べてのνに対して周波数応答を定める。インパル
ス応答fdv（ｎ）は式（14）と式（15）から fdv（ｎ）＝１／νp∫〓C -〓Cej2〓〓〓on dν ＝sin（2πνCηeｎ）／nπ ……(16) fdv（ｎ）は無限区間数列であるから、これを有
限長の因果性インパルス応答にするために、ｎを
適当なところで打ち切る。すなわち垂直方向フイ
ルタ３３のインパルス応答fv（ｎ）を、 fv（ｎ）＝fdv（ｎ）， ００ｎＮ−１ そのほかのｎで ……(17) とする。一般に、fv（ｎ）を所望のインパルス応
答fdv（ｎ）と有限幅の窓ｇ（ｎ）との積として表
すことができる。すなわちfv（ｎ）は有限数列で
あり、 fv（ｎ）＝fdv（ｎ）ｇ（ｎ） ……(18) として表せる。式（17）の例では次のようにな
る。
ｇ（ｎ）＝１， ０ｎＮ−１
０， そのほかのｎで ……(19)
式（19）は方形窓を示すが、窓ｇ（ｎ）として
はこれ以外の窓、例えばハミング窓等を用いても
よい。
はこれ以外の窓、例えばハミング窓等を用いても
よい。
なお、所望の周波数応答Fdv（ν）として式
（15）では理想低域フイルタを用いたが、インパ
ルス応答fv（ｎ）が次式で示される周波数応答Fv
（ν）を用いることも考えられる。すなわち fv（ｎ）＝１， ０ｎＮ−１ ０， そのほかのｎで ……(20) Fv（ν）＝N-1 〓 〓n=0 e-j2〓〓〓on＝１−e-j2〓〓〓oＮ／１−e-j2〓〓
〓o＝sin（πνηpＮ）／sin（πνηp）e-j〓〓〓o(N-
1)……(21) 式(21)においてＮ＝２とおいたときのFv（ν）
は、カラーテレビジヨン信号の輝度信号と色信号
の分離（YC分離）に用いられる２水平周期
（2H）型くし型フイルタにほかならない。
（15）では理想低域フイルタを用いたが、インパ
ルス応答fv（ｎ）が次式で示される周波数応答Fv
（ν）を用いることも考えられる。すなわち fv（ｎ）＝１， ０ｎＮ−１ ０， そのほかのｎで ……(20) Fv（ν）＝N-1 〓 〓n=0 e-j2〓〓〓on＝１−e-j2〓〓〓oＮ／１−e-j2〓〓
〓o＝sin（πνηpＮ）／sin（πνηp）e-j〓〓〓o(N-
1)……(21) 式(21)においてＮ＝２とおいたときのFv（ν）
は、カラーテレビジヨン信号の輝度信号と色信号
の分離（YC分離）に用いられる２水平周期
（2H）型くし型フイルタにほかならない。
またFdv（ν−νp／２）を第６図に示すように第５
図の周波数応答をνp／２だけ移動したものとす
る。すなわち、 １， −νp／２ννC−νp／２お
よび Fdv（ν−νp／２）＝ −νC＋νp／２ννp／
２ ０， νC−νb／２＜ν＜−νC＋νp
／２ ……(22) とする。このときインパルス応答fdv（ｎ）は式
（16）から、 fdv（ｎ）＝sin｛2π（νC−νp／２）ηpｎ｝／nπ ＝sin（2πνCηpｎ−nπ）／nπ ＝sin（2πνCηpｎ）／nπ ，ｎは０または偶数 −sin（2πνCηpｎ）／nπ ，ｎは奇数 ……(23) となる。
る。すなわち、 １， −νp／２ννC−νp／２お
よび Fdv（ν−νp／２）＝ −νC＋νp／２ννp／
２ ０， νC−νb／２＜ν＜−νC＋νp
／２ ……(22) とする。このときインパルス応答fdv（ｎ）は式
（16）から、 fdv（ｎ）＝sin｛2π（νC−νp／２）ηpｎ｝／nπ ＝sin（2πνCηpｎ−nπ）／nπ ＝sin（2πνCηpｎ）／nπ ，ｎは０または偶数 −sin（2πνCηpｎ）／nπ ，ｎは奇数 ……(23) となる。
以上のようにして求められた有限数列fv（ｎ）
をタツプ利得として、第７図に示すようなトラン
スバーサル・フイルタを構成する。端子３９には
第４図の映像信号フイルタ３０の出力Xnが入力
として加えられる。４０−１，４０−２，……４
０−Ｎは1H（１水平周期）遅延素子、４１−０，
４１−１……４１−Ｎはfv（ｎ）の利得を有する
乗算器、４２，４３および４４は加算器、４５は
減算器である。ここで、乗算器４１−０，４１−
２，……４１−Ｎは端子３９および1H遅延素子
４０−１，４０−２，……４０−Ｎの出力端に接
続され、加算器４２はタツプ４１−０，４１−
２，４１−４，……４１−Ｎの出力を加算し、加
算器４３は乗算器４１−１，４１−３，……４１
−（Ｎ−１）の出力を加算し、加算器４４は加算
器４２と４３の出力を加算し、減算器４５は加算
器４２と４３の出力を減算する。出力端子４６は
第４図の水平方向遅延補償器３５へ、出力端子４
７は水平方向フイルタ３４へ、それぞれ受信希望
チヤンネルの輝度信号ynYおよび搬送色信号ynCを
出力する。
をタツプ利得として、第７図に示すようなトラン
スバーサル・フイルタを構成する。端子３９には
第４図の映像信号フイルタ３０の出力Xnが入力
として加えられる。４０−１，４０−２，……４
０−Ｎは1H（１水平周期）遅延素子、４１−０，
４１−１……４１−Ｎはfv（ｎ）の利得を有する
乗算器、４２，４３および４４は加算器、４５は
減算器である。ここで、乗算器４１−０，４１−
２，……４１−Ｎは端子３９および1H遅延素子
４０−１，４０−２，……４０−Ｎの出力端に接
続され、加算器４２はタツプ４１−０，４１−
２，４１−４，……４１−Ｎの出力を加算し、加
算器４３は乗算器４１−１，４１−３，……４１
−（Ｎ−１）の出力を加算し、加算器４４は加算
器４２と４３の出力を加算し、減算器４５は加算
器４２と４３の出力を減算する。出力端子４６は
第４図の水平方向遅延補償器３５へ、出力端子４
７は水平方向フイルタ３４へ、それぞれ受信希望
チヤンネルの輝度信号ynYおよび搬送色信号ynCを
出力する。
水平方向フイルタ３４の周波数応答FH（μ）
は、第８図のように受信希望チヤンネルの色副搬
送波周波数3.58MHzを中心として±0.5MHzの通
過帯域を持つ。この水平方向フイルタ３４によつ
て、垂直方向フイルタ３３からの搬送色信号ync
は帯域制限される。一方、垂直方向フイルタ３３
から出力される輝度信号ynY（第８図ａ）は、水平
方向遅延補償器３５で水平方向フイルタ３４で生
じた遅延分だけ補償される。搬送色信号ynCは第
１の補間フイルタ３６で、輝度信号nyYは第２の
補間フイルタ３７でそれぞれ連続値に補間され
て、端子３８Ａおよび端子３８Ｂからアナログ信
号ＣおよびＹとして出力される。
は、第８図のように受信希望チヤンネルの色副搬
送波周波数3.58MHzを中心として±0.5MHzの通
過帯域を持つ。この水平方向フイルタ３４によつ
て、垂直方向フイルタ３３からの搬送色信号ync
は帯域制限される。一方、垂直方向フイルタ３３
から出力される輝度信号ynY（第８図ａ）は、水平
方向遅延補償器３５で水平方向フイルタ３４で生
じた遅延分だけ補償される。搬送色信号ynCは第
１の補間フイルタ３６で、輝度信号nyYは第２の
補間フイルタ３７でそれぞれ連続値に補間され
て、端子３８Ａおよび端子３８Ｂからアナログ信
号ＣおよびＹとして出力される。
第９図に下側隣接チヤンネルの搬送色信号およ
び残留輝度信号のスペクトルと受信希望チヤンネ
ルの輝度信号および搬送色信号のスペクトルとの
周波数関係を示す。下側隣接チヤンネルの映像信
号搬送波は6MHz（NTSC方式による。以下
NTSC方式により説明する。）であるが、受信希
望チヤンネルの水平走査周波数H（4.5MHz÷286）
の２分の１の周波数の整数倍で6MHzに最も近い
値を有しているのは、 fH／２×763＝6.00262（ＭHz） である。これは下側隣接チヤンネルの映像信号搬
送波の周波数に最も近い受信希望チヤンネルの搬
送色信号のスペクトルの周波数である。これらの
周波数の差は2.62KHzとなる。したがつて下側隣
接チヤンネルの輝度信号のスペクトルと受信希望
チヤンネルの搬送色信号のスペクトルとの周波数
差は2.62KHzである。また下側隣接チヤンネルの
搬送色信号のスペクトルは下側隣接チヤンネルの
輝度信号のスペクトルに対し、また受信希望チヤ
ンネルの輝度信号のスペクトルは受信希望チヤン
ネルの搬送色信号のスペクトルに対し、共にH／
２の周波数差を持つから、下側隣接チヤンネルの
搬送色信号のスペクトルは受信希望チヤンネルの
輝度信号のスペクトルに対し2.62KHzの周波数差
を持つ。
び残留輝度信号のスペクトルと受信希望チヤンネ
ルの輝度信号および搬送色信号のスペクトルとの
周波数関係を示す。下側隣接チヤンネルの映像信
号搬送波は6MHz（NTSC方式による。以下
NTSC方式により説明する。）であるが、受信希
望チヤンネルの水平走査周波数H（4.5MHz÷286）
の２分の１の周波数の整数倍で6MHzに最も近い
値を有しているのは、 fH／２×763＝6.00262（ＭHz） である。これは下側隣接チヤンネルの映像信号搬
送波の周波数に最も近い受信希望チヤンネルの搬
送色信号のスペクトルの周波数である。これらの
周波数の差は2.62KHzとなる。したがつて下側隣
接チヤンネルの輝度信号のスペクトルと受信希望
チヤンネルの搬送色信号のスペクトルとの周波数
差は2.62KHzである。また下側隣接チヤンネルの
搬送色信号のスペクトルは下側隣接チヤンネルの
輝度信号のスペクトルに対し、また受信希望チヤ
ンネルの輝度信号のスペクトルは受信希望チヤン
ネルの搬送色信号のスペクトルに対し、共にH／
２の周波数差を持つから、下側隣接チヤンネルの
搬送色信号のスペクトルは受信希望チヤンネルの
輝度信号のスペクトルに対し2.62KHzの周波数差
を持つ。
以上のように、受信希望チヤンネルの輝度信号
ynYおよび搬送色信号ynCの各スペクトルは、下側
隣接チヤンネルの搬送色信号および輝度信号の各
スペクトルと2.62KHzの一定の周波数差を持つか
ら、第８図のような周波数応答を持つ垂直方向フ
イルタ３３で信号標本器２９の出力信号を濾波す
ることにより、下側隣接チヤンネルの搬送色信号
スペクトルおよび残留映像信号スペクトルを分離
することができる。
ynYおよび搬送色信号ynCの各スペクトルは、下側
隣接チヤンネルの搬送色信号および輝度信号の各
スペクトルと2.62KHzの一定の周波数差を持つか
ら、第８図のような周波数応答を持つ垂直方向フ
イルタ３３で信号標本器２９の出力信号を濾波す
ることにより、下側隣接チヤンネルの搬送色信号
スペクトルおよび残留映像信号スペクトルを分離
することができる。
また、垂直方向フイルタ３３の通過帯域幅の狭
帯域性のために、下側隣接チヤンネルの搬送音声
信号の混入を減少させることができる。
帯域性のために、下側隣接チヤンネルの搬送音声
信号の混入を減少させることができる。
第９図はまた、各信号のスペクトルがピーク毎
にある周波数幅をもつていることを示している。
実際にはフレーム周波数間隔のスペクトルが、H
毎にピークを有する構造となつている。もし、垂
直方向信号のレベルの変化が急激であればこの周
波数幅は拡大し、変化が緩慢であればこの周波数
幅は縮小する。ここで、垂直方向信号とは、テレ
ビジヨン信号の１フレームを２次元画像として捉
え、その垂直方向を軸とする信号である。すなわ
ち、走査線に垂直に軸をとり、その軸上で走査線
間隔で標本化された信号である。そこで、垂直方
向フイルタ３３の通過帯域幅νCを可変にしておい
て、受信テレビジヨン信号の走査線間のレベルの
変化が急激なときはνCを広くし、緩慢なときには
νCを狭くするように構成する。こうすることによ
つて受信希望チヤンネルのテレビジヨン信号の劣
化を防ぎながら、下側隣接チヤンネルの搬送色信
号スペクトルおよび一部が残留している映像信号
スペクトルの各スペクトルの大部分を除去でき
る。同時に下側隣接チヤンネルの搬送音声信号の
スペクトルの大部分を除去する。搬送音声信号は
周波数変調されているから、そのスペクトルはあ
る帯域内に広がつているからである。
にある周波数幅をもつていることを示している。
実際にはフレーム周波数間隔のスペクトルが、H
毎にピークを有する構造となつている。もし、垂
直方向信号のレベルの変化が急激であればこの周
波数幅は拡大し、変化が緩慢であればこの周波数
幅は縮小する。ここで、垂直方向信号とは、テレ
ビジヨン信号の１フレームを２次元画像として捉
え、その垂直方向を軸とする信号である。すなわ
ち、走査線に垂直に軸をとり、その軸上で走査線
間隔で標本化された信号である。そこで、垂直方
向フイルタ３３の通過帯域幅νCを可変にしておい
て、受信テレビジヨン信号の走査線間のレベルの
変化が急激なときはνCを広くし、緩慢なときには
νCを狭くするように構成する。こうすることによ
つて受信希望チヤンネルのテレビジヨン信号の劣
化を防ぎながら、下側隣接チヤンネルの搬送色信
号スペクトルおよび一部が残留している映像信号
スペクトルの各スペクトルの大部分を除去でき
る。同時に下側隣接チヤンネルの搬送音声信号の
スペクトルの大部分を除去する。搬送音声信号は
周波数変調されているから、そのスペクトルはあ
る帯域内に広がつているからである。
垂直方向フイルタ３３の通過帯域幅νCを可変に
するために、垂直方向フイルタ３３を適応型垂直
方向フイルタとする。この適応型垂直方向フイル
タは、既に述べた垂直方向フイルタ３３のインパ
ルス応答fv（ｎ）を可変とすることにより得られ
る。このfv（ｎ）の値を垂直方向フイルタ３３に
与えてこれを制御するために垂直方向フイルタ制
御器３１が設けられている。
するために、垂直方向フイルタ３３を適応型垂直
方向フイルタとする。この適応型垂直方向フイル
タは、既に述べた垂直方向フイルタ３３のインパ
ルス応答fv（ｎ）を可変とすることにより得られ
る。このfv（ｎ）の値を垂直方向フイルタ３３に
与えてこれを制御するために垂直方向フイルタ制
御器３１が設けられている。
第１０図は、垂直方向フイルタ制御器３１に用
いられるフイルタの構成図、第１１図はその周波
数応答を示す図である。このフイルタは受信希望
チヤンネルの信号スペクトルのみを分離して選択
するためのものである。端子４８には第４図の映
像信号フイルタ３０の出力が加えられる。垂直方
向フイルタ４９の通過帯域幅は、前に求めた周波
数差2.62KHzを考慮した上で、下側隣接チヤンネ
ルのスペクトルを除去するのに十分なように狭く
とつてある。この垂直方向フイルタ４９の出力は
水平方向帯域フイルタ５０に加えられる。水平方
向帯域フイルタ５０の通過帯域は1.4MHzから
4.5MHzにとつてある。この下限1.4MHzは、下側
隣接チヤンネルの音声搬送波の同期検波器１６に
よつて変換された周波数1.5MHzから、音声搬送
波の周波数変調による側帯域の帯域幅の２分の１
である0.1MHzを差し引いた値である。こうする
ことによつて、下側隣接チヤンネル信号のスペク
トルが存在する周波数帯域でだけ垂直方向フイル
タ４９が有効に働くことになる。垂直方向フイル
タ４９と水平方向フイルタ５０を縦続した場合の
周波数応答を第１１図ａに示してある。端子４８
に加えられた信号はまた、垂直方向遅延補償器５
１を経て水平方向低域フイルタ５２に加えられ
る。水平方向低域フイルタ５２の周波数応答は第
１１図ｂに示してある。通過帯域を1.4MHzとし
ているのは、下側隣接チヤンネル信号により妨害
を受けない周波数範囲では、受信希望チヤンネル
信号から垂直方向フイルタにより下側隣接チヤン
ネルのスペクトルを除去する必要がないためであ
る。水平方向フイルタ５０の出力と水平方向低域
フイルタ５２の出力は加算器５３で加算され、レ
ベル検出器５４を通して端子５５に出力される。
結局第１０図で示されるフイルタの構成は第１１
図ｃのような周波数応答をもつことになる。なお
垂直方向フイルタ４９および垂直方向遅延補償器
５１で要する1H遅延素子w-1は第７図で示した
４０−１，４０−２，……４０−Ｎと共用するこ
とができる。
いられるフイルタの構成図、第１１図はその周波
数応答を示す図である。このフイルタは受信希望
チヤンネルの信号スペクトルのみを分離して選択
するためのものである。端子４８には第４図の映
像信号フイルタ３０の出力が加えられる。垂直方
向フイルタ４９の通過帯域幅は、前に求めた周波
数差2.62KHzを考慮した上で、下側隣接チヤンネ
ルのスペクトルを除去するのに十分なように狭く
とつてある。この垂直方向フイルタ４９の出力は
水平方向帯域フイルタ５０に加えられる。水平方
向帯域フイルタ５０の通過帯域は1.4MHzから
4.5MHzにとつてある。この下限1.4MHzは、下側
隣接チヤンネルの音声搬送波の同期検波器１６に
よつて変換された周波数1.5MHzから、音声搬送
波の周波数変調による側帯域の帯域幅の２分の１
である0.1MHzを差し引いた値である。こうする
ことによつて、下側隣接チヤンネル信号のスペク
トルが存在する周波数帯域でだけ垂直方向フイル
タ４９が有効に働くことになる。垂直方向フイル
タ４９と水平方向フイルタ５０を縦続した場合の
周波数応答を第１１図ａに示してある。端子４８
に加えられた信号はまた、垂直方向遅延補償器５
１を経て水平方向低域フイルタ５２に加えられ
る。水平方向低域フイルタ５２の周波数応答は第
１１図ｂに示してある。通過帯域を1.4MHzとし
ているのは、下側隣接チヤンネル信号により妨害
を受けない周波数範囲では、受信希望チヤンネル
信号から垂直方向フイルタにより下側隣接チヤン
ネルのスペクトルを除去する必要がないためであ
る。水平方向フイルタ５０の出力と水平方向低域
フイルタ５２の出力は加算器５３で加算され、レ
ベル検出器５４を通して端子５５に出力される。
結局第１０図で示されるフイルタの構成は第１１
図ｃのような周波数応答をもつことになる。なお
垂直方向フイルタ４９および垂直方向遅延補償器
５１で要する1H遅延素子w-1は第７図で示した
４０−１，４０−２，……４０−Ｎと共用するこ
とができる。
このように、水平方向帯域フイルタ５０の出力
と水平方向低域フイルタ５２の出力は加算器５３
で加算され、この加算信号はレベル検出器５４の
一方の入力端子に加えられ、垂直方向遅延補償器
５１の出力はレベル検出器５４の他方の入力端子
に加えられる。この際、垂直方向遅延補償器５１
は遅延素子を有しているので１走査線の遅延メモ
リとしても働き、これによりレベル検出器５４は
受信テレビジヨン信号の垂直方向信号のレベル変
化に応じた信号を生成し、この信号は端子５５か
ら出力される。この検出器５４出力を垂直方向フ
イルタ制御器３１の出力とし、この出力で垂直方
向フイルタ３３のタツプ利得fv（ｎ）を定める。
と水平方向低域フイルタ５２の出力は加算器５３
で加算され、この加算信号はレベル検出器５４の
一方の入力端子に加えられ、垂直方向遅延補償器
５１の出力はレベル検出器５４の他方の入力端子
に加えられる。この際、垂直方向遅延補償器５１
は遅延素子を有しているので１走査線の遅延メモ
リとしても働き、これによりレベル検出器５４は
受信テレビジヨン信号の垂直方向信号のレベル変
化に応じた信号を生成し、この信号は端子５５か
ら出力される。この検出器５４出力を垂直方向フ
イルタ制御器３１の出力とし、この出力で垂直方
向フイルタ３３のタツプ利得fv（ｎ）を定める。
fv（ｎ）の値は次のようにして求める。すなわ
ち、画像の走査線間のレベル差が大きいときは式
（15）で示す通過帯域幅νCが狭くなるように、ま
たレベル差が小さいときはνCが広くなるように式
（16）のfdv（ｎ）を対応させ、さらに式（18）に
よつてfv（ｎ）を求める。
ち、画像の走査線間のレベル差が大きいときは式
（15）で示す通過帯域幅νCが狭くなるように、ま
たレベル差が小さいときはνCが広くなるように式
（16）のfdv（ｎ）を対応させ、さらに式（18）に
よつてfv（ｎ）を求める。
そして、垂直方向フイルタ制御器３１を第１０
図のように構成し、そのレベル検出器５４の出力
で、垂直方向フイルタ３３を第７図のように構成
した場合の乗算器４１−０，４１−１，……４１
−Ｎの利得fv（ｎ）を定める。
図のように構成し、そのレベル検出器５４の出力
で、垂直方向フイルタ３３を第７図のように構成
した場合の乗算器４１−０，４１−１，……４１
−Ｎの利得fv（ｎ）を定める。
このように本実施例によれば、テレビジヨン信
号を同期検波して得た受信希望チヤンネルの信号
を垂直方向フイルタ３３で濾波するようにしたこ
とにより、下側隣接チヤンネルの信号による妨害
の除去を実現している。さらに垂直方向フイルタ
３３を適応型フイルタとすることにより、垂直方
向フイルタ３３による受信希望チヤンネルの信号
の品質の劣化を防止している。
号を同期検波して得た受信希望チヤンネルの信号
を垂直方向フイルタ３３で濾波するようにしたこ
とにより、下側隣接チヤンネルの信号による妨害
の除去を実現している。さらに垂直方向フイルタ
３３を適応型フイルタとすることにより、垂直方
向フイルタ３３による受信希望チヤンネルの信号
の品質の劣化を防止している。
発明の効果
以上の説明から明らかなように、本発明は、映
像搬送波信号の同相成分を同期検波する同期検波
回路の出力に含まれるベースバンド映像信号をア
ナログ信号のまま離散値に標本化する信号標本器
と、この信号標本器の出力映像信号スペクトルを
濾波する垂直方向フイルタと、この垂直方向フイ
ルタの出力を連続値に補間して映像信号を得る補
間フイルタとによつて構成しているので、テレビ
ジヨン放送波が下側隣接チヤンネルを有している
にもかかわらず、同期検波回路において発生する
下側隣接チヤンネルの変換された輝度信号搬送色
信号および搬送音声信号の混入を防止することが
できるという効果が得られる。
像搬送波信号の同相成分を同期検波する同期検波
回路の出力に含まれるベースバンド映像信号をア
ナログ信号のまま離散値に標本化する信号標本器
と、この信号標本器の出力映像信号スペクトルを
濾波する垂直方向フイルタと、この垂直方向フイ
ルタの出力を連続値に補間して映像信号を得る補
間フイルタとによつて構成しているので、テレビ
ジヨン放送波が下側隣接チヤンネルを有している
にもかかわらず、同期検波回路において発生する
下側隣接チヤンネルの変換された輝度信号搬送色
信号および搬送音声信号の混入を防止することが
できるという効果が得られる。
さらに、上記垂直方向フイルタを受信テレビジ
ヨン信号の走査線間のレベル変化に応じて通過帯
域幅を可変する適応型垂直フイルタで構成するこ
とにより、垂直方向フイルタによる受信希望チヤ
ンネルの信号の品質を劣化させることなく、下側
隣接チヤンネルの変換された各信号を分離し除去
できるという効果が得られる。
ヨン信号の走査線間のレベル変化に応じて通過帯
域幅を可変する適応型垂直フイルタで構成するこ
とにより、垂直方向フイルタによる受信希望チヤ
ンネルの信号の品質を劣化させることなく、下側
隣接チヤンネルの変換された各信号を分離し除去
できるという効果が得られる。
さらに、適応型垂直方向フイルタを、信号入力
端子と偶数番目の１水平周期遅延素子の各タツプ
の出力を荷重和する第１の加算器と、奇数番目の
１水平周期遅延素子の各タツプの出力を荷重和す
る第２の加算器とを備え、上記第１の加算器の出
力と上記第２の加算器の出力とを更に加算する第
３の加算器から輝度信号を得、上記第１の加算器
の出力から上記第２の加算器の出力を減算する減
算器から搬送色信号を得るようにしたトランスバ
ーサル・フイルタで構成することにより、テレビ
ジヨン信号のように周波数インターレース方式に
よつて映像信号と搬送色信号が帯域共有している
場合であつても、適応型垂直方向フイルタで、受
信希望チヤンネルのベースバンド映像信号を下側
隣接チヤンネルの変換信号から分離して選択する
ことができるという効果が得られる。
端子と偶数番目の１水平周期遅延素子の各タツプ
の出力を荷重和する第１の加算器と、奇数番目の
１水平周期遅延素子の各タツプの出力を荷重和す
る第２の加算器とを備え、上記第１の加算器の出
力と上記第２の加算器の出力とを更に加算する第
３の加算器から輝度信号を得、上記第１の加算器
の出力から上記第２の加算器の出力を減算する減
算器から搬送色信号を得るようにしたトランスバ
ーサル・フイルタで構成することにより、テレビ
ジヨン信号のように周波数インターレース方式に
よつて映像信号と搬送色信号が帯域共有している
場合であつても、適応型垂直方向フイルタで、受
信希望チヤンネルのベースバンド映像信号を下側
隣接チヤンネルの変換信号から分離して選択する
ことができるという効果が得られる。
さらに、上記トランスバーサル・フイルタの１
水平周期遅延素子の各タツプにおける荷重を等し
くすることにより、通過帯域の周波数特性は理想
フイルタの特性にはならないが、フイルタの構成
として簡単になるという効果が得られる。
水平周期遅延素子の各タツプにおける荷重を等し
くすることにより、通過帯域の周波数特性は理想
フイルタの特性にはならないが、フイルタの構成
として簡単になるという効果が得られる。
さらに、垂直方向フイルタ制御器を、チヤンネ
ル間隔周波数から音声中間周波数を減じた周波数
を通過帯域とする水平方向低域フイルタと、下側
隣接チヤンネルの搬送色信号スペクトルを除去す
ることができるように通過帯域を充分狭くした垂
直方向フイルタと、この垂直方向フイルタの出力
を上記チヤンネル間隔周波数から音声中間周波数
を減じた周波数を下限とし音声中間周波数を上限
として帯域通過させる水平方向フイルタと、この
水平方向帯域フイルタの出力と上記垂直方向フイ
ルタの出力を重畳する手段と、この重畳する手段
と上記水平方向低域フイルタの出力とを加算する
手段と、この加算する手段の出力レベルの走査線
間での差を検出するレベル検出器によつて構成す
ることにより、下側隣接チヤンネルの変換信号の
影響を受けることなく、受信希望チヤンネルの走
査線間レベル差を検出することができるという効
果が得られる。
ル間隔周波数から音声中間周波数を減じた周波数
を通過帯域とする水平方向低域フイルタと、下側
隣接チヤンネルの搬送色信号スペクトルを除去す
ることができるように通過帯域を充分狭くした垂
直方向フイルタと、この垂直方向フイルタの出力
を上記チヤンネル間隔周波数から音声中間周波数
を減じた周波数を下限とし音声中間周波数を上限
として帯域通過させる水平方向フイルタと、この
水平方向帯域フイルタの出力と上記垂直方向フイ
ルタの出力を重畳する手段と、この重畳する手段
と上記水平方向低域フイルタの出力とを加算する
手段と、この加算する手段の出力レベルの走査線
間での差を検出するレベル検出器によつて構成す
ることにより、下側隣接チヤンネルの変換信号の
影響を受けることなく、受信希望チヤンネルの走
査線間レベル差を検出することができるという効
果が得られる。
第１図は従来のテレビジヨン同期受信機の要部
ブロツク図、第２図ａは映像信号のベースバンド
周波数特性図、第２図ｂは映像信号フイルタの周
波数特性、第３図ａはテレビジヨン信号の受信希
望チヤンネルと下側隣接チヤンネルの周波数関係
を示す図、第３図ｂは受信希望チヤンネルの周波
数変換関係を示す図、第３図ｃは下側隣接チヤン
ネルの周波数変換関係を示す図、第４図は本発明
の一実施例の要部ブロツク図、第５図は理想低域
フイルタの周波数応答を示す図、第６図は理想低
域フイルタの周波数応答をνp／２だけ周波数移動
した周波数応答を示す図、第７図はトランスバー
サル・フイルタの構成図、第８図ａは垂直方向フ
イルタの周波数応答を示す図、第８図ｂは水平方
向フイルタの周波数応答を示す図、第９図は下側
隣接チヤンネルの搬送色信号および残留輝度信号
のスペクトルと受信希望チヤンネルの輝度信号お
よび搬送色信号のスペクトルとの周波数関係を示
す図、第１０図は垂直方向フイルタ制御器に用い
られるフイルタの構成図、第１１図ａは垂直方向
フイルタ制御器に用いられるフイルタ中の垂直方
向フイルタと水平方向フイルタを縦続接続した場
合の周波数応答図、第１１図ｂは同じく垂直方向
フイルタ制御器に用いられるフイルタ中の水平方
向低域フイルタの周波数応答図、第１１図ｃは垂
直方向フイルタ制御器に用いられるフイルタの周
波数応答図である。 １６……第１の同期検波器、１７……第２の同
期検波器、１８……第１の低域フイルタ、１９…
…第２の低域フイルタ、２２……位相検出器、２
５……電圧制御発振器、２６……90°移相器、２
９……信号標本器、３１……垂直方向フイルタ制
御器、３３……垂直方向フイルタ、３４……水平
方向フイルタ、３６……第１の補間フイルタ、３
７……第２の補間フイルタ。
ブロツク図、第２図ａは映像信号のベースバンド
周波数特性図、第２図ｂは映像信号フイルタの周
波数特性、第３図ａはテレビジヨン信号の受信希
望チヤンネルと下側隣接チヤンネルの周波数関係
を示す図、第３図ｂは受信希望チヤンネルの周波
数変換関係を示す図、第３図ｃは下側隣接チヤン
ネルの周波数変換関係を示す図、第４図は本発明
の一実施例の要部ブロツク図、第５図は理想低域
フイルタの周波数応答を示す図、第６図は理想低
域フイルタの周波数応答をνp／２だけ周波数移動
した周波数応答を示す図、第７図はトランスバー
サル・フイルタの構成図、第８図ａは垂直方向フ
イルタの周波数応答を示す図、第８図ｂは水平方
向フイルタの周波数応答を示す図、第９図は下側
隣接チヤンネルの搬送色信号および残留輝度信号
のスペクトルと受信希望チヤンネルの輝度信号お
よび搬送色信号のスペクトルとの周波数関係を示
す図、第１０図は垂直方向フイルタ制御器に用い
られるフイルタの構成図、第１１図ａは垂直方向
フイルタ制御器に用いられるフイルタ中の垂直方
向フイルタと水平方向フイルタを縦続接続した場
合の周波数応答図、第１１図ｂは同じく垂直方向
フイルタ制御器に用いられるフイルタ中の水平方
向低域フイルタの周波数応答図、第１１図ｃは垂
直方向フイルタ制御器に用いられるフイルタの周
波数応答図である。 １６……第１の同期検波器、１７……第２の同
期検波器、１８……第１の低域フイルタ、１９…
…第２の低域フイルタ、２２……位相検出器、２
５……電圧制御発振器、２６……90°移相器、２
９……信号標本器、３１……垂直方向フイルタ制
御器、３３……垂直方向フイルタ、３４……水平
方向フイルタ、３６……第１の補間フイルタ、３
７……第２の補間フイルタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電圧制御発振器と、この電圧制御発振器の出
力を90°移相させる90°移相器と、上記電圧制御発
振器の出力と上記90°移相器の出力をそれぞれ同
期搬送波として映像搬送波信号の同相および直交
成分を同期検波する第１および第２の同期検波器
と、この第１および第２の同期検波器の出力を低
域濾波する第１および第２の低域フイルタと、こ
の第１と第２の低域フイルタの出力から上記映像
搬送波信号と上記電圧制御発振器の出力の位相差
を検出する位相検出器と、この位相検出器の出力
を上記電圧制御発振器へ帰還する手段と、上記第
１の低域フイルタの出力に含まれるベースバンド
映像信号をアナログ信号のまま離散値に標本化す
る信号標本器と、この信号標本器の出力の中の受
信希望チヤンネル映像信号スペクトルを濾波する
垂直方向フイルタと、この垂直方向フイルタの出
力を連続値に補間して映像信号を得る補間フイル
タとを有し、上記垂直方向フイルタを、受信テレ
ビジヨン信号の走査線間のレベル変化に応じて通
過帯域幅を可変する適応型垂直方向フイルタで構
成したことを特徴とするテレビジヨン同期受信
機。 ２ 適応型垂直方向フイルタを、信号入力端子と
偶数番目の１水平周期遅延素子の各タツプの出力
を荷重和する第１の加算器と、奇数番目の１水平
周期遅延素子の各タツプの出力を荷重和する第２
の加算器とを備え、上記第１の加算器の出力と上
記第２の加算器の出力とを更に加算する第３の加
算器から輝度信号を得、上記第１の加算器の出力
から上記第２の加算器の出力を減算する減算器か
ら搬送色信号を得るようにしたトランスバーサ
ル・フイルタで構成した特許請求の範囲第１項記
載のテレビジヨン同期受信機。 ３ トランスバーサル・フイルタの１水平周期遅
延素子の各タツプにおける荷重を等しくした特許
請求の範囲第２項記載のテレビジヨン同期受信
機。 ４ 垂直方向フイルタ制御器を、チヤンネル間隔
周波数から音声中間周波数を減じた周波数を通過
帯域とする水平方向低域フイルタと、下側隣接チ
ヤンネルの搬送色信号スペクトルを除去すること
ができるように通過帯域を充分狭くした垂直方向
フイルタと、この垂直方向フイルタの出力をチヤ
ンネル間隔周波数から音声中間周波数を減じた周
波数を下限とし音声中間周波数を上限として帯域
通過させる水平方向帯域フイルトと、この水平方
向帯域フイルタの出力と上記水平方向低域フイル
タの出力とを加算する手段と、この加算手段の出
力レベルの走査線間での差を検出するレベル検出
器とによつて構成した特許請求の範囲第１項記載
のテレビジヨン同期受信機。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58114800A JPS607272A (ja) | 1983-06-24 | 1983-06-24 | テレビジヨン同期受信機 |
| GB08416013A GB2146196B (en) | 1983-06-24 | 1984-06-22 | Television synchronous receiver |
| US06/623,114 US4598319A (en) | 1983-06-24 | 1984-06-22 | Television synchronous receiver |
| KR1019840003561A KR870001833B1 (ko) | 1983-06-24 | 1984-06-23 | 텔레비전 동기수신기 |
| DE3423880A DE3423880A1 (de) | 1983-06-24 | 1984-06-25 | Fernseh-synchronempfaenger |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58114800A JPS607272A (ja) | 1983-06-24 | 1983-06-24 | テレビジヨン同期受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS607272A JPS607272A (ja) | 1985-01-16 |
| JPH0566072B2 true JPH0566072B2 (ja) | 1993-09-21 |
Family
ID=14646997
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58114800A Granted JPS607272A (ja) | 1983-06-24 | 1983-06-24 | テレビジヨン同期受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS607272A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10823990B2 (en) | 2018-05-16 | 2020-11-03 | Sharp Kabushiki Kaisha | Bistable switchable liquid crystal private device |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS589437A (ja) * | 1981-06-26 | 1983-01-19 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 受信機 |
| JPS58105678A (ja) * | 1981-12-17 | 1983-06-23 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | 画像信号処理方式 |
-
1983
- 1983-06-24 JP JP58114800A patent/JPS607272A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS607272A (ja) | 1985-01-16 |
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