JPH0568060A - 歪補償直交変調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明の目的は、線形歪による変調波の劣化
を解決し、簡単な構成の回路で精度のよい歪補償直交変
調器を提供することである。 【構成】 本発明は線形歪を補償するための線形補償パ
ラメータが設定され、同相振幅信号及び直交振幅信号を
線形変換し、ベースバンド信号とする線形変換手段１
と、線形変換手段１により線形変換されたベースバンド
信号を入力とする歪補償直交変調器において、直交変調
器２の変調波出力からキャリア成分を除去し、レベル信
号を生成するレベル信号生成手段３と、レベル信号生成
手段３から入力されたレベル信号の値を用いて線形変換
パラメータを導出し、線形変換手段１に設定するパラメ
ータ生成手段４とを有し構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は歪補償直交変調器に係
り、特に、精度のよい直交変調波を出力するための歪補
償直交変調器に関する。

【０００２】

【従来の技術】無線通信等の使用帯域が制限されている
通信では、多値ＰＳＫ（Phase ShiftKeying）、ＱＡＭ
（Quadrature Amplitude Modulation ）等、狭帯域の変
調波が用いられる。

【０００３】ディジタル変復調では、波形伝送となるの
でアナログ変復調と比較すると精度の高い変調器が必要
となる。ディジタル変復調には同相信号振幅と直交信号
振幅とをベースバンド信号入力とする直交変調器が用い
られるが以下の様な問題点があった。

【０００４】(i) ベースバンド入力信号の正負、すなわ
ちオフセットレベルがバランスしていても、直交変調器
の実効的な入力としてバランスさせることが難しいので
変調波にキャリヤリーク成分が重畳される。

【０００５】(ii)二つのベースバンド入力信号の振幅が
バランスしていても、直交変調器の実効的な入力として
バランスさせることが難しいので変調波にイメージ成分
が重畳される。

【０００６】(iii) 直交変調器には移相が０とπ／２二
つのキャリヤ信号を入力するが、π／２キャリヤ信号を
生成する移相器をＩＣ上に正確に製造することは難し
い。この直交性が正確でないと変調波にイメージ成分が
重畳される。

【０００７】(iv)ＩＣ化すると電源、温度の変動により
上記の特性が変化する。

【０００８】従来は、上述したような問題を解決するた
めに熟練した技術者の調整が必要であった。また、定期
的に点検することにより経年変化を修正していた。

【０００９】歪補償の自動化については、従来から簡単
な構成法が二つ提案されている。

【００１０】第１の提案は特願昭６２−１３１４３に開
示されているもので、その概略構成を図１２に示す。こ
れは９０度性が不完全なときに歪補償するための構成で
ある。

【００１１】狭帯域で変調波を得るためには、同図に示
すような直交変調器が通常用いられている。この直交変
調器は、入力端子４０，４１、出力端子４２、ミキサ４
３，４４、９０度移相器４５、発振器４６、合成器４
７、信号点位置識別器４８、振幅演算器４９により構成
される。この構成において信号点位置識別器４８は、同
相振幅入力Ｉ（ｔ）と直交振幅入力Ｑ（ｔ）から構成さ
れる信号点を識別し、振幅演算器４９は識別時点におけ
る振幅を求める。本来、同相振幅入力Ｉ（ｔ）と直交振
幅入力Ｑ（ｔ）では振幅は等しいが、９０度移相がずれ
ていると二つの時点における振幅が一致しない。そこで
振幅の差または比率を演算で求め、移相器４５を調整す
る。この方法では、(i) 移相器４５を調整しているが、
実際の回路で微調できる移相器の実現は難しい、(ii)具
体的な制御方法が記述されていないので実現性が不明で
ある、(iii) ベースバンド信号のロールオフ整形により
誤差が発生し精度が十分でない、(iv)他の歪、たとえば
ＤＣオフセット、振幅アンバランスがあると精度が十分
でない、などの欠点があった。

【００１２】第２の提案は特願昭６３−６２４３９に開
示されているもので、その概略構成を図１３に示す。こ
れはＤＣオフセットを補償するためのものである。この
構成では、変調波の同相及び直交成分の各々について、
比較器５１で検出した変調シンボルの正負に応じてＤＣ
オフセット算出部５０のＳＷを同期させながら変調波を
整流し、それを積分した値を比較する。積分値はＤＣオ
フセット量に比例しているので、フィードバックループ
５２を形成すると補償ができる。この従来例では、同相
及び直交成分回路ごとに補償を行っているが、実際の高
周波回路ではローカルキャリアがリークして、同相と直
交成分の合成器４７にも重畳されて歪を生じるので、合
成器４７の前で歪を取り除いても不十分であるという欠
点があった。また、本回路は回路構成が相当に複雑とな
る欠点があった。

【００１３】一般に、これらの従来の構成の変調器では
線形歪及び非線形歪により変調波が劣化する場合があ
る。非線形歪はミキサ４３，４４に使用しているダイオ
ードの非線形応答が原因であり、入力レベルをある程度
下げることにより容易に小さくできるが、線形歪につい
てはバランスのとれた部品の選定あるいは微調整等が必
要となる。以下では、その線形歪について具体的に説明
する。

【００１４】図１２において、入力端子４０，４１はそ
れぞれ、同相振幅入力Ｉ（ｔ）と、直交振幅入力Ｑ
（ｔ）が入力される。一方、発振器４６から出力される
各周波数ω_c のキャリアｒ_c （ｔ）＝cos （ω_c ｔ）
と、キャリアを９０度移相器でπ／２移相したｒ
_s （ｔ）＝−sin （ω_c ｔ）がそれぞれミキサ４３，４
４に入力され、同相振幅信号ａ（ｔ）、直交振幅信号ｂ
（ｔ）と乗積される。この乗積された信号は合成器４７
で合成され、出力端子４２から出力される。しかし、実
際の直交変調器では、浮遊容量、浮遊インダクタンスな
どによるキャリアリークや９０度移相器４５の移相誤差
によるイメージ発生などが起きる。そのため、変調器出
力ｙ（ｔ）は以下のようになる。

【００１５】 ｙ（ｔ）＝ｙ₁ （ｔ）＋ｙ₂ （ｔ）＋ｙ₃ （ｔ）＋ｙ₄ （ｔ） （１） 次にｙ₁ （ｔ）はミキサ４３においてベースバンド信号
にＤＣオフセットδ_c1が加わった時の応答であり、以下
のように示される。

【００１６】 ｙ₁ （ｔ）＝［Ｉ（ｔ）＋δ_c1］cos （ω_c ｔ） （２） ｙ₂ （ｔ）はミキサ４４の利得が同相に対してα倍のア
ンバランスとなり、ＤＣオフセットδ_s1が加わった時の
ベースバンド信号が移相誤差θの直交キャリアと乗積さ
れた時の応答であり、以下のように示される。

【００１７】 ｙ₂ （ｔ）＝［−αＱ（ｔ）＋δ_s1］sin （ω_c ｔ＋θ） （３） ｙ₃ （ｔ）は同相成分のキャリアリークであり、キャリ
アリークの大きさがδ_c2、キャリアリークの位相がθ₁
の時の応答であり、以下のように示される。

【００１８】 ｙ₃ （ｔ）＝δ_c2cos （ω_c ｔ＋θ₁ ） （４） ｙ₄ （ｔ）は直交成分のキャリアリークであり、キャリ
アリークの大きさがδ_s2、キャリアリークの位相がθ₂
の時の応答であり、以下のように示される。

【００１９】 ｙ₄ （ｔ）＝δ_s2sin （ω_c ｔ＋θ₂ ） （５） これにより変調器出力ｙ（ｔ）を計算すると、 ｙ（ｔ）＝ｃ（ｔ）cos （ω_c ｔ）−ｄ（ｔ）sin （ω_c ｔ） （６） となり、同相変調信号ｃ（ｔ）は、 ｃ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）＋δ_c sin θ［−αＱ（ｔ）＋δ_s1］ （７） また、直交変調信号ｄ（ｔ）は、 ｄ（ｔ）＝−αＱ（ｔ）cos θ＋cos θ・δ_s1＋δ_s （８） オフセットδ_c とδ_s は、 δ_c ＝δ_c1＋δ_c2cos θ₂ ＋δ_s2sin θ₂ （９） δ_s ＝−δ_c2sin θ₁ ＋δ_s2cos θ₂ （１０） となる。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記に示し
た直交変調器の出力値は、同相変調信号と同相振幅入力
及び直交変調信号と直交振幅入力が等しくなる理想的な
出力ｃ（ｔ）＝ａ（ｔ）、ｄ（ｔ）＝ｂ（ｔ）とは大き
く異なっている。

【００２１】図１４は変調波の信号空間ダイヤグラムを
示す。Ｉ（ｔ）＝cos （ｘ）、Ｑ（ｔ）＝sin （ｘ）と
してｘ＝０〜２πとした時の理想的な応答では変調波ｃ
（ｔ）とｄ（ｔ）の位相ダイヤグラム上の軌跡が図１４
の実線で示されるように円形に描かれるが、一方、理想
的でない場合には、同図に破線で示されるように中心が
原点からシフトし、斜めになった楕円となる。この図１
４の斜めになった楕円は実際には図１５（ａ）に示す正
常な軌跡に図１５（ｂ）に示すＤＣオフセットによる線
形歪を受けた軌跡、図１５（ｃ）に示す振幅アンバラン
スによる線形歪を受けた軌跡、図１５（ｄ）に示す不完
全な９０度性による線形歪を受けた軌跡が重ね合わされ
たものである。このような線形歪を抑えるためにはＤＣ
オフセットδ_c1，δ_s1、直交キャリアの移相誤差θ、キ
ャリアリークδ_c2，δ_s2などを小さくするための調整、
あるいは、バランスのとれた部品の選定等を必要とす
る。また、このようなことを実現させるために、熟練作
業、調整時間、高価な測定器を必要とするという問題が
ある。

【００２２】これらの従来例の問題を解決する提案とし
て、ＤＣオフセットによる歪の補償に線形変換手段を導
入した発明例があるが、線形パラメータを導出するため
に、直交変調器の出力を同相成分と直交成分とを抽出す
るＩＱ検波器を用いている。この従来の構成では直交変
調器より精度のよいＩＱ検波器が必要であり、そのオフ
セット調整、振幅調整、直交性の調整が必要であった。

【００２３】また、これら従来例はいずれも各種線形歪
に個別に対処したものであり、実際にはＤＣオフセット
や振幅バランスが十分補償されていないと９０度性が十
分に補償できないといったような問題を残すものであ
る。

【００２４】本発明は上記の点に鑑みてなされたもの
で、上記のような線形歪による変調波の劣化を解決し、
簡単な構成の回路で精度のよい歪補償直交変調器を提供
することを目的とする。

【００２５】

【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理を説
明するための図を示す。線形歪を補償するための線形補
償パラメータが設定され、同相振幅信号及び直交振幅信
号を線形変換し、ベースバンド信号とする線形変換手段
（１）と、線形変換手段（１）により線形変換されたベ
ースバンド信号を入力とする歪補償直交変調器におい
て、直交変調器（２）の変調波出力からキャリア成分を
除去し、レベル信号を生成するレベル信号生成手段
（３）と、レベル信号生成手段（３）から入力されたレ
ベル信号の値を用いて線形変換パラメータを導出し、線
形変換手段（１）に設定するパラメータ生成手段（４）
とを有する。

【００２６】

【作用】本発明は同相振幅信号及び直交振幅信号を線形
変換手段（１）により線形変換し、線形変換された信号
を入力とする直交変調器（２）の変調波出力をレベル信
号生成手段（３）に入力し、レベル信号を抽出し、その
レベル信号に対してパラメータ生成手段（４）により線
形変換のパラメータが導出され、その線形変換パラメー
タを線形変換に用いることにより線形歪が充分小さな値
に抑えられる。

【００２７】下記の第１実施例では、線形パラメータは
既知のテスト信号を使って、レベル信号に基づき求め
る。

【００２８】下記の第２実施例では、線形パラメータは
同相及び直交振幅入力の状態に従って、レベル信号に基
づき求める。

【００２９】更に、実際には各種線形歪は混在している
ため、本発明ではまずＤＣオフセットによる線形歪に関
するパラメータを求め、次にＤＣオフセット補償を行い
つつ振幅アンバランスによる線形歪に関するパラメータ
を求め、最後にＤＣオフセットと振幅アンバランスの補
償を行いつつ不完全直交位相による線形歪に関するパラ
メータを求めるという手順で全ての線形パラメータを決
定する。

【００３０】

【実施例】図２に本発明の第１の実施例の歪補償直交変
調器の構成を示す。図１２と同一構成部分には同一符号
を付し、その説明を省略する。図２において、本実施例
の歪補償直交変調器はＬ端子、Ｃ端子を有するスイッチ
２０，２１，２２，２３と、線形変換器２４を含む線形
変換手段１と、直交変調器２、制御回路２５、検波器２
６、低域通過フィルタ２９により構成される。直交変調
器２はミキサ４３，４４と、９０度位相器４５と、発振
器４６と、合成器４７から構成されている。

【００３１】この図２の構成において、検波器２６には
２乗検波特性が要求される。２乗検波特性は通常の検波
器において入力レベルを低くすれば実現できる。確実に
２乗検波特性を得るためには、ダブルバランスミキサの
ＲＦ端子とＬＯ端子へ変調波を入力すればよい。また、
制御回路２５にはディジタル信号処理が有利であり、そ
の時には、低域通過フィルタ２７の出力をＡ／Ｄ変換し
て用いる。

【００３２】この構成の歪補償直交変調器において、同
相振幅信号Ｉ（ｔ）、直交振幅信号Ｑ（ｔ）が、線形変
換器２４に入力され、ベースバンド信号である同相振幅
入力ａ（ｔ）と直交振幅入力ｂ（ｔ）に変換される。ベ
ースバンド信号ａ（ｔ）とｂ（ｔ）は直交変調器５０に
入力され、式（６）〜（１０）で表される変調波ｙ
（ｔ）が得られる。変調波ｙ（ｔ）は検波器２６に入力
され、低域通過フィルタ２７でキャリア成分が除去さ
れ、レベル信号ｚ（ｔ）が得られる。このレベル信号ｚ
（ｔ）は制御回路２５に入力され、線形変換パラメータ
が導出され、その値が線形変換器２４に設定される。

【００３３】次に本実施例における歪補償直交変調器の
具体的な動作を説明する。直交変調器５０の出力の変調
波ｙ（ｔ）の変調波同相・直交振幅ｃ（ｔ），ｄ（ｔ）
は理想的にはそれぞれ同相振幅信号Ｉ（ｔ）と直交振幅
信号Ｑ（ｔ）に等しくなるはずであるから、以下の方程
式 ｃ（ｔ）＝Ｉ（ｔ） （１１） ｄ（ｔ）＝Ｑ（ｔ） （１２） が得られ、これと式（７），（８）を連立させて解く
と、ベースバンド信号の同相振幅入力ａ（ｔ）は、 ａ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）＋tan θ・Ｑ（ｔ）＋ａ （１３） また、ベースバンド信号の直交振幅入力ｂ（ｔ）は、 ｂ（ｔ）＝（１／αcos θ）Ｑ（ｔ）＋ｂ （１４） ａ＝−δ_c tan θ（δ_s ＋δ_s1cos θ）−sin θ・δ_s1 （１５） ｂ＝（cos θ・δ_s1＋δ_s ）／αcos θ （１６） となる。実際にはα，θ，ａ及びｂの値は不明であるか
ら何らかの方法で求めなければならない。その求められ
た値を線形変換パラメータα₀ ，θ₀ ，ａ₀ ，ｂ₀ とす
ると、線形変換器２４で行われる線形変換は次のように
なる。

【００３４】ベースバンド信号ａ（ｔ）は、 ａ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）＋tan θ₀ ・Ｑ（ｔ）＋ａ₀ （１７） となり、ベースバンド信号ｂ（ｔ）は、 ｂ（ｔ）＝（１／α₀ cos θ₀ ）Ｑ（ｔ）＋ｂ₀ （１８） となる。

【００３５】従って、線形変換器２４で行う線形変換は
図３に示すように、同相振幅信号Ｉ（ｔ）に、直交振幅
信号Ｑ（ｔ）にパラメータθ₀ から求まるtan θ₀ を乗
じた信号とパラメータａ₀ とを加算したベースバンド信
号ａ（ｔ）を直交変調器２の同相入力信号とし、また直
交振幅信号Ｑ（ｔ）にパラメータα₀ とθ₀ から求まる
１／α₀ cos θ₀ を乗じた信号とパラメータｂ₀ とを加
算したベースバンド信号ｂ（ｔ）を直交変調器２の直交
入力信号とするものとなる。

【００３６】検波器２６と低域通過フィルタ２７を介し
て抽出される変調波のレベルは ｚ（ｔ）＝ｃ² （ｔ）＋ｄ² （ｔ） （１９） で表される。そこで、図２のスイッチ２２，２３をＣ端
子側に接続し、ベースバンド信号の同相振幅入力ａ
（ｔ）と直交振幅入力ｂ（ｔ）として制御回路２５より
テスト信号を入力した時の変調波レベルｚ（ｔ）から線
形変換パラメータを以下のように導出する。スイッチ２
２，２３をＣ端子側に切り替えた時の変調波ｃ（ｔ）と
ｄ（ｔ）は式（７），（８）で表されるから、これを式
（１９）に代入して、ａ（ｔ）とｂ（ｔ）について偏微
分をとり、それらを０とおくと、次のような連立方程式
が得られる。

【００３７】

【数１】 この連立方程式のａ（ｔ）とｂ（ｔ）に関する解は式
（１５）と（１６）の右辺に一致する。従って、ベース
バンド信号ａ（ｔ）とｂ（ｔ）に相当するテスト信号Ｔ
_a ，Ｔ_b を制御回路２５で変化させてレベル信号が最小
となる時の値を求めれば、その値が線形変換パラメータ
ａ₀ とｂ₀ である。

【００３８】次に、求められた線形変換パラメータａ₀
とｂ₀ 及び、移相誤差の暫定値θ₀ ＝０、振幅比の暫定
値α₀ ＝１を線形変換器２４に設定し、スイッチ２２，
２３をＬ端子側に戻すと、線形変換器２４は線形変換作
動を行い、その変換された信号ａ（ｔ），ｂ（ｔ）を直
交変換器５０に入力すると、その出力ｙ（ｔ）の変調信
号ｃ（ｔ），ｄ（ｔ）は ｃ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）−αsin θＱ（ｔ） （２２） ｄ（ｔ）＝−αcos θＱ（ｔ） （２３） となる。

【００３９】従って、スイッチ２０，２１をＣ端子側に
接続して、制御回路２５からテスト信号Ｔ_I ，Ｔ_Q を入
力するとき、Ｔ_I （ｔ）＝Ａ（所定値）、Ｔ_Q （ｔ）＝
０を入力すると、そのときのレベル信号ｚ₁ はｚ₁ ＝Ａ
² となる。また、Ｔ_I （ｔ）＝０、Ｔ_Q （ｔ）＝Ａを入
力すると、そのときのレベル信号ｚ₂ はｚ₂ ＝α² Ａ²
となる。レベル信号ｚ₁ とｚ₂ からのαの推定値α₀ が α₀ ＝（ｚ₂ ／ｚ₁ ）^1/2 （２４） により求められる。

【００４０】ただし、この説明では、検波器２６からの
レベル信号が正確に変調波のレベルの２乗に比例してい
るという条件が必要である。実際には、その出力にはバ
イアス分が重畳されるいるので、その分を補正して用い
る。すなわち、変調波を入れないときのレベル信号値が
０となるように校正する。

【００４１】さらに、式（２２）と（２３）が成立して
いるとき、直交振幅信号Ｑ（ｔ）＝Ａとして変調波のレ
ベル信号ｚ（ｔ）を同相振幅信号Ｉ（ｔ）で偏微分し、
その偏微分値を０とおくと、

【数２】 となるから、その解をＩ₀ とすると、 θ＝arcsin（Ｉ₀ ／αＡ） （２６） のような関係がある。

【００４２】ここで、同相振幅信号Ｉ（ｔ）に相当する
テスト信号Ｔ_I （ｔ）を変化させた時にレベル信号ｚ
（ｔ）が最小になるときのＴ_I （ｔ）の値Ｉ₀ と、式
（２４）で求められたαの推定値である線形変換パラメ
ータα₀ をαとして、式（２６）に代入すれば、移相誤
差θの推定値θ₀ が求められる。

【００４３】以上をまとめると、制御回路２５における
線形変換パラメータの決定は図４のフローチャートに沿
って以下の通り行われる。

【００４４】まずステップ１０１において、スイッチ２
２，２３をＣ側に切替え、テスト信号Ｔ_a ，Ｔ_b の初期
設定Ｔ_a （ｔ＝０）＝ａ₁ ，Ｔ_b （ｔ＝０）＝ｂ₁ を行
う。

【００４５】次にステップ１０２において、レベル信号
ｚ（ｔ）を最小とするテスト信号Ｔ_a ，Ｔ_b の値を求
め、これを線形変換パラメータａ，ｂの最適値ａ₀ ，ｂ
₀ とする。

【００４６】次にステップ２０１において、最適値
ａ₀ ，ｂ₀ を線形変換器２４に設定し、また、線形変換
パラメータθ，αの暫定値θ₀ ＝０，α₀ ＝１を設定し
た後、スイッチ２２，２３をＬ側に戻す。

【００４７】次にステップ２０２において、スイッチ２
０，２１をＣ側に切替え、テスト信号Ｔ_I （ｔ）＝Ａ，
Ｔ_Q （ｔ）＝０を入力してレベル信号ｚ₁ を測定し、テ
スト信号Ｔ_I （ｔ）＝０，Ｔ_Q （ｔ）＝Ａを入力してレ
ベル信号ｚ₂ を測定する。

【００４８】次にステップ２０３において、線形変換パ
ラメータαの最適値α₀ をα₀ ＝（ｚ₂ ／ｚ₁ ）^1/2 を
計算して求める。

【００４９】次にステップ３０１において、最適値
ａ₀ ，ｂ₀ ，α₀ を線形変換器２４に設定し、テスト信
号Ｔ_I ，Ｔ_Q をＴ_I （ｔ）＝Ｉ₁ ，Ｔ_Q （ｔ）＝Ａに設
定する。

【００５０】次にステップ３０２において、レベル信号
ｚ（ｔ）を最小とするテスト信号Ｔ_I （ｔ）の値Ｉ₀ を
求める。

【００５１】次にステップ３０３において、線形変換パ
ラメータθの最適値θ₀ をθ₀ ＝arcsin（Ｉ₀ ／α
₀ Ａ）を計算して求める。

【００５２】最後にステップ４００において、決定され
た線形変換パラメータの最適値ａ₀ ，ｂ₀ ，α₀ ，θ₀
を線形変換器２４に設定し、スイッチ２０，２１をＬ側
に戻す。

【００５３】以上に述べた方法によれば、制御回路２５
は検波器２６と低域通過フィルタ２７からなるレベル信
号生成手段からのレベル値の入力のみで線形変換パラメ
ータが求められ、その線形変換パラメータを線形変換器
２４に設定する。これにより線形歪を充分小さな値に抑
えることができる。

【００５４】上述の図４の方法では、レベル値ｚ（ｔ）
を最小にするテスト信号Ｔ_a ，Ｔ_b ，Ｔ_I の値を求める
方法を述べたが、これらの値は、レベル信号ｚ（ｔ）が
最小になるところではｚ（ｔ）の各テスト信号に関する
傾きの符号が変化するという原理を用いる摂動法を利用
して容易に求められる。そのような摂動法の一例として
Ｔ_b の値を固定した場合にＴ_a の値を求める手順のフロ
ーチャートを図５に示す。

【００５５】図５の摂動法では、まずステップ５０１に
おいて、Ｔ_a の初期値をａ₁ に設定する。

【００５６】次にステップ５０２において、以下のよう
な設定を行う。

【００５７】 Ｔ_a （ｔ）＝ｅ・sin （ｔ）＋ａ_n （２７） Ｔ_b （ｔ）＝ｂ （２８） ここで０＜ｅ≪１は摂動振幅、ｂは一定値、ａ_n はｎ回
目の摂動におけるＴ_a の値である。

【００５８】次にステップ５０３において、式（２７）
におけるａ_n の値を次の式（２９）に基づいて更新す
る。

【００５９】

【数３】 そして、ステップ５０４において、ステップ５０２，５
０３がｎ＝Ｎとなるまで繰返される。ここでＮは最大摂
動回数である。

【００６０】尚、この図５に示す最適化においては外部
から摂動を与えるが、摂動振幅の大きさによって最適値
へ収束するまでの時間が異なる。その様子を図６に示
す。従って、収束時間が短くなるような適当な摂動振幅
を選ぶことが好ましい。

【００６１】また、図４の方法におけるステップ１０２
にこの摂動法を利用する場合には、Ｔ_b の値を固定せず
に、Ｔ_a ，Ｔ_b の両方を交互に調整するようにしても良
い。

【００６２】この発明の第１の実施例に歪補償直交変調
器を使った等化器の出力における平均ビット誤り率（Av
erage BER ）と、従来の歪補償のない直交変調器を使っ
た等化器の出力における平均ビット誤り率を、ＤＣオフ
セット、振幅バランス、位相オフセットの各々について
図７（ａ），（ｂ），（ｃ）に示す。

【００６３】図８に本発明の第２の実施例の歪補償直交
変調器の構成を示す。図２と同一構成部分には同一符号
を付し、その説明を省略する。

【００６４】この第２の実施例では、上述した第１の実
施例のようにスイッチ２０，２１，２２，２３を通して
制御回路２５からテスト信号を入力する代わりに、同相
及び直交振幅入力Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）を入力検出器３１
で検出し、これを制御回路２５に報告することにより、
適当な同相及び直交振幅入力Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）を第１
実施例におけるテスト信号同様に利用することで線形変
換パラメータを決定する。このため、この第２の実施例
においては線形変換パラメータの決定をリアルタイムに
行うことが可能である。

【００６５】より詳細には、この第２の実施例における
線形変換パラメータの決定は以下のように行われる。

【００６６】まず、線形変換パラメータａに周期的な小
振幅の摂動信号を重畳し、その時のレベル信号を摂動信
号を用いて相関検出し、その相関検出信号レベルが０と
なるような最適値ａ₀ に線形変換パラメータａを調整
し、また、線形変換パラメータｂについても同様に最適
値ｂ₀ を調整して最適パラメータａ₀ とｂ₀ を求める。

【００６７】次に制御回路２５は、線形変換器２４に最
適パラメータａ₀ とｂ₀ を設定し、パラメータθとαに
は暫定値θ＝０，α＝１を設定し、直交振幅信号Ｑ
（ｔ）が０となった瞬間の同相振幅信号Ｉ（ｔ）の値Ｉ
₁ とレベル信号生成手段のレベル信号ｚ（ｔ）の値ｚ₃
を測定し、またＩ（ｔ）が０になった瞬間のＱ（ｔ）の
値Ｑ₂ 及びｚ（ｔ）の値ｚ₄ を測定し、 α₀ ＝（Ｉ₁ ／Ｑ₂ ）・（ｚ₂ ／ｚ₃ ）^1/2 （３０） を算出して最適パラメータα₀ を求める。

【００６８】次に制御回路２５は、線形変換器２４に最
適パラメータａ₀ とｂ₀ とα₀ を設定し、パラメータθ
には暫定値θ＝０を設定し、同相振幅信号Ｉ（ｔ）と直
交振幅信号Ｑ（ｔ）が等しい値Ａ₁になった瞬間のレベ
ル信号ｚ（ｔ）の値ｚ₅ を測定し、またＩ（ｔ）＝−Ｑ
（ｔ）＝Ａ₂ となった瞬間のｚ（ｔ）の値ｚ₆ を測定
し、測定値から比β＝ｚ₁ Ａ₂ ² ／ｚ₂ Ａ₁ ² を求め θ₀ ＝arcsin［（１−β）／（１＋β）］ （３１） を算出して最適パラメータθ₀ を求める。

【００６９】従って、この第２の実施例では、ＤＣオフ
セットについては単に摂動を加えて最適値を求めるだけ
で済み、振幅バランスと直交性については同相及び直交
振幅入力が所定の状態にあることを検知した時のレベル
信号から最適値を計算することができる。

【００７０】尚、上記の手順において相関検出は上述し
た図５の摂動法と同様の方法で行うことができる。

【００７１】以上説明した歪補償調整器の具体的な回路
形成には様々な形態が考えられる。制御回路２５は処理
の性格上、ディジタル回路で実現するのが有利である。
線形変換器２４についてはアナログ回路による実現とデ
ィジタル回路による実現の２通りがある。

【００７２】アナログ回路で線形変換器２４を作るため
には、精度のよい乗算器が必要である。線形パラメータ
はディジタル信号であるから、乗算器には４象限Ｄ／Ａ
変換器を用いることができる。４象限Ｄ／Ａ変換器は図
９のように抵抗とスイッチから形成され、被乗算信号を
基準入力端子３３へ入力し、乗算値をディジタル端子３
２に入力する。ディジタル端子３２はスイッチを制御
し、出力端子３４と３５にはアナログの精度の高い乗算
出力が得られる。２つの出力端子には平衡レベル、たと
えばアナログ・グランドを対称にして反転した２つの電
流信号たとえばａ（ｔ）とａ▲バー▼（ｔ）が生成され
る。これらを増幅器を介して直交変調器２へ入力する。
この直交変調器２は図１０のように構成され、そのミキ
サ部４３，４４は図１１のように差動アンプで形成され
るので、反転した２つの入力が必要である。もちろん、
線形変換器２４が生成するアナログベースバンド信号を
反転増幅器で反転させて２つの信号を生成することも考
えられる。

【００７３】ディジタル回路で実現するときには、同相
振幅信号及び直交振幅信号をＡ／Ｄ変換したディジタル
入力信号を入力とし、線形変換器２４から出力されるデ
ィジタルベースバンド出力信号をＤ／Ａ変換して直交変
調器２へ入力する。

【００７４】尚、上述の説明により求めた線形パラメー
タは電源が切れると削減してしまうので、不揮発性メモ
リに蓄積しておき、電源がＯＮになった時には、まずそ
の値を読み出して使用することが望ましい。

【００７５】又、実際の実装時には線形変換手段とパラ
メータ生成手段はＣＭＯＳで一体的にＩＣ化し、直交変
調器とレベル信号生成手段はバイポーラまたはＧａＡｓ
のＩＣとして一体的にＩＣ化してこれらＩＣの組合せで
本発明の歪補償直交変調器を実現することも可能であ
る。

【００７６】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、レベル
を検出する回路を設けることにより、容易に線形変換パ
ラメータを導出することができ、簡単な構成の回路によ
り非常に精度のよい歪補償直交変調器を実現できる。ま
た、バースト伝送を行っている伝送系では、本発明の方
法により送信していない時間に線形変換パラメータを修
正していれば、送信時にリアルタイムに補償を最適化で
き、機器の温度変動、経時変化等があっても精度のよい
変調波を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理を説明するための図である。

【図２】本発明の第１の実施例の歪補償直交変調器の構
成図である。

【図３】図２の歪補償直交変調器の線形変換器による線
形変換のダイアグラムである。

【図４】図２の歪補償直交変調器による線形変換パラメ
ータ決定手順のフローチャートである。

【図５】図４の手順において利用する摂動法のフローチ
ャートである。

【図６】図５の摂動法における収束時間と摂動振幅の関
係を示すグラフである。

【図７】図２の歪補償直交変調器を用いた等化器の出力
の平均ビット誤り率と従来の歪補償のない直交変調器を
用いた等化器の出力の平均ビット誤り率とをＤＣオフセ
ット、振幅バランス、位相オフセットについて示すグラ
フである。

【図８】本発明の第２の実施例の歪補償直交変調器の構
成図である。

【図９】本発明の歪補償直交変調器の線形変換部に用い
る４象限Ｄ／Ａ変換器の構成図である。

【図１０】本発明の歪補償直交変調器の直交変調部の構
成図である。

【図１１】図１０の直交変調部のダブルバランスミキサ
の構成図である。

【図１２】従来の直交変調器の一例の構成図である。

【図１３】従来の直交変調器の他例の構成図である。

【図１４】出力変調波の信号空間ダイアグラムである。

【図１５】正常及び線形歪を受けた変調波の信号空間ダ
イアグラムである。

【符号の説明】

１ 線形変換手段 ２ 直交変調器 ３ レベル信号生成手段 ４ パラメータ生成手段 ２０，２１，２２，２３ スイッチ ２４ 線形変換器 ２５ 制御回路 ２６ 検波器 ２７ 低域通過フィルタ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 線形歪を補償するための線形変換パラメ
   ータが設定され、同相振幅信号及び直交振幅信号を線形
   変換して、ベースバンド信号とする線形変換手段と、該
   線形変換手段により線形変換したベースバンド信号を入
   力とする直交変調器を有する歪補償直交変調器におい
   て、 前記直交変調器の変調波出力からキャリア成分を除去
   し、レベル信号を生成するレベル信号生成手段と、 前記レベル信号生成手段より入力された前記レベル信号
   の値を用いて前記線形変換パラメータを導出し、前記線
   形変換手段に設定するパラメータ生成手段とを有するこ
   とを特徴とする歪補償直交変調器。
2. 【請求項２】 線形歪を補償するための線形変換パラメ
   ータが設定され、同相振幅信号及び直交振幅信号を線形
   変換して、ベースバンド信号とする線形変換手段と、該
   線形変換手段により線形変換したベースバンド信号を入
   力とする直交変調器を有する歪補償直交変調器におい
   て、 ＤＣオフセットに関する線形変換パラメータａ，ｂをま
   ず求め、ＤＣオフセットに因る歪を補償しながら振幅バ
   ランスに関する線形変換パラメータαを次に求め、最後
   にＤＣオフセットと振幅アンバランスに因る歪を補償し
   ながら直交性に関する線形変換パラメータを求めて、前
   記線形変換手段に設定するパラメータ生成手段とを有す
   ることを特徴とする歪補償直交変調器。