JPH0567931A - Ｒ．ｆ．信号のための電力増幅手段 - Google Patents
Ｒ．ｆ．信号のための電力増幅手段Info
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- JPH0567931A JPH0567931A JP4054678A JP5467892A JPH0567931A JP H0567931 A JPH0567931 A JP H0567931A JP 4054678 A JP4054678 A JP 4054678A JP 5467892 A JP5467892 A JP 5467892A JP H0567931 A JPH0567931 A JP H0567931A
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- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 18
- 238000000034 method Methods 0.000 claims 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C1/00—Amplitude modulation
- H03C1/52—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed
- H03C1/60—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed with one sideband wholly or partially suppressed
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
- H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
- H04B2001/0425—Circuits with power amplifiers with linearisation using predistortion
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
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- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ｒ．ｆ．信号のための電力増幅器の提供。
【構成】 本発明の電力増幅器は、ローパスフィルタを
通じてｒ．ｆ．電力増幅器に接続されて高位パルス変調
モードで動作する電力増幅器への電源電圧を制御できる
パルス変調器を備える。更に、低位単側波帯振幅変調モ
ードで動作可能とするため、単側波帯変調信号のエンベ
ロープから引き出された信号により、ｒ．ｆ．電力増幅
器の電源電圧がほぼ一定に保持されるようこのパルス変
調器を制御する。
通じてｒ．ｆ．電力増幅器に接続されて高位パルス変調
モードで動作する電力増幅器への電源電圧を制御できる
パルス変調器を備える。更に、低位単側波帯振幅変調モ
ードで動作可能とするため、単側波帯変調信号のエンベ
ロープから引き出された信号により、ｒ．ｆ．電力増幅
器の電源電圧がほぼ一定に保持されるようこのパルス変
調器を制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ｒ．ｆ．信号のための
電力増幅手段に関する。
電力増幅手段に関する。
【０００２】
【従来の技術】パルス幅変調器は放送送信器の電力増幅
手段に使用され、送信器の働きを改善する。変調器のス
イッチ化された動作モードは、本来的に変調器のＢ級動
作よりもより効率的なものだからである。スイッチ化さ
れたモード型の変調器は電源とｒ．ｆ．電力増幅器に接
続されたローパスフィルタとの間に介挿される。電力増
幅器は一定の振幅のｒ．ｆ．ドライブを電力増幅器の電
源電圧の可変レベルに依存するような大きさに増幅し、
高位両側波帯増幅変調を提供する。電源電圧のレベルは
パルス幅変調器を通過するパルス幅に依存する。
手段に使用され、送信器の働きを改善する。変調器のス
イッチ化された動作モードは、本来的に変調器のＢ級動
作よりもより効率的なものだからである。スイッチ化さ
れたモード型の変調器は電源とｒ．ｆ．電力増幅器に接
続されたローパスフィルタとの間に介挿される。電力増
幅器は一定の振幅のｒ．ｆ．ドライブを電力増幅器の電
源電圧の可変レベルに依存するような大きさに増幅し、
高位両側波帯増幅変調を提供する。電源電圧のレベルは
パルス幅変調器を通過するパルス幅に依存する。
【０００３】本発明はｒ．ｆ．信号のための電力増幅手
段を提供する。この電力増幅手段は、ローパスフィルタ
を通じてｒ．ｆ．電力増幅器に接続され高位パルス変調
モードで動作する電力増幅器への電源電圧を制御できる
ようなパルス変調器を備えるものであって、低位単側波
帯振幅変調モードで動作可能とするため単側波帯変調信
号のエンベロープから引き出された信号が、ｒ．ｆ．電
力増幅器の電源電圧がほぼ一定に保持されるようパルス
変調器を制御するというものである。
段を提供する。この電力増幅手段は、ローパスフィルタ
を通じてｒ．ｆ．電力増幅器に接続され高位パルス変調
モードで動作する電力増幅器への電源電圧を制御できる
ようなパルス変調器を備えるものであって、低位単側波
帯振幅変調モードで動作可能とするため単側波帯変調信
号のエンベロープから引き出された信号が、ｒ．ｆ．電
力増幅器の電源電圧がほぼ一定に保持されるようパルス
変調器を制御するというものである。
【０００４】単側波帯（ｓ．ｓ．ｂ）変調モードでｒ．
ｆ．増幅器によって引き出された電流は、低位ｓ．ｓ．
ｂ．変調ｒ．ｆ．信号の振幅で異なるが、それにも係わ
らずこのモードに必要とされるほぼ一定の電源電圧は
ｓ．ｓ．ｂ．増幅変調ｒ．ｆ．信号のエンベロープから
引き出された信号によってパルス変調器を制御すること
によって保持される。これにより電力増幅手段を高位パ
ルス変調モードの動作から低位ｓ．ｓ．ｂ．変調モード
の動作に変換することが可能となる。
ｆ．増幅器によって引き出された電流は、低位ｓ．ｓ．
ｂ．変調ｒ．ｆ．信号の振幅で異なるが、それにも係わ
らずこのモードに必要とされるほぼ一定の電源電圧は
ｓ．ｓ．ｂ．増幅変調ｒ．ｆ．信号のエンベロープから
引き出された信号によってパルス変調器を制御すること
によって保持される。これにより電力増幅手段を高位パ
ルス変調モードの動作から低位ｓ．ｓ．ｂ．変調モード
の動作に変換することが可能となる。
【０００５】パルス幅変調に使用している公知の送信器
において、アンテナにおける出力電圧振動は平均電力増
幅電源電圧に比例する。電源電圧振動の電源電流振動に
対する比はほぼ一定であるため、フィルタは理想的に一
定のインピーダンスで終了されるかのように動作する。
一方本発明の電力増幅手段は高位変調モードで動作する
ときはこれと同様だが、低位ｓ．ｓ．ｂ．振幅変調モー
ドではｒ．ｆ．電力増幅器が時間変形インピーダンスで
あるかのように動くため、フィルタはもはやその正しい
インピーダンスでは終了されない。
において、アンテナにおける出力電圧振動は平均電力増
幅電源電圧に比例する。電源電圧振動の電源電流振動に
対する比はほぼ一定であるため、フィルタは理想的に一
定のインピーダンスで終了されるかのように動作する。
一方本発明の電力増幅手段は高位変調モードで動作する
ときはこれと同様だが、低位ｓ．ｓ．ｂ．振幅変調モー
ドではｒ．ｆ．電力増幅器が時間変形インピーダンスで
あるかのように動くため、フィルタはもはやその正しい
インピーダンスでは終了されない。
【０００６】故に本発明によれば、電力増幅器手段は増
幅変調ｓ．ｓ．ｂ．信号のエンベロープを用いるような
補償手段を含んでおり、この結果パルス変調器に与えら
れた制御信号によりフィルタと電力増幅器との間のイン
ピーダンス非整合が補償される。より好ましくは、補償
手段はフィルタの短絡回路負荷応答のインバースを表示
する信号を変調器に与えるようにして設けられる。理由
は以下の通りである。制御信号が電力増幅電源電圧を一
定に保持するよう機能している場合、フィルタはその入
力信号が関与している限り短絡となるよう効果的に動作
しなければならない。なぜなら、フィルタに対する有限
入力電圧は重要な作動電流以外に出力電圧を作り出さな
い、つまり電力増幅供給電圧の妨害を作り出さないから
である。故にこの効果的な短絡負荷応答を補償するた
め、補償手段はインバース関数を表示する変調器に対し
て信号を与える。
幅変調ｓ．ｓ．ｂ．信号のエンベロープを用いるような
補償手段を含んでおり、この結果パルス変調器に与えら
れた制御信号によりフィルタと電力増幅器との間のイン
ピーダンス非整合が補償される。より好ましくは、補償
手段はフィルタの短絡回路負荷応答のインバースを表示
する信号を変調器に与えるようにして設けられる。理由
は以下の通りである。制御信号が電力増幅電源電圧を一
定に保持するよう機能している場合、フィルタはその入
力信号が関与している限り短絡となるよう効果的に動作
しなければならない。なぜなら、フィルタに対する有限
入力電圧は重要な作動電流以外に出力電圧を作り出さな
い、つまり電力増幅供給電圧の妨害を作り出さないから
である。故にこの効果的な短絡負荷応答を補償するた
め、補償手段はインバース関数を表示する変調器に対し
て信号を与える。
【０００７】電力増幅手段は特にＬ．Ｆ．（３０〜３０
０ＫＨｚ）、Ｍ．Ｆ．（３００〜３０００ＫＨｚ）及び
Ｈ．Ｆ．（３〜３００ＭＨｚ）で適切に用いられる。
０ＫＨｚ）、Ｍ．Ｆ．（３００〜３０００ＫＨｚ）及び
Ｈ．Ｆ．（３〜３００ＭＨｚ）で適切に用いられる。
【０００８】
【実施例】図１を参照すれば明かなように、電力増幅手
段はパルス幅変調器１を備える。このパルス幅変調器１
は制御装置４から変調器に制御信号を送信するオーディ
オ変調信号に基づき、ＨＴ電源（図示せず）、例えば３
０ｋ．ｖ．のパルスを、フィルタ３を通じてｒ．ｆ．電
力増幅器２に与える。制御信号はオーディオ入力に基づ
いてパルス幅を変化させる。オーディオトーンは正弦曲
線的に変化する幅を有する変調器からの出力パルス列、
即ち、オーディオトーンの最高値に相当する最も幅広い
パルス、オーディオトーンの最低値に対応する最も幅の
狭いパルス、及び中間幅に相当するオーディオトーンの
零交差を作り出すであろう。
段はパルス幅変調器１を備える。このパルス幅変調器１
は制御装置４から変調器に制御信号を送信するオーディ
オ変調信号に基づき、ＨＴ電源（図示せず）、例えば３
０ｋ．ｖ．のパルスを、フィルタ３を通じてｒ．ｆ．電
力増幅器２に与える。制御信号はオーディオ入力に基づ
いてパルス幅を変化させる。オーディオトーンは正弦曲
線的に変化する幅を有する変調器からの出力パルス列、
即ち、オーディオトーンの最高値に相当する最も幅広い
パルス、オーディオトーンの最低値に対応する最も幅の
狭いパルス、及び中間幅に相当するオーディオトーンの
零交差を作り出すであろう。
【０００９】５５ＫＨｚ〜６０ＫＨｚの領域にあるスイ
ッチング周波数は図３に示された形態を有するパルス幅
変調器フィルタ３によりＨＴパルス列からフィルタさ
れ、減衰雑音、スイッチング周波数の調波、及び動的に
変化するパルスのエッジによって作り出されたＦＭに対
しておよそ８ＫＨｚでロールオフする。このフィルタは
区分Ｌ１、Ｃ１、それに直列なＬ２、それに並列なＣ
２、Ｃ３からなる。
ッチング周波数は図３に示された形態を有するパルス幅
変調器フィルタ３によりＨＴパルス列からフィルタさ
れ、減衰雑音、スイッチング周波数の調波、及び動的に
変化するパルスのエッジによって作り出されたＦＭに対
しておよそ８ＫＨｚでロールオフする。このフィルタは
区分Ｌ１、Ｃ１、それに直列なＬ２、それに並列なＣ
２、Ｃ３からなる。
【００１０】フィルタの出力はオーディオ信号に従って
変化するようなＨＴ電圧である。この高位変調信号はＣ
級で形成された電力増幅器２の（例えば、四極の）アノ
ード高電圧レベルとして働く。増幅器は一定振幅のｒ．
ｆ．ドライブ５を増幅し、変化するＨＴレベルの振幅
（それ故、オーディオ入力の振幅）を用いてそれを変調
し、アンテナ６から送り出された振幅変調両側波帯出力
信号を作り出す。
変化するようなＨＴ電圧である。この高位変調信号はＣ
級で形成された電力増幅器２の（例えば、四極の）アノ
ード高電圧レベルとして働く。増幅器は一定振幅のｒ．
ｆ．ドライブ５を増幅し、変化するＨＴレベルの振幅
（それ故、オーディオ入力の振幅）を用いてそれを変調
し、アンテナ６から送り出された振幅変調両側波帯出力
信号を作り出す。
【００１１】本発明によれば送信器は高位パルス幅変調
モードから変更することが可能であり、それ自体公知で
あるｓ．ｓ．ｂ．増幅変調モードでの動作を任意に提供
する。このため図１の回路は以下のように変形される。
なお同じ参照番号は同じ部分を示している。このｓ．
ｓ．ｂ．動作モードにおいて、ｒ．ｆ．電力増幅器２は
リニヤ増幅器に近似するようにＢ級（またはＡＢ級）で
動作するよう形成され、更に、ｒ．ｆ．アノード電源電
圧は以下に述べるような手段により、ｒ．ｆ．電力増幅
器に与える低位ｓ．ｓ．ｂ．ドライブ信号（キャリアは
オーディオ入力によって変調されている）をリニヤ形態
で増幅するためにほぼ一定に保持される。図示されたド
ライブ波形は等しい振幅の２つのｒ．ｆ．トーンのベク
トル総計からなる一般的なｓ．ｓ．ｂ．試験信号であ
り、その結果生ずるエンベロープの形態はトーンと周波
数との差に対応する。
モードから変更することが可能であり、それ自体公知で
あるｓ．ｓ．ｂ．増幅変調モードでの動作を任意に提供
する。このため図１の回路は以下のように変形される。
なお同じ参照番号は同じ部分を示している。このｓ．
ｓ．ｂ．動作モードにおいて、ｒ．ｆ．電力増幅器２は
リニヤ増幅器に近似するようにＢ級（またはＡＢ級）で
動作するよう形成され、更に、ｒ．ｆ．アノード電源電
圧は以下に述べるような手段により、ｒ．ｆ．電力増幅
器に与える低位ｓ．ｓ．ｂ．ドライブ信号（キャリアは
オーディオ入力によって変調されている）をリニヤ形態
で増幅するためにほぼ一定に保持される。図示されたド
ライブ波形は等しい振幅の２つのｒ．ｆ．トーンのベク
トル総計からなる一般的なｓ．ｓ．ｂ．試験信号であ
り、その結果生ずるエンベロープの形態はトーンと周波
数との差に対応する。
【００１２】低位変調信号が用いられているため、制御
装置４、パルス幅変調器１及びそれに関連するフィルタ
３に変調信号を与える必要がないことは明かであろう。
それにも係わらずこれらの素子はそれを欠くことはでき
ない。ｒ．ｆ．電力増幅器２は一般的に、ＨＴ電源の半
分より少ない中間電源レベルを必要とするものであり、
このレベルはこれらの素子を使用しなくては充分に与え
られないからである。
装置４、パルス幅変調器１及びそれに関連するフィルタ
３に変調信号を与える必要がないことは明かであろう。
それにも係わらずこれらの素子はそれを欠くことはでき
ない。ｒ．ｆ．電力増幅器２は一般的に、ＨＴ電源の半
分より少ない中間電源レベルを必要とするものであり、
このレベルはこれらの素子を使用しなくては充分に与え
られないからである。
【００１３】送信器がその高位パルス幅変調モードで動
作している場合、ｒ．ｆ．電力増幅器はあたかも理想的
な一定のインピーダンス（電源電流振動に対する入力電
圧の比が一定）であるかのように動き、フィルタ３はそ
れ故その正しいインピーダンスで終了させられる。しか
しながら送信器がｓ．ｓ．ｂ．で動作している場合に
は、ｒ．ｆ．電力増幅器は振幅ｓ．ｓ．ｂ．出力のエン
ベロープの上昇及び下降に伴って上昇及び下降するよう
な電流をフィルタから引き出さなければならない。なぜ
ならアノード電源電圧がほぼ一定に保持されるためであ
る。（つまり図３の点Ａにおける電圧は、ｓ．ｓ．ｂ．
によって引き出された電流に点Ｂにおける電流妨害が正
確に整合するよう増加あるいは減少されなければならな
い。ここでｓ．ｓ．ｂ．は、アノード電源電圧が変化し
ないようにｒ．ｆ．ステージを構成したものである）。
フィルタはあたかも電源インピーダンスを変化させる周
波数のように動き、その特性は、その入力インピーダン
スが一定の低インピーダンスで終了させられた場合にお
けるフィルタの出力インピーダンスを表示したものに類
似する（なぜなら変調器は信号周波数において低出力イ
ンピーダンスを有するからである）。増幅器に対する入
力を表す等価回路は図４に示すように表される。ここで
増幅器は電流発生器として表示されている。この回路は
オーディオ周波数において２つの重要な並列共振を発生
し、使用可能な変調バンド幅を大きく制限するであろう
ことが明かである。
作している場合、ｒ．ｆ．電力増幅器はあたかも理想的
な一定のインピーダンス（電源電流振動に対する入力電
圧の比が一定）であるかのように動き、フィルタ３はそ
れ故その正しいインピーダンスで終了させられる。しか
しながら送信器がｓ．ｓ．ｂ．で動作している場合に
は、ｒ．ｆ．電力増幅器は振幅ｓ．ｓ．ｂ．出力のエン
ベロープの上昇及び下降に伴って上昇及び下降するよう
な電流をフィルタから引き出さなければならない。なぜ
ならアノード電源電圧がほぼ一定に保持されるためであ
る。（つまり図３の点Ａにおける電圧は、ｓ．ｓ．ｂ．
によって引き出された電流に点Ｂにおける電流妨害が正
確に整合するよう増加あるいは減少されなければならな
い。ここでｓ．ｓ．ｂ．は、アノード電源電圧が変化し
ないようにｒ．ｆ．ステージを構成したものである）。
フィルタはあたかも電源インピーダンスを変化させる周
波数のように動き、その特性は、その入力インピーダン
スが一定の低インピーダンスで終了させられた場合にお
けるフィルタの出力インピーダンスを表示したものに類
似する（なぜなら変調器は信号周波数において低出力イ
ンピーダンスを有するからである）。増幅器に対する入
力を表す等価回路は図４に示すように表される。ここで
増幅器は電流発生器として表示されている。この回路は
オーディオ周波数において２つの重要な並列共振を発生
し、使用可能な変調バンド幅を大きく制限するであろう
ことが明かである。
【００１４】この問題を克服するため、高電力素子を変
更、及び／又は、交換することが考えられるが、これは
比較的複雑な作業であり欠点を伴う。本発明ではこれに
代えて低電力電子を用いることにより、ドライブ波形
（エンベロープ検出器８により作り出された）から引き
出された信号を、補償ネットワークを通過した後に、制
御装置４を経由したＨＴ電源からのパルス幅を制御する
ために用いる。これらのパルス幅はフィルタからの電流
を増加あるいは減少させるため、時間の変化に伴って変
形させることができ、それによってアノード電源をほぼ
一定に保持することが可能である。
更、及び／又は、交換することが考えられるが、これは
比較的複雑な作業であり欠点を伴う。本発明ではこれに
代えて低電力電子を用いることにより、ドライブ波形
（エンベロープ検出器８により作り出された）から引き
出された信号を、補償ネットワークを通過した後に、制
御装置４を経由したＨＴ電源からのパルス幅を制御する
ために用いる。これらのパルス幅はフィルタからの電流
を増加あるいは減少させるため、時間の変化に伴って変
形させることができ、それによってアノード電源をほぼ
一定に保持することが可能である。
【００１５】フィルタ３に必要な特性は、制御信号が一
定のアノード電源電圧を保持するような幅のパルスを作
り出すような時であって、フィルタに対するＡ（図３）
における入力信号電圧が出力Ｂにおいて、重要な出力電
流以外には信号電圧を作り出さない（つまり、増幅電源
電圧に妨害を作り出さない）ことを実現することによっ
て明かなものとされ得る。このことはフィルタが短絡と
なって機能することに等しい。フィルタが変調器からの
パルスを負荷されることによる効果を補償するため、補
償ネットワーク９は自身の上にフィルタ３の短絡負荷応
答のインバースである伝達関数を課すことによってドラ
イブ波形のエベロープを予め歪ませる。
定のアノード電源電圧を保持するような幅のパルスを作
り出すような時であって、フィルタに対するＡ（図３）
における入力信号電圧が出力Ｂにおいて、重要な出力電
流以外には信号電圧を作り出さない（つまり、増幅電源
電圧に妨害を作り出さない）ことを実現することによっ
て明かなものとされ得る。このことはフィルタが短絡と
なって機能することに等しい。フィルタが変調器からの
パルスを負荷されることによる効果を補償するため、補
償ネットワーク９は自身の上にフィルタ３の短絡負荷応
答のインバースである伝達関数を課すことによってドラ
イブ波形のエベロープを予め歪ませる。
【００１６】図示した特別の回路における、フィルタの
短絡負荷応答を図６に示し、そのインバースを図７に示
す。補償ネットワーク簡易化のため、９０°Ｃ又は２７
０°Ｃのいづれかの位相リードを与えることが必要とさ
れ、エンベロープ検出器６はその信号をドライブ７の
ｉ．ｆ．ステージ７ａから受け取る。これは電力増幅器
２に与えられた実際のドライブ波形を案内する。なぜな
ら、ｉ．ｆ．が必要とされるキャリア周波数に混合され
るミキサ７ｂが５０マイクロ秒オーダの遅延を与えるか
らである。
短絡負荷応答を図６に示し、そのインバースを図７に示
す。補償ネットワーク簡易化のため、９０°Ｃ又は２７
０°Ｃのいづれかの位相リードを与えることが必要とさ
れ、エンベロープ検出器６はその信号をドライブ７の
ｉ．ｆ．ステージ７ａから受け取る。これは電力増幅器
２に与えられた実際のドライブ波形を案内する。なぜな
ら、ｉ．ｆ．が必要とされるキャリア周波数に混合され
るミキサ７ｂが５０マイクロ秒オーダの遅延を与えるか
らである。
【００１７】図５の補償ネットワークはｒ．ｆ．ドライ
ブによる効果的な進みと関連して図７の必要な特性を作
り出す。この回路は２００Ｈｚから１１ＫＨｚまでの範
囲で補償を与える。これは短絡負荷のインバースをこの
範囲内の変調器とｐ．ｗ．ｍ．フィルタの相互コンダク
タンス（ｇ．ｍ）に向けて接近させることによる。図５
を参照すると、時定数Ｔ1 （コンデンサＣ４と抵抗Ｒ１
による）は第１の最高値より低い低周波数応答を支配す
る。共振ｆｒ1 （Ｃ５及びＲ３、Ｒ４、Ｃ６及びＲ５と
並列とされたＬ３を含むブランチによる）はｐ．ｗ．
ｍ．順方向直列共振に対する補償付近、及び補償におけ
る応答を支配する。減衰共振ｆｒ2 （Ｒ４、Ｃ６及び、
Ｒ５と並列なＬ３を含むブランチによる）はバンド利得
ロールオフの外側を制御し、位相歪みはｒ．ｆ．，ドラ
イブに関連する効果的な進みにより補償されている。
ブによる効果的な進みと関連して図７の必要な特性を作
り出す。この回路は２００Ｈｚから１１ＫＨｚまでの範
囲で補償を与える。これは短絡負荷のインバースをこの
範囲内の変調器とｐ．ｗ．ｍ．フィルタの相互コンダク
タンス（ｇ．ｍ）に向けて接近させることによる。図５
を参照すると、時定数Ｔ1 （コンデンサＣ４と抵抗Ｒ１
による）は第１の最高値より低い低周波数応答を支配す
る。共振ｆｒ1 （Ｃ５及びＲ３、Ｒ４、Ｃ６及びＲ５と
並列とされたＬ３を含むブランチによる）はｐ．ｗ．
ｍ．順方向直列共振に対する補償付近、及び補償におけ
る応答を支配する。減衰共振ｆｒ2 （Ｒ４、Ｃ６及び、
Ｒ５と並列なＬ３を含むブランチによる）はバンド利得
ロールオフの外側を制御し、位相歪みはｒ．ｆ．，ドラ
イブに関連する効果的な進みにより補償されている。
【００１８】短絡等価はフィルタの伝達特性とそのイン
バースを簡易化する。２つの並列共振が効果的に抑制さ
れ、そうして単直列共振がおよそ８ＫＨｚで作り出され
る。補償器に対するエンベロープ信号を引き出すのに使
用された信号に対するＳＳＢドライブ信号の遅延は、補
償されたパルス幅変調入力信号に必要な進相から生じる
バンド利得による増加という欠点を防止する。
バースを簡易化する。２つの並列共振が効果的に抑制さ
れ、そうして単直列共振がおよそ８ＫＨｚで作り出され
る。補償器に対するエンベロープ信号を引き出すのに使
用された信号に対するＳＳＢドライブ信号の遅延は、補
償されたパルス幅変調入力信号に必要な進相から生じる
バンド利得による増加という欠点を防止する。
【００１９】ｒ．ｆ．電力増幅器の電源電圧は絶対的に
一定に保持されなければならないわけではないことを付
け加えておく。実際にはドライブ波形と調和するように
して、増幅器がフィルタ３から引き出すのに必要な電流
増加と共に非常に僅かに増加していてもよい。本発明の
電力増幅手段はこのように高位パルス幅変調形態で動作
可能であるが、低位ＳＳＢ動作に容易に変換されること
もできる。この増幅器は例えばパルス位置あるいはパル
ス振幅のようなパルス幅変調の他、パルス変調の形態で
動作可能なものであった。同様に図３に示されたものと
は異なるフィルタ形態を用いることも可能である。従っ
て短絡負荷応答のインバースを作り出すのに必要とされ
る回路は異なるものとなるであろう。
一定に保持されなければならないわけではないことを付
け加えておく。実際にはドライブ波形と調和するように
して、増幅器がフィルタ３から引き出すのに必要な電流
増加と共に非常に僅かに増加していてもよい。本発明の
電力増幅手段はこのように高位パルス幅変調形態で動作
可能であるが、低位ＳＳＢ動作に容易に変換されること
もできる。この増幅器は例えばパルス位置あるいはパル
ス振幅のようなパルス幅変調の他、パルス変調の形態で
動作可能なものであった。同様に図３に示されたものと
は異なるフィルタ形態を用いることも可能である。従っ
て短絡負荷応答のインバースを作り出すのに必要とされ
る回路は異なるものとなるであろう。
【図１】パルス幅変調モードで動作する送信器のブロッ
ク図。
ク図。
【図２】ＳＳＢモードで動作する送信器のブロック図。
【図３】パルス幅変調フィルタの回路図。
【図４】図３の回路図と等価な回路図であって、ｓ．
ｓ．ｂ．モードに対して構築されたｒ．ｆ．電力増幅器
で終了されたものを示す図。
ｓ．ｂ．モードに対して構築されたｒ．ｆ．電力増幅器
で終了されたものを示す図。
【図５】補償ネットワークの回路図。
【図６】短絡パルス幅変調フィルタの相対相互コンダク
タンスを示す図。
タンスを示す図。
【図７】ｒ．ｆドライブによる効果的な位相進みに関連
して補償ネットワークの位相及び相対利得を示す図。
して補償ネットワークの位相及び相対利得を示す図。
Claims (6)
- 【請求項１】 ｒ．ｆ．信号のための電力増幅手段であ
って、ローパスフィルタを通じてｒ．ｆ．電力増幅器に
接続され高位パルス変調モードで動作する電力増幅器へ
の電源電圧を制御できるようなパルス変調器を備え、低
位単側波帯振幅変調モードで動作可能とするため、単側
波帯変調信号のエンベロープから引き出された信号が、
ｒ．ｆ．電力増幅器の電源電圧がほぼ一定に保持される
ようパルス変調器を制御できることを特徴とする電力増
幅手段。 - 【請求項２】 請求項１記載の電力増幅手段において、
ｓ．ｓ．ｂ．信号のエンベロープを用いるように構成さ
れた補償手段を含み、パルス変調器に与えられた制御信
号がフィルタと電力増幅器との間のインピーダンス整合
を補償するようにされている電力増幅手段。 - 【請求項３】 請求項２記載の電力増幅手段において、
前記補償手段は、エンベロープに対してフィルタの短絡
応答のインバースを与えるよう構成されている電力増幅
手段。 - 【請求項４】 請求項２または請求項３に記載の電力増
幅手段において、パルス変調器を制御するために使用さ
れるｓ．ｓ．ｂ．信号のエンベロープが低位ドライブ波
形を案内する電力増幅手段。 - 【請求項５】 請求項１から請求項４のいずれかに記載
の電力増幅手段において、前記パルス変調器はパルス幅
変調器である電力増幅手段。 - 【請求項６】 電力増幅手段を組み入れている請求項１
から請求項６のいずれかに記載の放送送信器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB91053801 | 1991-03-14 | ||
| GB9105380A GB2253755B (en) | 1991-03-14 | 1991-03-14 | Power amplifying means for R.F signals |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0567931A true JPH0567931A (ja) | 1993-03-19 |
Family
ID=10691548
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4054678A Pending JPH0567931A (ja) | 1991-03-14 | 1992-03-13 | Ｒ．ｆ．信号のための電力増幅手段 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0503761A1 (ja) |
| JP (1) | JPH0567931A (ja) |
| AU (1) | AU1283892A (ja) |
| CA (1) | CA2061135A1 (ja) |
| GB (1) | GB2253755B (ja) |
| ZA (1) | ZA921026B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0713672A2 (en) | 1994-11-02 | 1996-05-29 | Terumo Kabushiki Kaisha | Endoscope |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5675609A (en) * | 1995-05-26 | 1997-10-07 | Dakota Research, Inc. | Sinusoidal pulse and pulse train signaling apparatus |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4176319A (en) * | 1975-12-04 | 1979-11-27 | Kahn Leonard R | Double sideband transmission system |
| CH664655A5 (de) * | 1980-12-12 | 1988-03-15 | Patelhold Patentverwertung | Verfahren und verstaerkerschaltung zum verstaerken elektrischer signale, insbesondere nf-modulationssignale eines rundfunksenders. |
| EP0112410B2 (de) * | 1982-12-28 | 1992-05-06 | BBC Brown Boveri AG | Einseitenbandsender |
-
1991
- 1991-03-14 GB GB9105380A patent/GB2253755B/en not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-02-05 EP EP92300973A patent/EP0503761A1/en not_active Withdrawn
- 1992-02-12 ZA ZA921026A patent/ZA921026B/xx unknown
- 1992-02-13 CA CA002061135A patent/CA2061135A1/en not_active Abandoned
- 1992-03-13 AU AU12838/92A patent/AU1283892A/en not_active Abandoned
- 1992-03-13 JP JP4054678A patent/JPH0567931A/ja active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0713672A2 (en) | 1994-11-02 | 1996-05-29 | Terumo Kabushiki Kaisha | Endoscope |
| US5649897A (en) * | 1994-11-02 | 1997-07-22 | Terumo Kabushiki Kaisha | Endoscope apparatus for compensating for change in polarization state during image transmission |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB9105380D0 (en) | 1991-05-01 |
| GB2253755A (en) | 1992-09-16 |
| GB2253755B (en) | 1994-09-07 |
| CA2061135A1 (en) | 1992-09-15 |
| EP0503761A1 (en) | 1992-09-16 |
| ZA921026B (en) | 1993-01-27 |
| AU1283892A (en) | 1992-09-17 |
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