JPH0570197U - ベクトル制御方式におけるインバータ出力電圧制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 インバータの直流電圧の変動が出力電圧に影
響するのをなくす。 【構成】 ベクトル制御のための相電圧演算回路１４に
おける一次電圧制御信号ｅ_1d，ｅ_1qを直流電圧の変動比
Ｅ_dcで除算する補償部１５ｄ，１５ｃを設けることによ
り変動分を補償する。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は誘導電動機を電圧形インバータで駆動するベクトル制御方式における インバータ出力電圧制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】

近年、誘導電動機の速応性を向上する制御方式として、電動機の一次電流を励 磁電流と二次電流とに分けて制御し、磁束と二次電流ベクトルを常に直交させる ことで直流機と同等の応答性を得ようとするベクトル制御方式が提案されている 。このベクトル制御方式において、誘導電動機を駆動する電力変換装置にパルス 幅変調（ＰＷＭ）方式インバータなどの電圧形インバータを使用して電動機の一 次電圧制御によってその磁束と二次電流分を非干渉に制御する方式がある。この 方式は例えば図１に示す構成にされる。

【０００３】 図１において、誘導電動機１にＰＷＭ方式インバータ２から電圧制御による一 次電圧を供給して該電動機１に磁束と二次電流とが互いに直交するよう制御する のに、電動機１の磁束を一定に制御するためのα相一次電流設定値ｉ₁α＊と二 次電流を制御するためのβ相一次電流設定値ｉ₁β＊と電源角周波数ω₀とを入力 とする補正演算回路３によってα，β相一次電圧ｅ₁α，ｅ₁βを得、この電圧ｅ ₁ α，ｅ₁βは相電圧演算回路４によって２相−３相変換してインバータ２の３相 電圧設定値ｅ_a＊，ｅ_b＊，ｅ_c＊を得る。相電圧演算回路４における演算には電 源角周波数ω₀から得る三角関数ｃｏｓ ω_oｔ、ｓｉｎ ω_oｔが使われ、イン バータ２におけるＰＷＭ信号波形成には電源角周波数ω₀から得る三角波（搬送 波）Ｔ_riが使われ、これら信号は三角関数発生回路５及び三角波発生回路６から 得る。

【０００４】 β相一次電流設定値ｉ₁β＊は速度設定値Ｖ_s＊と電動機１の速度検出器７の検 出値（ロータ角周波数ω_r）との突合わせ演算（ＰＩ）をする速度調節器８の出 力として得、電源角周波数ω₀は角周波数演算回路９から得る。この演算回路９ は、設定値ｉ₁α＊とｉ₁β＊の除算をする割算器９₁と、この除算結果ｉ₁β＊／ ｉ₁α＊に係数１／τ₂（τ₂は電動機１の２次インダクタンスＬ₂と一次等価二次 抵抗ｒ₂の比Ｌ₂／ｒ₂）を掛算する係数器９₂とを有してすべり角周波数ω_sを算 出し、このすべり角周波数ω_sにロータ角周波数ω_rを加算して電源角周波数ω₀ を得る。

【０００５】 補正演算回路３は、電動機１の磁束成分にはβ相一次電流ｉ₁βによる干渉分 ＋Ｌσω₀ｉ₁βが含まれ、トルク成分（二次電流分）にはα相一次電流ｉ₁αに よる干渉分−Ｌ₁ω₀ｉ₁αが含まれるのを補償した一次電圧ｅ₁α，ｅ₁βを得る もので、係数として一次抵抗ｒ₁，一次インダクタンスＬ₁，等価漏れインダクタ ンスＬσをもつ係数器３₁，３₂，３₃，３₄と乗算器３₅，３₆を有して上述の干渉 分を補正した演算をし、磁束分設定値ｉ₁α＊と二次電流分設定値ｉ₁β＊に対し て互いに非干渉の一次電圧ｅ₁α，ｅ₁βを得る。この演算は次の（１）式に基づ いた回路になる。

【０００６】

【数１】

【０００７】 また、相電圧演算回路４の演算は次の（２），（３）式に基づいた回路になる。

【０００８】

【数２】

【０００９】

【数３】

【００１０】

【考案が解決しようとする課題】

こうした電圧形インバータによるベクトル制御装置において、インバータ２の 直流電源になる整流器１０の直流電圧Ｅ_dcがその交流入力電圧変動や負荷変動等 によって変動すると、Ｅ_dcの変化がそのまま電動機１の入力電圧（インバータ出 力電圧）Ｅ_a，Ｅ_b，Ｅ_cの変化として現れ、設定値ｅ_a＊，ｅ_b＊，ｅ_c＊と実際の 一次電圧Ｅ_a，Ｅ_b，Ｅ_cとの間の比例関係が保てなくなる。この問題を解消する には整流器１０に代えて順変換器による自動電圧制御が考えられるがその装置構 成が複雑高価になる。

【００１１】 本考案は、インバータの電圧制御回路に直流電圧Ｅ_dcの変動分を補償する補償 回路を設けることにより、従来の問題点を解消したインバータ出力電圧制御装置 を提供することを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】

本考案は誘導電動機をパルス幅変調方式インバータで駆動し、誘導電動機の磁 束分を設定するα相一次電圧ｅ₁αと二次電流分を設定するβ相一次電圧ｅ₁βか ら相電圧演算によって上記インバータの３相電圧設定値ｅ_a＊，ｅ_b＊，ｅ_c＊を 得、この設定値ｅ_a＊，ｅ_b＊，ｅ_c＊と三角波信号Ｔ_riからパルス幅変調信号を 得るベクトル制御方式において、上記電圧ｅ₁α及びｅ₁βを夫々同期回転座標− 固定座標変換した電圧ｅ_1d及びｅ_1qは夫々上記インバータの直流検出電圧Ｅ_dcと その基準直流電圧Ｅ_Nとの比Ｅ_dc／Ｅ_Nで割算し、この割算結果を２相／３相変換 して上記３相電圧設定値ｅ_a＊，ｅ_b＊，ｅ_c＊とする補償回路、又は上記三角波 信号Ｔ_riは上記インバータの直流検出電圧Ｅ_dcとその基準直流電圧Ｅ_Nとの比Ｅ_{d c} ／Ｅ_Nを乗算した信号とする補償回路とを備えたことを特徴とする。

【００１３】

【作用】

本考案における補償回路は、設定値ｅ_a＊，ｅ_b＊，ｅ_c＊の振幅を直流電圧Ｅ_{d c} の変動に応じて補正するか、又は三角波信号のレベルを直流電圧Ｅ_dcの変動に 応じて補正する。以下、原理的な説明を詳細に説明する。

【００１４】 図１におけるＰＷＭ方式インバータ２は等価的に図２に示すブロック１１で表 わせる。ブロック１１において、変調部１２ａ，１２ｂ，１２ｃは正弦波になる 各設定値ｅ_a＊，ｅ_b＊，ｅ_c＊を三角波Ｔ_riで変調することから変調波出力の基 本波成分については正弦波，三角波のピーク値Ｋとすると伝達関数が１／Ｋにな る。一方、変調部のＰＷＭ信号を電力増幅してインバータ出力電圧Ｅ_a，Ｅ_b，Ｅ _c を得る電力増幅部１３ａ，１３ｂ，１３ｃはその利得が直流電圧Ｅ_dcに相当す るため伝達関数がＥ_dcになる。従って、設定値ｅ_a＊，ｅ_b＊，ｅ_c＊に対して例 えばａ相設定値ｅ_a＊＝Ａｓｉｎω₀ｔとすると、出力電圧Ｅ_aは

【００１５】

【数４】

【００１６】 となり、直流電圧Ｅ_dcによって出力電圧Ｅ_aが影響される。この直流電圧Ｅ_dcの 変動に対する補償の一手段として、本考案では図２中に示すように相電圧演算回 路４の等価ブロック図として示す１４において、前述の（２）式に基づいた同期 回転座標−固定座標の変換結果ｅ_1d，ｅ_1qを夫々伝達関数１／Ｅ_dc＊を持つ補償 部１５ｄ，１５ｑを通して２相／３相変換部１６の変換入力とする。２相／３相 変換部１６は前述の（３）式に基づいた演算回路になる。

【００１７】 補償部１５ｄ，１５ｑの伝達関数１／Ｅ_dc＊は、インバータ２の直流電圧Ｅ_dc とその基準直流電圧Ｅ_Nとの比Ｅ_dc＊＝Ｅ_dc／Ｅ_Nの逆数になるよう制御する。例 えばｅ_1d＝Ａ・ｓｉｎω₀ｔとすると、

【００１８】

【数５】

【００１９】 となり、出力電圧Ｅ_aは直流電圧Ｅ_dcに影響されなくなる。これはインバータが ＰＷＭ方式でない通常の電圧形インバータにも言える。従って、インバータ直流 電圧Ｅ_dcを検出し、このＥ_dcと基準直流電圧Ｅ_Nとの比Ｅ_dcで電圧ｅ_1d，ｅ_1qを 除算して２相／３相変換する電圧設定により、直流電圧Ｅ_dcの変動分を補償した ベクトル制御が可能となる。

【００２０】 次に、図３は三角波信号Ｔ_riを補正する場合の等価ブロック図を示す。相電圧 演算回路４は図１のものと同じ演算をし、変調部２０ａ，２０ｂ，２０ｃでは三 角波Ｔ_riのピーク値を直流電圧Ｅ_dcの変動比Ｅ_dc＊（＝Ｅ_dc／Ｅ_N）に比例させ た変調をするこの変調により、変調部の各伝達関数は三角波のピーク値がＥ_dc＊ 倍になって夫々１／Ｋ（Ｅ_dc＊）になる。電力増幅器１３ａ，１３ｂ，１３ｃは 図２と同様に伝達関数Ｅ_dcになる。

【００２１】 このように三角波信号Ｔ_riを直流電圧変動比Ｅ_dc＊に比例させることにより、 出力電圧Ｅ_a，Ｅ_b，Ｅ_cは直流電圧Ｅ_dcの変化に影響されなくなる。例えば、ｅ_{1 d} ＝Ａ・ｓｉｎω₀ｔとすると

【００２２】

【数６】

【００２３】 となり、出力電圧Ｅ_aには直流電圧Ｅ_dcに影響されなくなる。従って、インバー タ直流電圧Ｅ_dcを検出し、このＥ_dcと基準直流電圧Ｅ_Nとの比Ｅ_dc＊で三角波信 号Ｔ_riのレベル制御をすることにより、直流電圧Ｅ_dcの変動分を補償したベクト ル制御が可能となる。

【００２４】

【実施例】

図４は設定値ｅ_a＊，ｅ_b＊，ｅ_c＊を補正した実施例を示す。割算器１７ｄ， １７ｑは補償部１５ｄ，１５ｑに相当し、電圧比Ｅ_dc＊として整流器１０の出力 検出電圧Ｅ_dcと基準直流電圧Ｅ_Nとの除算をする割算器１８の出力としている。 ２相／３相変換器１９は変換部１６に相当し、また前述の（３）式に基づいた演 算回路に構成する。インバータ２は設定値ｅ_a＊，ｅ_b＊ｅ_c＊と三角波信号Ｔ_ri とを夫々コンパレータ２ａ，２ｂ，２ｃで比較してＰＷＭ信号Ｂａ，Ｂｂ，Ｂｃ を得、さらに論理インバータ２ａ，２ｂ，２ｃによってその相補信号Ｂａ，Ｂｂ ，Ｂｃを得ている。

【００２５】 図５は三角波信号Ｔ_riを補正した実施例を示す。乗算器２１は変調部２０ａ， ２０ｂ，２０ｃの各伝達関数を決める三角波信号を一括補正しておくことに相当 し、電圧変動比Ｅ_dc＊を三角波信号Ｔ_riに乗算してそのレベルを制御しておく。 電圧変動比Ｅ_dc＊は図４の割算器１８と同じ回路によって求め、２相／３相変換 器１９及びインバータ２は図４の場合と同じ構成にする。

【００２６】

【考案の効果】

以上のとおり、本考案によれば、３相電圧設定値ｅ_a＊，ｅ_b＊，ｅ_c＊の振幅 補正又は三角波信号Ｔ_riの振幅補正という補償回路をインバータ電圧制御回路に 設け、直流電圧の変動分を補償するため、制御回路に簡単な演算回路を増設する のみで直流電圧変動に影響されない非常に高精度のベクトル制御が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＰＷＭインバータによる誘導電動機のベクトル
制御装置を例示する構成図。

【図２】本考案を原理的に説明するための等価ブロック
図。

【図３】本考案を原理的に説明するための他の等価ブロ
ック図。

【図４】本考案の一実施例を示す要部回路図。

【図５】本考案の他の実施例を示す要部回路図。

【符号の説明】

２…ＰＷＭインバータ、４…相電圧演算回路、５…三角
関数発生回路、６…三角波発生回路、８…速度調節器、
１０…整流器、１１…ＰＷＭインバータの等価ブロッ
ク、１２ａ，１２ｂ，１２ｃ…変調部、１３ａ，１３
ｂ，１３ｃ…電力増幅部、１４…相電圧演算回路の等価
ブロック、１５ｄ，１５ｑ…補償部、１６…２相／３相
変換部、１７ｄ，１７ｑ…割算器、１８…割算器、１９
…２相／３相変換部、２ａ，２ｂ，２ｃ…コンパレー
タ、２０ａ，２０ｂ，２０ｃ…変調部、２１…乗算器。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 誘導電動機をパルス幅変調方式インバー
   タで駆動し、誘導電動機の磁束分を設定するα相一次電
   圧ｅ₁αと二次電流分を設定するβ相一次電圧ｅ₁βから
   相電圧演算によって上記インバータの３相電圧設定値ｅ
   _a＊，ｅ_b＊，ｅ_c＊を得、この設定値ｅ_a＊，ｅ_b＊，ｅ_c
   ＊と三角波信号Ｔ_riからパルス幅変調信号を得るベクト
   ル制御方式において、上記電圧ｅ₁α及びｅ₁βを夫々同
   期回転座標−固定座標変換した電圧ｅ_1d及びｅ_1qは夫々
   上記インバータの直流検出電圧Ｅ_dcとその基準直流電圧
   Ｅ_Nとの比Ｅ_dc／Ｅ_Nで割算し、この割算結果を２相／３
   相変換して上記３相電圧設定値ｅ_a＊，ｅ_b＊，ｅ_c＊と
   する補償回路、又は上記三角波信号Ｔ_riは上記インバー
   タの直流検出電圧Ｅ_dcとその基準直流電圧Ｅ_Nとの比Ｅ
   _dc／Ｅ_Nを乗算した信号とする補償回路を備えたことを
   特徴とするベクトル制御方式におけるインバータ出力電
   圧制御装置。