JPH0577268B2

JPH0577268B2 -

Info

Publication number: JPH0577268B2
Application number: JP15479687A
Authority: JP
Inventors: Hitoshi Sekya; Kenji Nakatsugawa; Aiichi Katayama; Hisafumi Nakamura
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 1987-06-22
Filing date: 1987-06-22
Publication date: 1993-10-26
Also published as: JPS63317780A

Description

【発明の詳細な説明】＜本発明の産業上の利用分野＞本発明は、入力信号の波形特性やスペクトラム
特性等を分析して表示するための信号分析装置に
関する。

＜従来技術＞（第８図）この種の信号分析装置として、例えば、入力信
号のスペクトラム特性を分析表示するスペクトラ
ムアナライザや、このスペクトラムアナライザを
多チヤンネル化した装置が従来よりあつた。

このような信号分析装置では、広帯域な信号の
分析を行なうために入力信号を掃引可能な局発信
号で周波数変換し、帯域通過フイルタ（以下、
BPFと記す）を通過した信号を検波し、この検
波信号を、局発信号の掃引周期と同期させてブラ
ウン管に表示させることによつて、入力信号のス
ペクトラム特性の分析を行なつている。

第８図は、上記のような入力信号のスペクトラ
ム特性を分析する従来の信号分析装置の一例を示
すブロツク図である。

図において、入力信号X₀は、周波数混合器
（以下、ミクサと記す）１に入力され、局部発振
器２からの局発信号（その周波数をf_Lとする）に
よつて周波数変換される。

ミクサ１からの出力は、所定の帯域幅を有し、
中心周波数f_BのBPF３に入力される。

BPF３の出力信号は、検波器４によつて検波
され、その検波信号は、対数圧縮増幅器５におい
て、対数圧縮されて表示制御部６へ送出される。

表示制御部６では、この検波信号を増幅してブ
ラウン管７のＹ軸に供給する。

したがつて、このＹ軸には、入力信号のスペク
トラムの高さが対数圧縮されて表示される。

また、ブラウン管のＸ軸には、制御部８からの
周期信号と同期した掃引信号が表示制御部６から
供給される。

ここで、局部発振器２の局発周波数f_Lが、制御
部８からの周波数掃引信号（周期信号に同期し
た）によつてf_L±f_L′の範囲を掃引されると、周
波数f_L−f_Bを中心として±f_L′の範囲の入力信号の
スペクトラム特性がブラウン管７に表示されるこ
とになる。

なお、検波器４には、従来よりダイオードが用
いられており、このダイオードの検波歪みを防止
するために、ダイオードの動作点が、その検波特
性の直線部に位置するように予め調整されてい
る。

＜本発明が解決しようとする問題点＞しかしながら、上記のように検波器４としてダ
イオードが用いられている場合、ダイオード個々
の検波特性には、大きなバラツキがあるとともに
温度依存性があるため、装置毎に周囲温度等を考
慮して、その動作点を設定するという作業が必要
であり、この信号分析装置が多チヤンネルの場合
は、さらにチヤンネル毎の検波特性を一致させる
必要があるため、この動作点の設定には非常に煩
雑な作業をともなうことになる。

また、ダイオードを用いた検波器４の場合、そ
の検波出力は、抵抗やコンデンサの積分回路（低
域通過フイルタ）を介して出力されているため、
入力信号にインパルス性の雑音が加わると、この
雑音の検波出力によつて入力信号の検波出力のレ
ベルが連続的に変動するため、波形の表示がふら
つき、入力信号の分析（読みとり）を高精度に行
なうことができないという問題があつた。

＜上記問題点を解決するための手段＞上記の問題点を解決するために、本発明の信号
分析装置では、入力信号を周波数の可変可能な局
発信号によつて周波数変換して出力する周波数変
換部と、周波数変換部の出力信号を受けて、所定
の周波数成分を通過させる帯域通過フイルタと、
帯域通過フイルタを通過した信号のレベルを所定
の圧縮特性に基づいて圧縮し、この圧縮された信
号を出力する圧縮器と、圧縮器からの信号を所定
周期で標本化し、それぞれをデイジタル信号に変
換して出力するアナログ−デイジタル変換器と、
アナログ−デイジタル変換器からのデイジタル信
号を、圧縮器の圧縮特性に対応する伸長特性に基
づいて、デイジタル伸長し、この伸長された信号
を出力するデイジタル伸長器と、デイジタル伸長
器からの信号に基づいて、デイジタル演算を行な
い、入力信号の特性値を算出するデイジタル演算
器とを備えている。

＜作用＞したがつて、周波数変換部によつて周波数変換
された入力信号のうち、帯域通過フイルタを通過
した信号は、圧縮器によつて圧縮され、アナログ
−デイジタル変換器によつて所定周期で標本化さ
れデイジタル信号に変換出力される。このデイジ
タル信号は、デイジタル伸長器によつてデイジタ
ル的に伸長されて出力される。

デイジタル伸長器から出力された信号は、デイ
ジタル演算器に入力され、入力信号の特性値が算
出される。

＜本発明の一実施例＞（第１〜２図）以下、図面に基づいて、本発明の一実施例を説
明する。

第１図は、本発明の一実施例の信号分析装置を
示すブロツク図である。

図において、１０は、この装置の周波数変換部
である。１１は、入力信号X₀(t)の上限帯域を制
限して、イメージ混信を防ぐための低域通過フイ
ルタ（以下LPFと記す）であり、その遮断周波
数は、例えば1GHzに設定されている。

１２は、入力信号X₀(t)を、第１の局部発振器
１３からの局発信号によつて周波数変換する第１
のミクサであり、この第１の局部発振器１３は、
後述する制御部２８からの周波数掃引信号によつ
て発振周波数f_L1の掃引（例えば2GHz〜3GHzま
で）が可能に形成されている。

１４は所定の周波数を中心として、所定の通過
帯域幅f_W1（例えば20MHz）を有する第１のBPFで
ある。

この第１のBPF１４は、第１のミクサ１２に
入力される入力信号のイメージを防ぐためにその
中心周波数f_B1が高く（例えば2GHzに）設定され
ている。

１５は、第１のBPF１４を通過した信号を、
第２の局部発振器１６からの局発信号（例えば
2040MHz）によつて周波数変換する第２のミクサ
である。

したがつて、第１のBPF１４の帯域中心を通
過した2GHzの信号は、第２のミクサ１５によつ
て40MHzの信号に変換されて出力される。

第２のミクサ１５の出力は、第２のBPF１７
に入力されている。

第２のBPF１７は、その通過帯域の中心f_B2が
40MHzで帯域幅f_W2を、例えば数100Hz〜数ｋHzの
範囲で可変できるように、複数のフイルタ（図示
せず）から構成されており、後述する制御部２８
からの帯域切換信号によつて、フイルタの切換え
が行なわれる。

１８は、第２のBPF１７を通過した信号のレ
ベルを、その入力レベルの大きさに応じて圧縮
し、後続のアナログ−デイジタル変換器（以下、
AD変換器と記す）１９のダイナミツクレンジを
広げるための圧縮器である。

この圧縮特性は、対数特性、例えば、入力信号
のレベルｘ(t)に対してlog｛ｘ(t)＋１｝出力信号を
出力するものである（但し、ｘ(t)が負のレベルの
ときは−log｛｜ｘ(t)｜＋１｝を出力する）。

以下の説明では、入力信号ｘ(t)に対する圧縮器
１８の特性をＡ｛ｘ(t)｝と記す。

１９は、圧縮器からの圧縮信号を、この圧縮信
号の周波数の少なくとも２倍以上の周波数のサン
プリング信号によつて標本化し、標本化された信
号のレベル値を所定ビツト（例えば８ビツト）の
並列なデイジタル信号に変換して、順次出力する
AD変換器である。

２０は、AD変換器１９からのデイジタル信号
を、デイジタル的に伸長させるデイジタル伸長器
である。

このデイジタル伸長器２０の伸長特性は、圧縮
器１８の圧縮特性Ａ｛ｘ（ｔ）｝に対応しており、
入力されるデイジタル信号Ｘ(t)に対して、10^X(t)
−１をデイジタル演算してこれを順次出力する
（但し、Ｘ(t)が負のレベルのときは、−10|^X(t)|
＋１を出力する）。

したがつて、デイジタル伸長器２０から出力さ
れるデイジタル信号は圧縮器１８に入力される信
号ｘ(t)のレベル値を直接AD変換器１９によつて
デイジタル信号に変換したものと同一となる。

以下の説明では、入力信号Ｘ(t)に対するデイジ
タル伸長器２０の伸長特性Ｂを｛Ｘ(t)｝と記す。

２１は、デイジタル伸長器２０からのデイジタ
ル信号に基づいて、各種のデイジタル演算を行な
い、入力信号の特性値、例えば、平均検波出力、
実効値あるいはピーク値等を算出するデイジタル
演算器である。

デイジタル演算器２１は後述する制御部２８か
らの演算モード切換信号によつて各種の演算を行
なうが、第２図は、その代表的な演算モードをブ
ロツク化して示したものである。

第２図において、デイジタル演算器２１は、モ
ード選択部２２によつて選択される４つの演算モ
ードが設定されており、その第１のモードは、ダ
イレクトモードでデイジタル伸長器２０からのデ
イジタル信号を直接出力させる。

第２のモードは、順次入力されるデイジタル信
号の絶対値の相加平均を算出する平均検波モード
２３である。

第３のモードは、順次入力されるデイジタル信
号の２乗の加算平均の平方根を算出する実効値モ
ード２４である。

第４のモードは、順次入力されるデイジタル信
号の絶対値の中からその最大値を選択するピーク
値モード２５である。

これらの演算モードによつて算出されたデイジ
タル値は、モード選択部２２によつて選択され、
第１図に示すように表示制御部２６に順次送出さ
れる。

表示制御部２６は、ブラウン管２７を制御し
て、デイジタル演算器２１から順次入力されるデ
イジタル値を表示させる。

この表示は、順次入力されるデイジタル値をブ
ラウン管２７のＹ軸に、またＸ軸には、所定周期
の表示同期信号または、第１の局部発振器１３の
周波数を掃引させるための周波数掃引信号に同期
する表示同期信号のいずれかが、デイジタル演算
器２１の演算モードに対応して供給される。

制御部２８は、外部からの操作等によつて、制
御信号を各部へそれぞれ送出して、この信号分析
装置全体の動作制御を行なうものであり、第１の
局部発振器１３へは、その局発信号の周波数を連
続掃引または、所定周波数毎にステツプ掃引させ
るための周波数掃引信号を掃出し、第２のBPF
１７には、その通過帯域幅を可変して、表示分解
能を設定するための帯域切換信号を送出する。

また、デイジタル演算器２１に対しては、表示
すべき入力信号の特性値を算出するための演算モ
ードを選択させる演算モード切換信号を送出し、
表示制御部２６には、ブラウン管２７のＸ軸を時
間軸または周波数軸とするために、所定周期また
は、周波数掃引信号に同期した表示同期信号を送
出する。

＜上記実施例の動作＞（第３〜４図）次に、上記実施例の動作について説明する。

先づ、制御部２８によつて第１の局部発振器１
３の局発周波数が2.5GHzに設定されると、LPF
１１に入力された信号x₀(t)のうち500MHz近傍の
信号が、第１のミクサ１２によつて周波数変換さ
れ、第１のBPF１４を通過する。

第１のBPF１４を通過した信号は、第２の局
部発振器１６からの局発信号によつて第２のミク
サ１５で周波数変換され、第２のBPF１７に入
力される。

この第２のBPF１７の帯域幅は、予め制御部
２８の帯域切換信号によつて、例えば中心周波数
に対して±1kHzに設定されている。

したがつて、入力信号x₀(t)のうち500MHz±1k
Hzの信号成分がこの第２のBPF１７を通過する。

例えば、第３図ａに示すような出力信号ｘ(t)が
第２のBPF１７を通過すると、その出力信号ｘ
(t)は、第３図ｂに示すように、圧縮器１８によつ
て圧縮され、その出力Ａ｛ｘ(t)｝は、AD変換器
１９に送出される。

AD変換器１９に入力された圧縮信号Ａ｛ｘ(t)｝
は、第３図ｃに示すように、所定の周期で標本化
され、この標本値Ａ｛ｘ（t₁）｝、Ａ｛ｘ（t₂）｝、…
は、それぞれ８ビツトのデイジタル信号Ｘ（t₁）、
Ｘ（t₂）、…に変換され、順次デイジタル伸長器２
０に出力される。

デイジタル伸長器２０な入力されたデイジタル
信号Ｘ（t₁）、Ｘ（t₂）、…は、それぞれ、Ｂ｛Ｘ
（t₁）｝、Ｂ｛Ｘ（t₂）｝、…にデイジタル伸長され、
デイジタル演算器２１に順次出力される。

ここで、デイジタル演算器２１の演算モードが
ダイレクトモードに選択され、表示制御部２６に
は、制御部２８から所定周期の表示同期信号が入
力されている場合、ブラウン管２７のＸ軸は時間
軸として掃引され、デイジタル演算器２１からの
算出値Ｂ｛Ｘ（t₁）｝、Ｂ｛ｘ（t₂）｝、…は、この算
出
値に対応するＹ軸方向の距離を示す点として、ブ
ラウン管２７の表示画面に順次プロツトされ、第
３図ｄに示すような信号が表示される。これは、
第２のBPF１７を通過した信号成分の波形を示
している。

次に、デイジタル演算器２１の演算モードが制
御部２８によつて、平均検波モード２３に切換え
られた場合、デイジタル伸長器２０から入力され
る信号Ｂ｛Ｘ（t₁）｝、Ｂ｛Ｘ（t₂）｝…の絶対値の相
加平均演算、即ち P_o＝１／Ｎ_o 〓^j=n-N+1 ｜Ｂ｛Ｘ（t_j）｝｜がなされ、この算出値P_oが、AD変換器１９にお
ける所定の標本化回数Ｎ毎に順次出力されること
になる。

ここで、上記同様に表示制御部２６によつて、
ブラウン管２７のＸ軸が時間軸として所定周期で
掃引されている場合、ブラウン管２７の表示画面
には、デイジタル演算部２１からの算出値P_oが
順次プロツトされる。

これは、第４図に示すように、入力信号x₀(t)の
うちの500MHz±1kHzの信号成分ｘ(t)の平均検波
出力を示すものであり、この算出値P_oの変化は、
この信号の振幅変動、即ち、被変調波形を示して
いる。

同様にして、デイジタル演算器２１の演算モー
ドが制御部２８によつて実効値モード２４に切換
えられると、デイジタル伸長器２０からのデイジ
タル信号Ｂ｛Ｘ（t₁）｝、Ｂ｛Ｘ（t₂）｝、…の実効値
演
算、即ち R_o＝［１／Ｎ_o 〓^j=n-N+1 B²｛Ｘ（t_j）｝］^1/2 がなされ、この算出値R_oが上記同様に所定の標
本化回数Ｎ毎に順次表示制御部２６に出力され、
第４図に示すように入力信号x₀(t)の500MHz±1K
Hzの信号成分の実効値波形として表示される。

また、、デイジタル演算器２１の演算モードが
ピーク値モード２５に切換えられると、デイジタ
ル伸長器２０からのデイジタル信号Ｂ｛Ｘ（t₁）｝、
Ｂ｛Ｘ（t₂）｝）、…の絶対値の所定の標本化回路Ｎ
毎の最大値即ち Q_o＝max［｜Ｂ｛Ｘ（t_o-N+1）｝］、｜Ｂ｛Ｘ（t_o-N+2）｝｜、…｜Ｂ｛Ｘ（t_o）｝｜］が算出され、順次表示制御部２６に出力され、第
４図に示すように、入力信号x₀(t)の500MHz±1K
Hzの信号成分の包絡線検波波形として表示され
る。

ここで、例えば制御部２８によつて、第２の
BPF１７の通過帯域幅が100Hzに設定され、デイ
ジタル演算器２１の演算モードが実効値モードに
切換えられているとき、第１の局部発振器１３の
局発周波数が制御部２８の周波数掃引信号によつ
て、2.4GHzから2.6GHzの範囲を100Hzステツプ
で、AD変換器１９における所定の標本化回数Ｎ
毎に順次掃引され、この周波数掃引に同期する表
示掃引信号が制御部２８から表示部２６に送出さ
れると、デイジタル演算器２１では、入力信号x₀
(t)のうち400MHzから600MHzの信号成分の100Hz
毎の実効値演算がなされ、順次出力される。

また、制御部２８からの表示掃引信号によつ
て、ブラウン管２７のＸ軸は、周波数軸として、
順次掃引されるため、ブラウン管２７には、第５
図に示すように400MHzから600MHzまでの実効値
レベルのスペクトラム特性が表示される。

ここで、例えばデイジタル演算器２１において
平均検波モードあるいは、実効値モードによる検
波を行なつている場合に、入力信号にインパルス
性のノズルが含まれていると、そのノイズによる
検波出力は、その演算周期内（即ち、所定の標本
化回数Ｎが行なわれる時間）に平均化（１／Ｎま
たは１／√に平均化）され出力される。

なお、このスペクトラム特性は、Ｙ軸がリニア
表示されることになるが、デイジタル演算器２１
において、順次算出される実効値R_oと標準値R_p
との比の対数演算、即ち20log（R_o／R_p）を行な
い、これを表示制御部２６に出力すれば、ブラウ
ン管２７には、このスペクトラム特性が対数表示
（デジベル表示）されることになる。

＜本発明の他の実施例＞（第６〜７図）なお、上記実施例では、第１の局部発振器１３
のみを掃引制御していたが、第２の局部発振器１
６も掃引可能に形成しておき、特定の周波数の近
傍のスペクトラムを分析する場合には、第１の局
部発振器１３の周波数を固定とし、第２の局部発
振器１６の局発周波数を細かくステツプ掃引させ
るようにしてもよい。

また、上記実施例では、２つの局発信号によつ
て入力信号を周波数変換していたが、第６図に示
すように、さらに第３のBPF３０、第３のミク
サ３１および第３の局部発振器３２を設けて、第
２のBPF１７の通過帯域の中心周波数を低くす
ることもできる。また逆に、入力信号の分析帯域
の上限周波数が低い場合は、第６図の点線で示す
ように、１回の周波数変換のみで、信号の分析を
行なうように構成することも可能である。

また、上記実施例では、圧縮器１８の圧縮特性
を対数圧縮としていたが、この特性は上記実施例
に限定されるものではなく、他の圧縮特性、例え
ば電和回線等に使用されているＡ法則やμ法則に
従がう特性を用いてもよいし、折れ線特性の圧縮
器を用いてもよい。この場合、デイジタル伸長器
２０の伸長特性は、圧縮器の圧縮特性に対応する
ものを用いることになる。

また、上記実施例では、デイジタル演算器２１
によつて算出された各種の特性値を、連続した波
形として表示するようにしていたが、この波形と
ともに算出値を数値表示するようにしてもよい。

さらに、このデイジタル演算器２１の演算モー
ドは、上記実施例に限定されるものではなく、例
えば、上記実施例のLPF１１から第１および第
２の局部発振器１３，１６を含むデイジタル伸長
器２０までの信号経路を１チヤンネルとし、第７
図に示すように、２チヤンネル化された信号分析
装置を構成した場合の、各入力信号の位相差や、
相関等の各種演算をデイジタル演算器２１′によ
つて行なうことも可能である。

さらに、多チヤンネル化された信号分析装置に
ついても、本発明は、全く同様に適用できる。

＜本発明の効果＞本発明の信号分析装置は、上記説明のように構
成されているため、検波特性にバラツキがあり温
度依存性のある検波用のダイオードを不要とし、
その動作点の設定という煩雑な作業をせずに、安
定した検波特性を得ることができる。

また、インパルス性の入力雑音に対して、その
検波出力は、所定の周期内に平均化されてしまう
ため、表示のふらつきがなく信号分析を高精度に
行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示すブロツク
図、第２図は一実施例の要部を示すブロツク図で
ある。第３図ａから第３図ｄ、第４図および第５
図は、一実施例の動作を示す信号波形図である。
第６図および第７図は、本発明の他の実施例を示
すブロツク図、第８図は、従来装置を示すブロツ
ク図である。１０……周波数変換部、１７……第２のBPF、
１８……圧縮器、１９……AD変換器、２０……
デイジタル伸長器、２１……デイジタル演算器。

Claims

【特許請求の範囲】１入力信号を周波数の可変可能な局発信号によ
つて周波数変換して出力する周波数変換部と、該周波数変換部の出力信号を受けて所定の周波
数成分を通過させる帯域通過フイルタと、該帯域通過フイルタを通過した信号のレベルを
所定の圧縮特性に基づいて圧縮し、該圧縮された
信号を出力する圧縮器と、該圧縮器からの圧縮信号を、所定周期で標本化
し、該標本化された信号をそれぞれデイジタル信
号に変換して出力するアナログ−デイジタル変換
器と、該アナログ−デイジタル変換器からのデイジタ
ル信号を、前記圧縮器の圧縮特性に対応する伸長
特性に基づいて、デイジタル伸長し、該伸長され
た信号を出力するデイジタル伸長器と、該デイジタル伸長器からの信号に基づいて、デ
イジタル演算を行ない、入力信号の特性値を算出
するデイジタル演算部とを備えたことを特徴とす
る信号分析装置。