JPH0578110B2 - - Google Patents
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- JPH0578110B2 JPH0578110B2 JP58236233A JP23623383A JPH0578110B2 JP H0578110 B2 JPH0578110 B2 JP H0578110B2 JP 58236233 A JP58236233 A JP 58236233A JP 23623383 A JP23623383 A JP 23623383A JP H0578110 B2 JPH0578110 B2 JP H0578110B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- bit
- bits
- bit pattern
- signal
- margin
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M5/00—Conversion of the form of the representation of individual digits
- H03M5/02—Conversion to or from representation by pulses
- H03M5/04—Conversion to or from representation by pulses the pulses having two levels
- H03M5/14—Code representation, e.g. transition, for a given bit cell depending on the information in one or more adjacent bit cells, e.g. delay modulation code, double density code
- H03M5/145—Conversion to or from block codes or representations thereof
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
本発明は、磁気記録媒体などに情報信号の記録
再生するに好適なデジタル変調方式に関する。 近年、デジタル技術の発展にともない、磁気記
録再生装置においても、このデジタル技術がとり
込れられ、音声信号やデータ信号などの情報信号
をデジタル変調して記録再生されるようになつて
きた。 デジタル変調方式としては数多く提案されてい
るが、デジタル記録に際しては、再生されたデジ
タル情報信号からクロツク信号を再現することが
でき、かつ、高密度に記録することができる方式
であることが好ましく、このために、従来は
MFM（モデイフアイドFM）方式や3PM方式な
どが一般に採用されていた。 これら方式はPCM（パルス符号変調）化された
情報信号のビツトパターンを所定の規則に従つて
変換するものであつて、MFM方式は、かかるビ
ツトパターン中の“１”ビツトではそのビツトセ
ルの中央で反転し、“０”ビツトでは反転せず、
かつ、連続せる“０”ビツトのビツトセルの境界
で反転するようにしたものである。そこで、い
ま、ビツトセルの間隔をＴとし、MFM方式の反
転間隔を考えると、最小反転間隔Tminは、“１”
または“０”ビツトが連続する場合であつて、 Tmin＝Ｔ であり、最大反転間隔Tmaxは、“１”ビツトと
“０”ビツトとが交互に続く場合であつて、 Tmax＝2T である。また、このほかに、“１”，“０”，“０”
と続くビツトパターン（“１，０，０”と表わす。
以下同じ）、あるいは、“０，０，１”のビツトパ
ターンのときには、反転間隔は1.5Tとなり、結
局、MFM方式では、Ｔ、1.5および2Tの３種の
反転間隔を生ずる信号パターン（すなわち、信号
波形）が得られる。 一方、3PM方式は、ビツトパターンを３ビツ
ト毎に１つのグループ（以下、ビツトグループと
いう）に区分し、各ビツトグループを６ビツトで
表わされるコードに一対一に対応させるものであ
る。かかるビツトグループのビツトパターンとし
ては、23＝８種類あり、各ビツトパターン毎に異
なる６ビツトのコード（すなわち、パターン）を
対応させている。かかるビツトパターンの変換規
則を次の表１に示す。
再生するに好適なデジタル変調方式に関する。 近年、デジタル技術の発展にともない、磁気記
録再生装置においても、このデジタル技術がとり
込れられ、音声信号やデータ信号などの情報信号
をデジタル変調して記録再生されるようになつて
きた。 デジタル変調方式としては数多く提案されてい
るが、デジタル記録に際しては、再生されたデジ
タル情報信号からクロツク信号を再現することが
でき、かつ、高密度に記録することができる方式
であることが好ましく、このために、従来は
MFM（モデイフアイドFM）方式や3PM方式な
どが一般に採用されていた。 これら方式はPCM（パルス符号変調）化された
情報信号のビツトパターンを所定の規則に従つて
変換するものであつて、MFM方式は、かかるビ
ツトパターン中の“１”ビツトではそのビツトセ
ルの中央で反転し、“０”ビツトでは反転せず、
かつ、連続せる“０”ビツトのビツトセルの境界
で反転するようにしたものである。そこで、い
ま、ビツトセルの間隔をＴとし、MFM方式の反
転間隔を考えると、最小反転間隔Tminは、“１”
または“０”ビツトが連続する場合であつて、 Tmin＝Ｔ であり、最大反転間隔Tmaxは、“１”ビツトと
“０”ビツトとが交互に続く場合であつて、 Tmax＝2T である。また、このほかに、“１”，“０”，“０”
と続くビツトパターン（“１，０，０”と表わす。
以下同じ）、あるいは、“０，０，１”のビツトパ
ターンのときには、反転間隔は1.5Tとなり、結
局、MFM方式では、Ｔ、1.5および2Tの３種の
反転間隔を生ずる信号パターン（すなわち、信号
波形）が得られる。 一方、3PM方式は、ビツトパターンを３ビツ
ト毎に１つのグループ（以下、ビツトグループと
いう）に区分し、各ビツトグループを６ビツトで
表わされるコードに一対一に対応させるものであ
る。かかるビツトグループのビツトパターンとし
ては、23＝８種類あり、各ビツトパターン毎に異
なる６ビツトのコード（すなわち、パターン）を
対応させている。かかるビツトパターンの変換規
則を次の表１に示す。
【表】
表１のパターン変換にもとづいて情報信号は６
ビツトコードの時系列信号に変換されるが、この
場合、この時系列信号においては、２つの“１”
ビツト間に少なくとも２つの“０”ビツトがある
ようにする。そこで、たとえば、情報信号におい
て、“０，１，１”と“１，０，１”とが連続す
るような場合、これらを６ビツトパターンに変換
すると、先行の６ビツトコードの“１”ビツトで
あるP1ビツトと後続の６ビツトパターンの“１”
ビツトであるP5ビツトとの間に１つの“０”ビ
ツトしか存在しないから、このような場合、先行
の６ビツトパターンのP1ビツトと後続の６ビツ
トパターンのP1ビツトを“０”ビツトにし、か
つ、先行の６ビツトパターンのP2ビツトを“１”
にする。さらに、かかる3PM方式では、変換後
の情報信号は“１”ビツトの中央部で反転し、
“０”ビツトではそれが続く限り反転しない。 このように、3PM方式は、元の３ビツトのビ
ツトグループを６ビツトパターンに変換するもの
であり、元のビツトパターンのビツト間隔はＴで
あるから、3T間に６ビツトが存在することにな
る。したがつて、3PM方式で得られる情報信号
のビツトの間隔はＴ／２である。 そこで、3PM方式による反転間隔をみると、
最小反転間隔Tminは、２つの“１”ビツト間に
２つの“０”ビツトがある場合であるから、 Tmin＝３×Ｔ／２＝1.5T であり、また、最大反転間隔Tmaxは、上記表１
および、先の規則から、変換前のビツトグループ
“０，０，０”（あるいは、“０，１，１”あるい
は“１，１，０”）、“１，０，１”が交互に連な
る場合であり、この場合、２つの“１”ビツト間
に11個の“０”ビツトがあるから、 Tmax＝12×Ｔ／２＝6T である。このほかに、TminとTmaxとの間に、
Ｔ／２だけ順次異なる８種類の反転間隔があり、
結果、3PM方式は、全部で10種類の反転間隔が
ある。 ところで、デジタル信号を記録するに際して
は、 (1) 高密度に記録できること。 (2) トラツク上の隣接磁化ピークの干渉による反
転位置を示す再生波形のピークシフトがないこ
と。 (3) 再生デジタル信号からクロツクパルスを抽出
する、いわゆる、セルフクロツクが容易である
こと。 (4) 処理回路の構成が簡単であること。 などが必要である。 まず、記録密度については、最小反転間隔
Tminが大きい程大きい。したがつて、3PM方式
はMFM方式に比べて1.5倍の記録密度を得ること
ができ、高密度記録に有利である。次に、再生波
形のピークシフト量は、最大反転間隔Tmax／最
小反転間隔Tminが大きい程大きい。この比は、
MFM方式では２、3PM方式では４であるから、
再生波形のピークシフト量の点からみると、
MFM方式の方が有利である。また、セルフロツ
クは最大反転間隔Tmaxが小さい程容易であり、
セルフロツキング回路が簡単となる。したがつ
て、3PM方式はセルフロツキング回路が複雑に
なる。さらに、3PM方式は符号化回路、復号化
回路が複雑であるし、また、反転間隔の種類が多
いだけに再生波形の波形等化回路も複雑となる。 近年、記録密度をより向上させることの要望が
高まつていることから、デジタル変調方式として
3PM方式がこの要望を満足されることになるが、
この反面、3PM方式は、上記のように、再生波
形のピークシフトや回路構成などの点で問題があ
る。 そこで、比較的記録密度を高くすることがで
き、しかも、再生波形のピークシフトが少なく、
かつ、回路構成を簡略化可能とするために、情報
信号の連続するｎビツトをビツトグループとし、
これを（2n−１）ビツトのパターンに変換し、
各ビツトパターン間にマージンビツトを付加する
ことにより、コード変換された情報信号の２つの
“１”ビツト間に少なくとも２つの“０”ビツト
が存在するようにした変調方式が提案された。 第１図はかかる変調方式による変調回路を示す
ブロツク図であつて、１は入力端子、２は符号変
換器、３はマージンビツト付加器、４はNRZI変
調器である。 同図において、入力端子１からNRZ（Non
Return Zero）変調された情報信号（以下、
NRZ信号という）が符号変換器２に供給される。
符号変換器２は、NRZ信号の連続するｎビツト
をビツトグループとし、各ビツトグループを
（2n−１）ビツトパターンに変換するものであ
る。符号変換器２の出力信号はマージンビツト付
加器３で（2n−１）ビツトパターン間毎に２ビ
ツトのマージンビツトが付加され、さらに、
NRZI変調器でNRZI変調され、出力端子５から
記録ヘツド（図示せず）に供給されて記録媒体に
記録される。 ところで、NRZ信号におけるｎ個のビツトか
らなるビツトグループのビツトパターンは、2n種
類ある。これに対して、（2n−１）個のビツトか
らなるビツトパターンは、22n-1種類ある。そこ
で、NRZ信号を符号変換器２で符号変換するた
めには、22n-1種類の（2n−１）ビツトパターン
のうち、2n種類の（2n−１）ビツトパターンとし
ては、「ビツトパターン中に少なくとも１つの
“１”ビツトを含み、かつ、２つ以上の“１”ビ
ツトを含むときには、各“１”ビツト間に少なく
とも２つ以上の“０”ビツトが存在する」という
条件を満足するものである。ｎ≧３のとき、この
条件を満足する（2n−１）ビツトパターンは2n種
類以上存在する。 情報信号のコード変換前のビツトグループ（ｎ
ビツト）のビツトパターンとコード変換後の
（2n−１）ビツトパターンのビツトパターンとの
関係は、（ｎ，2n−１）変換表で表わされるが、
一例として、ｎ＝４の場合の（４，７）変換表を
次の表２に示す。
ビツトコードの時系列信号に変換されるが、この
場合、この時系列信号においては、２つの“１”
ビツト間に少なくとも２つの“０”ビツトがある
ようにする。そこで、たとえば、情報信号におい
て、“０，１，１”と“１，０，１”とが連続す
るような場合、これらを６ビツトパターンに変換
すると、先行の６ビツトコードの“１”ビツトで
あるP1ビツトと後続の６ビツトパターンの“１”
ビツトであるP5ビツトとの間に１つの“０”ビ
ツトしか存在しないから、このような場合、先行
の６ビツトパターンのP1ビツトと後続の６ビツ
トパターンのP1ビツトを“０”ビツトにし、か
つ、先行の６ビツトパターンのP2ビツトを“１”
にする。さらに、かかる3PM方式では、変換後
の情報信号は“１”ビツトの中央部で反転し、
“０”ビツトではそれが続く限り反転しない。 このように、3PM方式は、元の３ビツトのビ
ツトグループを６ビツトパターンに変換するもの
であり、元のビツトパターンのビツト間隔はＴで
あるから、3T間に６ビツトが存在することにな
る。したがつて、3PM方式で得られる情報信号
のビツトの間隔はＴ／２である。 そこで、3PM方式による反転間隔をみると、
最小反転間隔Tminは、２つの“１”ビツト間に
２つの“０”ビツトがある場合であるから、 Tmin＝３×Ｔ／２＝1.5T であり、また、最大反転間隔Tmaxは、上記表１
および、先の規則から、変換前のビツトグループ
“０，０，０”（あるいは、“０，１，１”あるい
は“１，１，０”）、“１，０，１”が交互に連な
る場合であり、この場合、２つの“１”ビツト間
に11個の“０”ビツトがあるから、 Tmax＝12×Ｔ／２＝6T である。このほかに、TminとTmaxとの間に、
Ｔ／２だけ順次異なる８種類の反転間隔があり、
結果、3PM方式は、全部で10種類の反転間隔が
ある。 ところで、デジタル信号を記録するに際して
は、 (1) 高密度に記録できること。 (2) トラツク上の隣接磁化ピークの干渉による反
転位置を示す再生波形のピークシフトがないこ
と。 (3) 再生デジタル信号からクロツクパルスを抽出
する、いわゆる、セルフクロツクが容易である
こと。 (4) 処理回路の構成が簡単であること。 などが必要である。 まず、記録密度については、最小反転間隔
Tminが大きい程大きい。したがつて、3PM方式
はMFM方式に比べて1.5倍の記録密度を得ること
ができ、高密度記録に有利である。次に、再生波
形のピークシフト量は、最大反転間隔Tmax／最
小反転間隔Tminが大きい程大きい。この比は、
MFM方式では２、3PM方式では４であるから、
再生波形のピークシフト量の点からみると、
MFM方式の方が有利である。また、セルフロツ
クは最大反転間隔Tmaxが小さい程容易であり、
セルフロツキング回路が簡単となる。したがつ
て、3PM方式はセルフロツキング回路が複雑に
なる。さらに、3PM方式は符号化回路、復号化
回路が複雑であるし、また、反転間隔の種類が多
いだけに再生波形の波形等化回路も複雑となる。 近年、記録密度をより向上させることの要望が
高まつていることから、デジタル変調方式として
3PM方式がこの要望を満足されることになるが、
この反面、3PM方式は、上記のように、再生波
形のピークシフトや回路構成などの点で問題があ
る。 そこで、比較的記録密度を高くすることがで
き、しかも、再生波形のピークシフトが少なく、
かつ、回路構成を簡略化可能とするために、情報
信号の連続するｎビツトをビツトグループとし、
これを（2n−１）ビツトのパターンに変換し、
各ビツトパターン間にマージンビツトを付加する
ことにより、コード変換された情報信号の２つの
“１”ビツト間に少なくとも２つの“０”ビツト
が存在するようにした変調方式が提案された。 第１図はかかる変調方式による変調回路を示す
ブロツク図であつて、１は入力端子、２は符号変
換器、３はマージンビツト付加器、４はNRZI変
調器である。 同図において、入力端子１からNRZ（Non
Return Zero）変調された情報信号（以下、
NRZ信号という）が符号変換器２に供給される。
符号変換器２は、NRZ信号の連続するｎビツト
をビツトグループとし、各ビツトグループを
（2n−１）ビツトパターンに変換するものであ
る。符号変換器２の出力信号はマージンビツト付
加器３で（2n−１）ビツトパターン間毎に２ビ
ツトのマージンビツトが付加され、さらに、
NRZI変調器でNRZI変調され、出力端子５から
記録ヘツド（図示せず）に供給されて記録媒体に
記録される。 ところで、NRZ信号におけるｎ個のビツトか
らなるビツトグループのビツトパターンは、2n種
類ある。これに対して、（2n−１）個のビツトか
らなるビツトパターンは、22n-1種類ある。そこ
で、NRZ信号を符号変換器２で符号変換するた
めには、22n-1種類の（2n−１）ビツトパターン
のうち、2n種類の（2n−１）ビツトパターンとし
ては、「ビツトパターン中に少なくとも１つの
“１”ビツトを含み、かつ、２つ以上の“１”ビ
ツトを含むときには、各“１”ビツト間に少なく
とも２つ以上の“０”ビツトが存在する」という
条件を満足するものである。ｎ≧３のとき、この
条件を満足する（2n−１）ビツトパターンは2n種
類以上存在する。 情報信号のコード変換前のビツトグループ（ｎ
ビツト）のビツトパターンとコード変換後の
（2n−１）ビツトパターンのビツトパターンとの
関係は、（ｎ，2n−１）変換表で表わされるが、
一例として、ｎ＝４の場合の（４，７）変換表を
次の表２に示す。
【表】
【表】
符号変換器２は、（ｎ，2n−１）変換表に従つ
てパターン変換が可能なように、ゲート回路を組
み合わせて構成されるが、パターン変換前後のビ
ツトパターンの対応の仕方によつてゲート素子数
が異なるから、ゲート素子数がより少なく、回路
規模が最も小さくなるように、ビツトパターンの
対応づけをなす必要がある。 NRZ信号のビツトグループに対応した（2n−
１）ビツトコードが、上記の条件から、各“１”
ビツト間に少なくとも２つの“０”が存在するも
のであつても、符号変換器２によつて（2n−１）
ビツトが時系列に配列されると、連続する２つの
（2n−１）ビツトパターンによつては、「“１”ビ
ツト間で少なくとも２つの“０”ビツトが存在す
る」ということと反する部分が生ずる。たとえ
ば、ｎ＝４として表２を参照すると、ビツトパタ
ーン“０，０，０，０”に対応した７ビツトパタ
ーンにビツトパターン“０，０，０，１”に対応
した７ビツトパターンが続く場合、先行の７ビツ
トパターンの“１”のP0ビツトの次に後続の７
ビツトパターンの“１”のP6ビツトが続き、こ
れら２つの“１”ビツト間には“０”ビツトが存
在しない。 マージンビツト付加器３は、符号変換器２によ
るパターン変換後の信号において、いかなる個所
においても各“１”ビツト間に少なくとも２つの
“０”ビツトが存在するように、（2n−１）ビツ
ト間毎に２つのビツトからなるマージンビツトを
付加するものである。 マージンビツトは次の条件を満足するように選
定される。いま、先行する（2n−１）ビツトパ
ターンがP2o-2，P2o-3，……，P1，P0，これに後
続する（2n−１）ビツトパターンがQ2o-2，
Q2o-3，……，Q1，Q0であつて、 P2o-2，P2o-3，……，P1，P0，M1，M0，
Q2o-2，Q2o-3，……，Q1，Q0 のように、２ビツトのマージンビツトM1，M0が
付加されるとすると、 (1) Ｐ０＝“１”，Q2o-2＝“１”， P0＝Q2o-2＝“０”かつ P1＝Q2o-3＝“１” のいずれかであるとき、 M1＝M0＝“０” (2) P1＝P0＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０“、または、 P1＝P0＝Q2o-2＝“０”かつ、 Q2o-3＝“１” のとき、 M1＝“１”，M0＝“０” (3) P1＝“１”かつP0＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０”のと
き M1＝“０”，M0＝“１” 但し、P1＝P2＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０”のとき
は、(2)ではなく、(3)に含めてもよい。 としてマージンビツトM1，M0を設定する。
NRZI変調器４は（2n−１）ビツトコードにマー
ジンビツトが付加されたビツトパターンを、その
“１”ビツトの中央で反転し、“０”ビツトで反転
しないように変調する。 ところで、マージンビツト付加器３の出力信号
のビツトパターンは、２つの“１”ビツト間に少
なくとも２つの“０”ビツトが存在し、したがつ
て、２つの“１”ビツト間に存在する“０”ビツ
トの最低数は２であるから、NRZI変調器４から
出力されるNRZI信号ｂの最小反転間隔Tminは、
元のNRZ信号ａの１ビツトの長さをＴとすると、 Tmin＝３・ｎ／2n＋１・Ｔ となり、この値が大きいほど記録密度が大きくな
る。また、最大反転間隔Tmaxは、選択される
（2n−１）ビツトパターンにおける２つの“１”
ビツト間の“０”ビツトの最大数をｍとすると、 Tmax＝（ｍ＋１）・ｎ／2n＋１・Ｔ となり、この値が小さいほど復調時に再生信号か
らクロツク信号を抽出するセルフクロツクが容易
となり、また、反転間隔の種類も少なくなつて再
生波形の波形等化回路の構成が簡略化される。さ
らに、TmaxとTminの比、すなわち、 Tmax／Tmin＝ｍ＋１／３ が小さいほどピークシフト量が小さくなる。 たとえば、ｎ＝４とすると、Tmin＝1.33Tと
なり、先に述べた3PM方式の1.5Tよりも小さい
が、MFM方式のＴよりも大きく、記録密度の点
でMFM方式よりも有利である。また、上記表２
および上記のマージンビツトの条件(1)から、マー
ジンビツト付加器３の出力信号の先行する７ビツ
トパターンの最終ビツトP0が“１”で、次に続
く７ビツトパターンの最後から２番目のビツト
P1のみが“１”のとき、マージンビツトM1，M0
は共に“０”であつて、このとき、これら２つの
“１”ビツト間に最大数の“０”ビツトが存在し、
その数ｍは７である。したがつて、最大反転間隔
Tmax＝3.55Tとなり、MFM方式の2Tより大き
いが、3PM方式の6Tよりも小さく、また、反転
間隔の種類も６種類と、3PM方式の10種類より
も少なくて再生回路が簡単となる。さらに、
Tmax／Tminは2.67であつて、3PM方式の3.67
よりも小さく、ピークシフトに対して有利であ
り、回路構成もMFM方式よりも多小大きくなる
程度である。 以上のように、この（ｎ，2n−１）ビツトパ
ターン変換による従来のデジタル変調方式は、
MFM方式や3PM方式に比べて多くの長所を有し
ている。 ところで、このような変調方式で変調された情
報信号は、さらに同期信号がフレーム毎に付加さ
れて記録されるが、この際、この同期信号のビツ
トパターン（すなわち、同期パターン）は、情報
信号中のビツトパターンと区別できるように考慮
されていないため、再生時に同期信号を検出する
とき、情報信号中に同期パターンと同一のビツト
パターンがあると、このビツトパターンを同期信
号と誤認して検出し、この同期信号（すなわち、
擬似同期信号）で同期状態に入り、もはや、情報
信号の復調が不能となる欠点があつた。また、記
録媒体に記録されるべき記録信号の直流成分につ
いて考慮されていないために、Tmax／Tminが
大きいときには、再生回路において、デジタル情
報信号のＳ／Ｎが低く、系全体のエラーレートが
非常に大きくなるという欠点があつた。 本発明の目的は、上記従来技術の欠点を除き、
同期信号を確実に情報信号から分離可能とすると
ともに、高いＳ／Ｎでエラーレートを大幅に抑制
することができるようにしたデジタル変調方式を
提供するにある。 この目的を達成するために、本発明は、（ｎ，
2n−１）ビツトパターン変換されたデジタル情
報信号の（2n−１）ビツト間毎に挿入されるマ
ージンビツトを、デジタル情報信号の直流成分が
減少するように、かつ、デジタル情報信号のビツ
トパターンに同期パターンが生じないように、設
定するようにした点に特徴がある。 以下、本発明の実施例を図面について説明す
る。 第２図は本発明によるデジタル変調方式の一実
施例を示すブロツク図であつて、６は擬似同期信
号検出器、７は加減算器、８は入力端子、９は加
算器であり、第１図に対応する部分には同一符号
をつけている。 第２図において、入力端子１から符号変換器２
に情報信号に対するNRZ信号ａが供給される。
符号変換器２は、供給されたNRZ信号ａのｎ（但
し、ｎは正の整数）ビツトのビツトパターンを
（2n−１）のビツトパターンに変換する。すなわ
ち、NRZ信号ａはｎビツトのグループに区分さ
れ、各グループのビツトパターンが（2n−１）
ビツトのビツトパターンに変換される。 この（2n−１）ビツトのビツトパターンは、
次の条件を満足するものが選ばれる。すなわち、
（2n−１）ビツトのビツトパターンは22n-1種類あ
るが、その中で、 (1) ２つの“１”ビツト間に少なくとも２つの
“０”ビツトが存在し、 (2) “０”ビツトの連続個数ｋ（但し、端部に
“０”ビツトが連続している場合には、その
“０”ビツトの個数に２を加えた数）が少ない。 2n種類が選ばれる。上記条件(2)のかつこ内につ
いて、さらに具体的には、いま、（2n−１）ビツ
トのビツトパターンが、 P2o-2，P2o-3，……，P3，P2，P1，P0 とすると、P3＝“１”，P2＝P1＝P0＝“０”なら
ば、このビツトパターンの“０”ビツトの連続個
数ｋは、３＋２＝５となる。このように選択され
た（2n−１）ビツトのビツトパターンとNRZ信
号ａに存在する2n種類のｎビツトのビツトパター
ンとが１対１に対応され、このビツトパターンの
対応にしたがつて、符号変換器２はNRZ信号ａ
の１グループ毎のビツトパターンを（2n−１）
ビツトのビツトパターンに変換する。そして、隣
り合う（2n−１）ビツトパターン間には、後述
するマージンビツト付加のために２ビツト分の間
隔がある。 符号変換器２の出力信号は、加算器９で入力端
子８からの一定の２つの（2n−１）ビツトパタ
ーンからなる同期信号が付加され、マージンビツ
ト付加器３と擬似同期信号検出器６に供給され
る。 擬似同期信号検出器６は、加算器９の出力信号
（以下、（2n−１）ビツトパターン信号という）
ｂの同期信号部分以外の部分に、同期信号のビツ
トパターンと同一のビツトパターンが有れば、こ
れが擬似同期信号であるとして検出し、検出信号
ｃをマージンビツト付加器３に供給する。 ところで、同期信号は、（2n−１）ビツトパタ
ーン信号の１フレームの識別基準として挿入され
たものであり、符号変換器２でのNRZ信号ａの
ｎビツトパターンに対応した（2n−１）ビツト
パターンのいずれとも異なり、しかも、連続した
“０”の個数がこの（2n−１）ビツトパターン
夫々の連続した“０”ビツトの個数のうちの最大
の個数を越えない２つの（2n−１）ビツトパタ
ーンの組み合わせとなるように設定されている。
しかし、このように同期信号のビツトパターンを
選定しても、実際には後述するように、マージン
ビツト付加器３で（2n−１）ビツト毎に２ビツ
トのマージンビツトを付加したとき、データ部分
の任意の連続する｛２（2n−１）＋２｝個（以下、
これをｌ個とする）のビツトを考慮した場合、こ
れらビツトによるビツトパターンが同期信号のビ
ツトパターンに一致する場合もある。 一方、（2n−１）ビツトパターン信号ｂにマー
ジンビツトを付加した信号を元のNRZ信号ａに
逆変換する場合、（2n−１）ビツトパターン信号
ｂにマージンビツトを付加した信号からｌ個のビ
ツトからなる同期信号のビツトパターンを抽出
し、これにもとづいて（2n−１）ビツトパター
ン信号ｂにマージンビツトを付加した信号を
（2n−１）ビツトづつ区分し、これをｎビツトの
ビツトパターンに変換して元のNRZ信号を復元
する。 ところが、上記のように、（2n−１）ビツトパ
ターン信号ｂにマージンビツトを付加した信号の
データ部分に同期信号と同一ビツトパターンが存
在すると、これを同期信号と誤検出し、これにも
とづいて（2n−１）ビツトパターン信号ｂにマ
ージンビツトを付加した信号をNRZ信号に変換
してしまい、元のNRZ信号とは全く異なるNRZ
信号が得られることになる。もちろん、次の正し
い同期信号が検出されると、それ以降は正しい
NRZ信号が復元されるが、それまでは、NRZ信
号が復元されない。 （2n−１）ビツトパターン信号ｂのデータ部
分からかかる誤つた同期信号（すなわち、擬似同
期信号）のビツトパターンを検出するのが、擬似
同期信号検出器６である。 マージンビツト付加器３は、（2n−１）ビツト
パターン信号ｂの（2n−１）ビツト毎に２ビツ
トのマージンビツトを付加する。マージンビツト
付加器３の出力信号はNRZI変調器４で変調さ
れ、出力端子５から図示しないヘツド−テープ系
に供給されて記録される。 マージンビツトは、第１図に示した従来技術と
同様に、Tmin，Tmax／Tmin、ピークシフト
などを考慮して設定されると同時に、先の擬似同
期信号の消滅、DC成分の減少も考慮して設定さ
れる。 まず、擬似同期信号の消滅について説明する。 マージンビツト付加器３は、擬似同期信号検出
器６から検出信号ｃが供給されると、この検出信
号ｃが得られた（2n−１）ビツトパターン信号
ｂの領域（すなわち、同期信号と同一ビツトパタ
ーンの２（2n−１）ビツト中）のマージンビツト
が付加される部分に、最優先で同期信号と異なる
ビツトパターンとなるようなマージンビツトを付
加する。 この点について、ｎ＝４とし、第３図および第
４図を用いてさらに詳しく説明する。 いま、入力端子８から供給される同期信号の
夫々の７ビツトパターンを、 “１，０，０，０，０，０，０” および、 “０，０，０，０，０，０，１” とすると、マージンビツト付加器３において、こ
れら７ビツトパターン間に２ビツトのマージンビ
ツトが付加され、同期信号は16ビツトパターンで
表わされる。このマージンビツトは、この16ビツ
トパターンの２つの“１”ビツト間の連続せる
“０”ビツトの個数が、マージンビツト付加器３
の出力信号の同期信号部分以外の部分での２つの
“１”ビツト間の連続的せる“０”ビツトの個数
のうちの最大個数を越えないように、設定される
ものであつて、同期信号の７ビツトパターンが上
記のような場合、“０，１”，“１，０”のいずれ
でもよいが、ここでは、“０，１”のビツトパタ
ーンとする。かかるマージンビツトが付加された
16ビツトパターンの同期信号を第３図に示す。 このように、同期信号が16ビツトのビツトパタ
ーンに設定されると、マージンビツト付加器３の
出力信号ｄのデータ部分で、これと同じビツトパ
ターンが含まれないようにしなければならない。 いま、このようなビツトパターンとなる可能が
ある部分が、７ビツトパターン信号ｂに存在する
ものとする。この部分は、第４図Ａに示すよう
に、マージンビツトが付加される部分TMを“０，
０”のビツトパターンとしたときに、第３図に示
す同期信号のビツトパターンと全く等しくなる16
ビツトのビツトパターンである。このような16ビ
ツトのビツトパターンは、部分TMに“０，０”
のマージンビツトが付加されると、全く同期信号
のビツトパターンに等しくなる。 擬似同期信号検出器６は７ビツトパターン信号
ｂの部分TMを含めた16ビツトパターンづつを常
に監視し、上記のような同期信号と同一のビツト
パターンが検出されると、最後の16ビツト目で検
出信号ｃ（第４図Ｂ）を発生する。かかる擬似同
期信号検出器６としては、たとえば、ビツト転送
する16ビツトのレジスタとアンドゲートとで構成
することができる。 一方、マージンビツト付加器３においては、供
給された７ビツトパターン信号ｂを13ビツト分以
上遅延する。この遅延された７ビツトパターン信
号を第４図Ｃに示す。そして、この遅延された７
ビツトパターン信号の部分TMの始端を検出し、
これが検出されると擬似同期信号検出器６から検
出信号ｃが供給されたか否かの判定を行ない、こ
の検出信号ｃ（第４図Ｂ）が供給されていると、
この部分TMに“１，０”のマージンビツト（第
４図Ｄ）を付加する。このように、マージンビツ
トを付加された16ビツトパターンは、第４図Ｅに
示すように、もはや同期信号のビツトパターン
（第３図）とは一致せず、マージンビツト付加器
３から出力信号ｄとしてNRZI変調器４に供給さ
れる。 擬似同期信号６から検出信号ｃが供給されない
ときには、マージンビツト付加器３は、前後する
（2n−１）ビツトパターンの間に、これら前後す
る（2n−１）ビツトパターンと、NRZI変調器４
の出力信号、すなわちNRZI変調信号とに応じた
２ビツトのマージンビツトが付加される。 次に、かかるマージンビツトについて説明す
る。 先に述べたように、符号変換器２からの（2n
−１）ビツトパターンは、２つの“１”ビツト間
に少なくとも２つの“０”ビツトを含んでいる。
しかし、前後する２つの（2n−１）ビツトパタ
ーンの境界では、必ずしも２つの“１”ビツト間
に少なくとも“０”ビツトが存在するとは限らな
い。マージンビツトは、まずこれを満すように付
加するものである。第２に、マージンビツトは、
NRZI変調信号が磁気テープに記録するのに適す
るように、すなわち、再生出力が小さい低周波成
分や再生不能な直流成分がNRZI信号に含まれな
いようにするものである。 第１の点については、（2n−１）ビツトパター
ンに係わらず、マージンビツトを“０，０”とす
ればよい。しかし、このようにすると、第２の点
について不都合となる場もある。 そこで、この実施例では、加減算器７を設けて
NRZI信号をデジタル加減算し、この加減算値
DSとNRZI信号の状態ST（“１”または“０”）と
をも用い、マージンビツトを決定するものであ
る。 いま、付加すべきマージンビツトの２つのビツ
トをM1，M0とし、これに先行する（2n−１）ビ
ツトパターンを、 P2o-2，P2o-3，……，P2，P1，P0 ……(1) 後続の（2n−１）ビツトパターンを、 Q2o-2，Q2o-3，……，Q2，Q1，Q0 ……(2) とすると、これら（2n−１）ビツトパターンと
マージンビツトとは次のように配列される。 P2o-2，P2o-3，……，P2，P1，P0，M1，M0，
Q2o-2，Q2o-3，……，Q2，Q1，Q0 そこで、このように、２つの（2n−１）ビツ
トパターン間に２ビツトのマージンビツトを付加
するようにすると、２つの“１”ビツト間に少な
くとも２つの“０”ビツトが存在するという条件
から、P1，P0，Q2o-2，Q2o-3の状態についてみれ
ばよく、まず、P0＝“１”またはQ2o-2＝“１”ま
たはP0＝Q2o-2＝“０”でP1＝Q2o-3＝“１”のいず
れかのときには、２つの“１”ビツト間に少なく
とも２つの“０”ビツトが存在しなければならな
いことから、必ずM1＝M0＝“０”でなければな
らない。 これ以外の状態としては、 (イ) P1＝P0＝Q2o-2，＝Q2o-3＝“０” (ロ) P1＝“１”かつP0＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０” (ハ) P1＝P0＝Q2o-2＝“０”かつQ2o-3＝“１” の３つの状態を考慮すればよい。これらの状態に
おいても、M1＝M0＝“０”とすれば、２つの
“１”ビツト間に必ず２つの“０”ビツトが存在
するが、このマージンビツトによつてNRZI信号
の直流成分が増加してしまうことがある。このた
めに、(イ)，(ロ)，(ハ)の状態においては、NRZI信号
をもとにして、その直流成分が増加しないように
マージンビツトが設定される。 なお、設定されるマージンビツトは、M1＝M0
＝“０”、または、M1＝“１”でM0＝“０”、また
は、M1＝“０”でM0＝“１”のいずれかであるこ
とはいうまでもない。 ところで、加減算器７は、NRZI変調信号の状
態STが“１”のときには値１が加算され、また、
状態STが“０”のときには値１が減算される。
加減算器７の加減算タイミングは、マージンビツ
ト付加器３の出力信号ｄのビツトのタイミングに
一致しており、したがつて、加減算器７の加減値
DSが正であるときには、NRZI変調信号の平均
値、すなわち直流成分が正に、また、DSが負の
ときには、直流分が負になることを表わしてい
る。 そこで、 DS≧０でST＝“１”のとき、 DS＜０でST＝“０”のとき ……(3) には、そのままでは、DSがそのままの符号を保
つて増大し、直流成分が増加することになるか
ら、M1，M0のいずれかを“１”にして、NRZI
変調信号の状態STを反転させなければならない。
これに対して、 DS≧０でST＝“０”のとき、 DS＜０でST＝“１”のとき ……(4) には、一般に、状態STを反転させる必要はない。
しかし、マージンビツトを付加したことにより、
（2n−１）ビツトパターンの“０”ビツトの連続
する個数ｋ（但し、（2n−１）ビツトパターンの
両端に“０”ビツトが連続する場合には、その個
数に２（＝マージンビツトのビツト個数）を加え
た数値）の最大値ｍを越えるように、連続する
“０”ビツトの個数が大きくなることもある。こ
のような場合には、マージンビツトのM1，M0の
いずれか一方を“１”ビツトにする。 いま、式(1)の先行する（2n−１）ビツトパタ
ーンの中で、最下位の“１”ビツトがPiであり、
また、式(2)の後続の（2n−１）ビツトパターン
の中で、最上位の“１”ビツトがQjであるとす
ると、M1＝M0＝“０”としたとき、Piビツトと
Qjビツト間の“０”ビツトの個数は、 上記(イ)の状態のとき、 ｉ＋（2n−２−ｊ）＋２ 上記(ロ)の状態のとき、ｉ＝１だから （2n−２−ｊ）＋３ 上記(ハ)の状態のとき、ｊ＝2n−３だから、 ｉ＋３ である。したがつて、式(4)を満足しているときで
あつても、 上記(イ)の状態で、ｉ＋（2n−２−ｊ）＋２＞ｍ
のとき、 ……(5) 上記(ロ)の状態で（2n−２−ｊ）＋３＞ｍのと
き、 ……(6) 上記(ハ)の状態で、ｉ＋３＞ｍのとき、 ……(7) M1，M0のいずれか一方を“１”とする。 式(3)あるいは式(5)，(6)，(7)の条件のもとに、上
記状態(イ)、(ロ)、(ハ)において、M1，M0のいずれを
“１”にするかは次のようにして決める。 まず、上記(イ)の状態の場合には、M1，M0のい
ずれを“１”にしてもよい。 次に、上記(ロ)の状態の場合には、P1＝“１”で
あり、かつ、２つの“１”ビツト間に必ず２つの
“０”ビツトがなければならないことから、 M1＝“０”，M0＝“１” とする。 また、上記(ハ)の状態の場合には、同様にして
Q2o-3＝“１”であることから、 M1＝“１”，M0＝“０” とする。 以上のことをまとめると、M1，M0は次のよう
に設定される。 （） 次の条件（）〜（）のいずれか１つ
を満足するとき、 M1＝M0＝“０” と設定される。 条件（） P0＝“１” （） Q2o-2＝“１” （） P1＝P0＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０”、か
つｉ＋（2n−２−ｊ）＋２≦ｍ であつて、（DS≧０かつST＝“０”）ま
たは（DS＜０かつST＝“１”） （） P1＝“１”かつP0＝Q2o-2＝Q2o-3
＝“０”、かつ、（2n−２−ｊ）＋３≦ｍ であつて、（DS≦０かつST＝“０”）ま
たは（DS＜０かつST＝“１”） （） P1＝P0＝Q2o-2＝“０”かつQ2o-3
＝“１”、かつ、ｉ＋３≦ｍ であつて、（DS≧０かつST＝“０”また
は（DS＜０かつST＝“１”） （） 次の条件（）〜（）のいずれか１つ
を満足するとき、 M1＝“１”，M0＝“０” と設定される。 条件（） P1＝P0＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０”、か
つ、ｉ＋（2n−２−ｊ）＋２＞ｍ （） P1＝P0＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０”、か
つ、ｉ＋（2n−２−ｊ）＋２≦ｍ であつて、（DS≧０かつST＝“１”）ま
たは（DS＜０かつST＝“０”） （） P1＝P0＝Q2o-2＝“０”かつQ2o-3
＝“１”かつ、ｉ＋３＞ｍ （） P1＝P0＝Q2o-2＝“０”かつQ2o-3
＝“１”、かつ、ｉ＋３≦ｍ であつて、（DS≧０かつST＝“１”）ま
たは、（DS＜０かつST＝“０”） （） 次の条件（），（）のいずれか１つを
満足するとき、 M1＝“０”，M0＝“１” と設定される。 条件（） P1＝“１”かつP0＝Q2o-2＝Q2o-3
＝“０”、かつ、（2n−2j）＋３＞ｍ （） P1＝“１”かつP0＝Q2o-2＝Q2o-3
＝“０”、かつ、（2n−2j）＋３≦ｍ であつて、（DS≧０かつST＝“１”）ま
たは（DS＜０かつST＝“０”） 〔但し、P1＝P0＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０” かつ、ｉ＋（2n−２−ｊ）＋２＞ｍ のときには、上記（）でなく、（）としても
よい。〕 このように、マージンビツト付加器３では、加
減算値DSを考慮し、この加減算値DSの絶対値が
増加しないようにマージンビツトが付加される。
このために、加減算値DSの時間的変位は充分小
さくなる。第５図は従来のデジタル変調方式にお
けるNRZI変調信号の加減算値の時間的変位を示
し、第６図は本発明によるデジタル変調方式にお
ける同じく加減算値の時間的変位を示している。 この実施例におけるTmin，Tmaxは、２つの
“１”ビツト間の最小の“０”ビツトの数は２、
最大の“０”ビツトの数はｍであるから、第１図
に示した従来技術と同様に、夫々 ３・ｎ／2n＋１・Ｔ，（ｍ＋１）ｎ／2n＋１・Ｔ （但し、Ｔは元のNRZ信号ａのビツト長）で
あり、したがつて、ピークシフト量、セルフクロ
ツクの容易性、反転間隔の種類も、上記従来技術
と同等である。 これらの図からも明らかなように、本発明によ
るデジタル変調方式では、上記加減算値の時間的
変位を充分小さく抑えられることから、第７図に
示すように、記録信号（NRZI変調信号）の低周
波成分が充分に抑圧され、低周波成分が低いＳ／
Ｎでしか再生されず、また、直流成分が再生不能
な磁気記録再生装置に対しては、記録、再生系に
おいて、各電子回路の回路設計は、これら低周波
成分や直流成分を考慮する必要がなくて容易とな
り、回路構成も簡略化される。 さらに、擬似同期信号の発生確率を充分抑える
ことができるため、擬似同期信号による誤つた訂
正や復調を避けることができる。なお、記録系に
おいて、第２図に示すように、擬似同期信号検出
器６や加減算器７を必要とするが、再生系の同期
信号検出器において、擬似同期信号を検出する手
段を必要としないから、全体としての回路構成の
複雑化は回避される。 なお、上記実施例では、マージンビツト付加後
の同期信号を、〔２（2n−１）＋２〕ビツトのビツ
トパターンとしたが、これに限られるものではな
い。このビツトパターン長が長い程、一般に擬似
同期信号の発生確率は低下するが、これが余り長
いと符号冗長度が増大する。したがつて、同期信
号のビツトパターンは、そのビツトの配列とパタ
ーン長による擬似同期信号の発生確率と符号冗長
度とを考慮して最良のものが設定される。 以上説明したように、本発明によれば、擬似同
期信号の発生確率が大幅に低減化され、低周波成
分や直流成分が充分に抑圧されて回路構成が著し
く簡略化されるとともに、誤復調が防止でき、磁
気記録再生に際しては、Ｓ／Ｎの著しく良好な再
生信号を得ることができるものであつて、上記従
来技術にない優れた機能のデジタル変調方式を提
供することができる。
てパターン変換が可能なように、ゲート回路を組
み合わせて構成されるが、パターン変換前後のビ
ツトパターンの対応の仕方によつてゲート素子数
が異なるから、ゲート素子数がより少なく、回路
規模が最も小さくなるように、ビツトパターンの
対応づけをなす必要がある。 NRZ信号のビツトグループに対応した（2n−
１）ビツトコードが、上記の条件から、各“１”
ビツト間に少なくとも２つの“０”が存在するも
のであつても、符号変換器２によつて（2n−１）
ビツトが時系列に配列されると、連続する２つの
（2n−１）ビツトパターンによつては、「“１”ビ
ツト間で少なくとも２つの“０”ビツトが存在す
る」ということと反する部分が生ずる。たとえ
ば、ｎ＝４として表２を参照すると、ビツトパタ
ーン“０，０，０，０”に対応した７ビツトパタ
ーンにビツトパターン“０，０，０，１”に対応
した７ビツトパターンが続く場合、先行の７ビツ
トパターンの“１”のP0ビツトの次に後続の７
ビツトパターンの“１”のP6ビツトが続き、こ
れら２つの“１”ビツト間には“０”ビツトが存
在しない。 マージンビツト付加器３は、符号変換器２によ
るパターン変換後の信号において、いかなる個所
においても各“１”ビツト間に少なくとも２つの
“０”ビツトが存在するように、（2n−１）ビツ
ト間毎に２つのビツトからなるマージンビツトを
付加するものである。 マージンビツトは次の条件を満足するように選
定される。いま、先行する（2n−１）ビツトパ
ターンがP2o-2，P2o-3，……，P1，P0，これに後
続する（2n−１）ビツトパターンがQ2o-2，
Q2o-3，……，Q1，Q0であつて、 P2o-2，P2o-3，……，P1，P0，M1，M0，
Q2o-2，Q2o-3，……，Q1，Q0 のように、２ビツトのマージンビツトM1，M0が
付加されるとすると、 (1) Ｐ０＝“１”，Q2o-2＝“１”， P0＝Q2o-2＝“０”かつ P1＝Q2o-3＝“１” のいずれかであるとき、 M1＝M0＝“０” (2) P1＝P0＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０“、または、 P1＝P0＝Q2o-2＝“０”かつ、 Q2o-3＝“１” のとき、 M1＝“１”，M0＝“０” (3) P1＝“１”かつP0＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０”のと
き M1＝“０”，M0＝“１” 但し、P1＝P2＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０”のとき
は、(2)ではなく、(3)に含めてもよい。 としてマージンビツトM1，M0を設定する。
NRZI変調器４は（2n−１）ビツトコードにマー
ジンビツトが付加されたビツトパターンを、その
“１”ビツトの中央で反転し、“０”ビツトで反転
しないように変調する。 ところで、マージンビツト付加器３の出力信号
のビツトパターンは、２つの“１”ビツト間に少
なくとも２つの“０”ビツトが存在し、したがつ
て、２つの“１”ビツト間に存在する“０”ビツ
トの最低数は２であるから、NRZI変調器４から
出力されるNRZI信号ｂの最小反転間隔Tminは、
元のNRZ信号ａの１ビツトの長さをＴとすると、 Tmin＝３・ｎ／2n＋１・Ｔ となり、この値が大きいほど記録密度が大きくな
る。また、最大反転間隔Tmaxは、選択される
（2n−１）ビツトパターンにおける２つの“１”
ビツト間の“０”ビツトの最大数をｍとすると、 Tmax＝（ｍ＋１）・ｎ／2n＋１・Ｔ となり、この値が小さいほど復調時に再生信号か
らクロツク信号を抽出するセルフクロツクが容易
となり、また、反転間隔の種類も少なくなつて再
生波形の波形等化回路の構成が簡略化される。さ
らに、TmaxとTminの比、すなわち、 Tmax／Tmin＝ｍ＋１／３ が小さいほどピークシフト量が小さくなる。 たとえば、ｎ＝４とすると、Tmin＝1.33Tと
なり、先に述べた3PM方式の1.5Tよりも小さい
が、MFM方式のＴよりも大きく、記録密度の点
でMFM方式よりも有利である。また、上記表２
および上記のマージンビツトの条件(1)から、マー
ジンビツト付加器３の出力信号の先行する７ビツ
トパターンの最終ビツトP0が“１”で、次に続
く７ビツトパターンの最後から２番目のビツト
P1のみが“１”のとき、マージンビツトM1，M0
は共に“０”であつて、このとき、これら２つの
“１”ビツト間に最大数の“０”ビツトが存在し、
その数ｍは７である。したがつて、最大反転間隔
Tmax＝3.55Tとなり、MFM方式の2Tより大き
いが、3PM方式の6Tよりも小さく、また、反転
間隔の種類も６種類と、3PM方式の10種類より
も少なくて再生回路が簡単となる。さらに、
Tmax／Tminは2.67であつて、3PM方式の3.67
よりも小さく、ピークシフトに対して有利であ
り、回路構成もMFM方式よりも多小大きくなる
程度である。 以上のように、この（ｎ，2n−１）ビツトパ
ターン変換による従来のデジタル変調方式は、
MFM方式や3PM方式に比べて多くの長所を有し
ている。 ところで、このような変調方式で変調された情
報信号は、さらに同期信号がフレーム毎に付加さ
れて記録されるが、この際、この同期信号のビツ
トパターン（すなわち、同期パターン）は、情報
信号中のビツトパターンと区別できるように考慮
されていないため、再生時に同期信号を検出する
とき、情報信号中に同期パターンと同一のビツト
パターンがあると、このビツトパターンを同期信
号と誤認して検出し、この同期信号（すなわち、
擬似同期信号）で同期状態に入り、もはや、情報
信号の復調が不能となる欠点があつた。また、記
録媒体に記録されるべき記録信号の直流成分につ
いて考慮されていないために、Tmax／Tminが
大きいときには、再生回路において、デジタル情
報信号のＳ／Ｎが低く、系全体のエラーレートが
非常に大きくなるという欠点があつた。 本発明の目的は、上記従来技術の欠点を除き、
同期信号を確実に情報信号から分離可能とすると
ともに、高いＳ／Ｎでエラーレートを大幅に抑制
することができるようにしたデジタル変調方式を
提供するにある。 この目的を達成するために、本発明は、（ｎ，
2n−１）ビツトパターン変換されたデジタル情
報信号の（2n−１）ビツト間毎に挿入されるマ
ージンビツトを、デジタル情報信号の直流成分が
減少するように、かつ、デジタル情報信号のビツ
トパターンに同期パターンが生じないように、設
定するようにした点に特徴がある。 以下、本発明の実施例を図面について説明す
る。 第２図は本発明によるデジタル変調方式の一実
施例を示すブロツク図であつて、６は擬似同期信
号検出器、７は加減算器、８は入力端子、９は加
算器であり、第１図に対応する部分には同一符号
をつけている。 第２図において、入力端子１から符号変換器２
に情報信号に対するNRZ信号ａが供給される。
符号変換器２は、供給されたNRZ信号ａのｎ（但
し、ｎは正の整数）ビツトのビツトパターンを
（2n−１）のビツトパターンに変換する。すなわ
ち、NRZ信号ａはｎビツトのグループに区分さ
れ、各グループのビツトパターンが（2n−１）
ビツトのビツトパターンに変換される。 この（2n−１）ビツトのビツトパターンは、
次の条件を満足するものが選ばれる。すなわち、
（2n−１）ビツトのビツトパターンは22n-1種類あ
るが、その中で、 (1) ２つの“１”ビツト間に少なくとも２つの
“０”ビツトが存在し、 (2) “０”ビツトの連続個数ｋ（但し、端部に
“０”ビツトが連続している場合には、その
“０”ビツトの個数に２を加えた数）が少ない。 2n種類が選ばれる。上記条件(2)のかつこ内につ
いて、さらに具体的には、いま、（2n−１）ビツ
トのビツトパターンが、 P2o-2，P2o-3，……，P3，P2，P1，P0 とすると、P3＝“１”，P2＝P1＝P0＝“０”なら
ば、このビツトパターンの“０”ビツトの連続個
数ｋは、３＋２＝５となる。このように選択され
た（2n−１）ビツトのビツトパターンとNRZ信
号ａに存在する2n種類のｎビツトのビツトパター
ンとが１対１に対応され、このビツトパターンの
対応にしたがつて、符号変換器２はNRZ信号ａ
の１グループ毎のビツトパターンを（2n−１）
ビツトのビツトパターンに変換する。そして、隣
り合う（2n−１）ビツトパターン間には、後述
するマージンビツト付加のために２ビツト分の間
隔がある。 符号変換器２の出力信号は、加算器９で入力端
子８からの一定の２つの（2n−１）ビツトパタ
ーンからなる同期信号が付加され、マージンビツ
ト付加器３と擬似同期信号検出器６に供給され
る。 擬似同期信号検出器６は、加算器９の出力信号
（以下、（2n−１）ビツトパターン信号という）
ｂの同期信号部分以外の部分に、同期信号のビツ
トパターンと同一のビツトパターンが有れば、こ
れが擬似同期信号であるとして検出し、検出信号
ｃをマージンビツト付加器３に供給する。 ところで、同期信号は、（2n−１）ビツトパタ
ーン信号の１フレームの識別基準として挿入され
たものであり、符号変換器２でのNRZ信号ａの
ｎビツトパターンに対応した（2n−１）ビツト
パターンのいずれとも異なり、しかも、連続した
“０”の個数がこの（2n−１）ビツトパターン
夫々の連続した“０”ビツトの個数のうちの最大
の個数を越えない２つの（2n−１）ビツトパタ
ーンの組み合わせとなるように設定されている。
しかし、このように同期信号のビツトパターンを
選定しても、実際には後述するように、マージン
ビツト付加器３で（2n−１）ビツト毎に２ビツ
トのマージンビツトを付加したとき、データ部分
の任意の連続する｛２（2n−１）＋２｝個（以下、
これをｌ個とする）のビツトを考慮した場合、こ
れらビツトによるビツトパターンが同期信号のビ
ツトパターンに一致する場合もある。 一方、（2n−１）ビツトパターン信号ｂにマー
ジンビツトを付加した信号を元のNRZ信号ａに
逆変換する場合、（2n−１）ビツトパターン信号
ｂにマージンビツトを付加した信号からｌ個のビ
ツトからなる同期信号のビツトパターンを抽出
し、これにもとづいて（2n−１）ビツトパター
ン信号ｂにマージンビツトを付加した信号を
（2n−１）ビツトづつ区分し、これをｎビツトの
ビツトパターンに変換して元のNRZ信号を復元
する。 ところが、上記のように、（2n−１）ビツトパ
ターン信号ｂにマージンビツトを付加した信号の
データ部分に同期信号と同一ビツトパターンが存
在すると、これを同期信号と誤検出し、これにも
とづいて（2n−１）ビツトパターン信号ｂにマ
ージンビツトを付加した信号をNRZ信号に変換
してしまい、元のNRZ信号とは全く異なるNRZ
信号が得られることになる。もちろん、次の正し
い同期信号が検出されると、それ以降は正しい
NRZ信号が復元されるが、それまでは、NRZ信
号が復元されない。 （2n−１）ビツトパターン信号ｂのデータ部
分からかかる誤つた同期信号（すなわち、擬似同
期信号）のビツトパターンを検出するのが、擬似
同期信号検出器６である。 マージンビツト付加器３は、（2n−１）ビツト
パターン信号ｂの（2n−１）ビツト毎に２ビツ
トのマージンビツトを付加する。マージンビツト
付加器３の出力信号はNRZI変調器４で変調さ
れ、出力端子５から図示しないヘツド−テープ系
に供給されて記録される。 マージンビツトは、第１図に示した従来技術と
同様に、Tmin，Tmax／Tmin、ピークシフト
などを考慮して設定されると同時に、先の擬似同
期信号の消滅、DC成分の減少も考慮して設定さ
れる。 まず、擬似同期信号の消滅について説明する。 マージンビツト付加器３は、擬似同期信号検出
器６から検出信号ｃが供給されると、この検出信
号ｃが得られた（2n−１）ビツトパターン信号
ｂの領域（すなわち、同期信号と同一ビツトパタ
ーンの２（2n−１）ビツト中）のマージンビツト
が付加される部分に、最優先で同期信号と異なる
ビツトパターンとなるようなマージンビツトを付
加する。 この点について、ｎ＝４とし、第３図および第
４図を用いてさらに詳しく説明する。 いま、入力端子８から供給される同期信号の
夫々の７ビツトパターンを、 “１，０，０，０，０，０，０” および、 “０，０，０，０，０，０，１” とすると、マージンビツト付加器３において、こ
れら７ビツトパターン間に２ビツトのマージンビ
ツトが付加され、同期信号は16ビツトパターンで
表わされる。このマージンビツトは、この16ビツ
トパターンの２つの“１”ビツト間の連続せる
“０”ビツトの個数が、マージンビツト付加器３
の出力信号の同期信号部分以外の部分での２つの
“１”ビツト間の連続的せる“０”ビツトの個数
のうちの最大個数を越えないように、設定される
ものであつて、同期信号の７ビツトパターンが上
記のような場合、“０，１”，“１，０”のいずれ
でもよいが、ここでは、“０，１”のビツトパタ
ーンとする。かかるマージンビツトが付加された
16ビツトパターンの同期信号を第３図に示す。 このように、同期信号が16ビツトのビツトパタ
ーンに設定されると、マージンビツト付加器３の
出力信号ｄのデータ部分で、これと同じビツトパ
ターンが含まれないようにしなければならない。 いま、このようなビツトパターンとなる可能が
ある部分が、７ビツトパターン信号ｂに存在する
ものとする。この部分は、第４図Ａに示すよう
に、マージンビツトが付加される部分TMを“０，
０”のビツトパターンとしたときに、第３図に示
す同期信号のビツトパターンと全く等しくなる16
ビツトのビツトパターンである。このような16ビ
ツトのビツトパターンは、部分TMに“０，０”
のマージンビツトが付加されると、全く同期信号
のビツトパターンに等しくなる。 擬似同期信号検出器６は７ビツトパターン信号
ｂの部分TMを含めた16ビツトパターンづつを常
に監視し、上記のような同期信号と同一のビツト
パターンが検出されると、最後の16ビツト目で検
出信号ｃ（第４図Ｂ）を発生する。かかる擬似同
期信号検出器６としては、たとえば、ビツト転送
する16ビツトのレジスタとアンドゲートとで構成
することができる。 一方、マージンビツト付加器３においては、供
給された７ビツトパターン信号ｂを13ビツト分以
上遅延する。この遅延された７ビツトパターン信
号を第４図Ｃに示す。そして、この遅延された７
ビツトパターン信号の部分TMの始端を検出し、
これが検出されると擬似同期信号検出器６から検
出信号ｃが供給されたか否かの判定を行ない、こ
の検出信号ｃ（第４図Ｂ）が供給されていると、
この部分TMに“１，０”のマージンビツト（第
４図Ｄ）を付加する。このように、マージンビツ
トを付加された16ビツトパターンは、第４図Ｅに
示すように、もはや同期信号のビツトパターン
（第３図）とは一致せず、マージンビツト付加器
３から出力信号ｄとしてNRZI変調器４に供給さ
れる。 擬似同期信号６から検出信号ｃが供給されない
ときには、マージンビツト付加器３は、前後する
（2n−１）ビツトパターンの間に、これら前後す
る（2n−１）ビツトパターンと、NRZI変調器４
の出力信号、すなわちNRZI変調信号とに応じた
２ビツトのマージンビツトが付加される。 次に、かかるマージンビツトについて説明す
る。 先に述べたように、符号変換器２からの（2n
−１）ビツトパターンは、２つの“１”ビツト間
に少なくとも２つの“０”ビツトを含んでいる。
しかし、前後する２つの（2n−１）ビツトパタ
ーンの境界では、必ずしも２つの“１”ビツト間
に少なくとも“０”ビツトが存在するとは限らな
い。マージンビツトは、まずこれを満すように付
加するものである。第２に、マージンビツトは、
NRZI変調信号が磁気テープに記録するのに適す
るように、すなわち、再生出力が小さい低周波成
分や再生不能な直流成分がNRZI信号に含まれな
いようにするものである。 第１の点については、（2n−１）ビツトパター
ンに係わらず、マージンビツトを“０，０”とす
ればよい。しかし、このようにすると、第２の点
について不都合となる場もある。 そこで、この実施例では、加減算器７を設けて
NRZI信号をデジタル加減算し、この加減算値
DSとNRZI信号の状態ST（“１”または“０”）と
をも用い、マージンビツトを決定するものであ
る。 いま、付加すべきマージンビツトの２つのビツ
トをM1，M0とし、これに先行する（2n−１）ビ
ツトパターンを、 P2o-2，P2o-3，……，P2，P1，P0 ……(1) 後続の（2n−１）ビツトパターンを、 Q2o-2，Q2o-3，……，Q2，Q1，Q0 ……(2) とすると、これら（2n−１）ビツトパターンと
マージンビツトとは次のように配列される。 P2o-2，P2o-3，……，P2，P1，P0，M1，M0，
Q2o-2，Q2o-3，……，Q2，Q1，Q0 そこで、このように、２つの（2n−１）ビツ
トパターン間に２ビツトのマージンビツトを付加
するようにすると、２つの“１”ビツト間に少な
くとも２つの“０”ビツトが存在するという条件
から、P1，P0，Q2o-2，Q2o-3の状態についてみれ
ばよく、まず、P0＝“１”またはQ2o-2＝“１”ま
たはP0＝Q2o-2＝“０”でP1＝Q2o-3＝“１”のいず
れかのときには、２つの“１”ビツト間に少なく
とも２つの“０”ビツトが存在しなければならな
いことから、必ずM1＝M0＝“０”でなければな
らない。 これ以外の状態としては、 (イ) P1＝P0＝Q2o-2，＝Q2o-3＝“０” (ロ) P1＝“１”かつP0＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０” (ハ) P1＝P0＝Q2o-2＝“０”かつQ2o-3＝“１” の３つの状態を考慮すればよい。これらの状態に
おいても、M1＝M0＝“０”とすれば、２つの
“１”ビツト間に必ず２つの“０”ビツトが存在
するが、このマージンビツトによつてNRZI信号
の直流成分が増加してしまうことがある。このた
めに、(イ)，(ロ)，(ハ)の状態においては、NRZI信号
をもとにして、その直流成分が増加しないように
マージンビツトが設定される。 なお、設定されるマージンビツトは、M1＝M0
＝“０”、または、M1＝“１”でM0＝“０”、また
は、M1＝“０”でM0＝“１”のいずれかであるこ
とはいうまでもない。 ところで、加減算器７は、NRZI変調信号の状
態STが“１”のときには値１が加算され、また、
状態STが“０”のときには値１が減算される。
加減算器７の加減算タイミングは、マージンビツ
ト付加器３の出力信号ｄのビツトのタイミングに
一致しており、したがつて、加減算器７の加減値
DSが正であるときには、NRZI変調信号の平均
値、すなわち直流成分が正に、また、DSが負の
ときには、直流分が負になることを表わしてい
る。 そこで、 DS≧０でST＝“１”のとき、 DS＜０でST＝“０”のとき ……(3) には、そのままでは、DSがそのままの符号を保
つて増大し、直流成分が増加することになるか
ら、M1，M0のいずれかを“１”にして、NRZI
変調信号の状態STを反転させなければならない。
これに対して、 DS≧０でST＝“０”のとき、 DS＜０でST＝“１”のとき ……(4) には、一般に、状態STを反転させる必要はない。
しかし、マージンビツトを付加したことにより、
（2n−１）ビツトパターンの“０”ビツトの連続
する個数ｋ（但し、（2n−１）ビツトパターンの
両端に“０”ビツトが連続する場合には、その個
数に２（＝マージンビツトのビツト個数）を加え
た数値）の最大値ｍを越えるように、連続する
“０”ビツトの個数が大きくなることもある。こ
のような場合には、マージンビツトのM1，M0の
いずれか一方を“１”ビツトにする。 いま、式(1)の先行する（2n−１）ビツトパタ
ーンの中で、最下位の“１”ビツトがPiであり、
また、式(2)の後続の（2n−１）ビツトパターン
の中で、最上位の“１”ビツトがQjであるとす
ると、M1＝M0＝“０”としたとき、Piビツトと
Qjビツト間の“０”ビツトの個数は、 上記(イ)の状態のとき、 ｉ＋（2n−２−ｊ）＋２ 上記(ロ)の状態のとき、ｉ＝１だから （2n−２−ｊ）＋３ 上記(ハ)の状態のとき、ｊ＝2n−３だから、 ｉ＋３ である。したがつて、式(4)を満足しているときで
あつても、 上記(イ)の状態で、ｉ＋（2n−２−ｊ）＋２＞ｍ
のとき、 ……(5) 上記(ロ)の状態で（2n−２−ｊ）＋３＞ｍのと
き、 ……(6) 上記(ハ)の状態で、ｉ＋３＞ｍのとき、 ……(7) M1，M0のいずれか一方を“１”とする。 式(3)あるいは式(5)，(6)，(7)の条件のもとに、上
記状態(イ)、(ロ)、(ハ)において、M1，M0のいずれを
“１”にするかは次のようにして決める。 まず、上記(イ)の状態の場合には、M1，M0のい
ずれを“１”にしてもよい。 次に、上記(ロ)の状態の場合には、P1＝“１”で
あり、かつ、２つの“１”ビツト間に必ず２つの
“０”ビツトがなければならないことから、 M1＝“０”，M0＝“１” とする。 また、上記(ハ)の状態の場合には、同様にして
Q2o-3＝“１”であることから、 M1＝“１”，M0＝“０” とする。 以上のことをまとめると、M1，M0は次のよう
に設定される。 （） 次の条件（）〜（）のいずれか１つ
を満足するとき、 M1＝M0＝“０” と設定される。 条件（） P0＝“１” （） Q2o-2＝“１” （） P1＝P0＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０”、か
つｉ＋（2n−２−ｊ）＋２≦ｍ であつて、（DS≧０かつST＝“０”）ま
たは（DS＜０かつST＝“１”） （） P1＝“１”かつP0＝Q2o-2＝Q2o-3
＝“０”、かつ、（2n−２−ｊ）＋３≦ｍ であつて、（DS≦０かつST＝“０”）ま
たは（DS＜０かつST＝“１”） （） P1＝P0＝Q2o-2＝“０”かつQ2o-3
＝“１”、かつ、ｉ＋３≦ｍ であつて、（DS≧０かつST＝“０”また
は（DS＜０かつST＝“１”） （） 次の条件（）〜（）のいずれか１つ
を満足するとき、 M1＝“１”，M0＝“０” と設定される。 条件（） P1＝P0＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０”、か
つ、ｉ＋（2n−２−ｊ）＋２＞ｍ （） P1＝P0＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０”、か
つ、ｉ＋（2n−２−ｊ）＋２≦ｍ であつて、（DS≧０かつST＝“１”）ま
たは（DS＜０かつST＝“０”） （） P1＝P0＝Q2o-2＝“０”かつQ2o-3
＝“１”かつ、ｉ＋３＞ｍ （） P1＝P0＝Q2o-2＝“０”かつQ2o-3
＝“１”、かつ、ｉ＋３≦ｍ であつて、（DS≧０かつST＝“１”）ま
たは、（DS＜０かつST＝“０”） （） 次の条件（），（）のいずれか１つを
満足するとき、 M1＝“０”，M0＝“１” と設定される。 条件（） P1＝“１”かつP0＝Q2o-2＝Q2o-3
＝“０”、かつ、（2n−2j）＋３＞ｍ （） P1＝“１”かつP0＝Q2o-2＝Q2o-3
＝“０”、かつ、（2n−2j）＋３≦ｍ であつて、（DS≧０かつST＝“１”）ま
たは（DS＜０かつST＝“０”） 〔但し、P1＝P0＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０” かつ、ｉ＋（2n−２−ｊ）＋２＞ｍ のときには、上記（）でなく、（）としても
よい。〕 このように、マージンビツト付加器３では、加
減算値DSを考慮し、この加減算値DSの絶対値が
増加しないようにマージンビツトが付加される。
このために、加減算値DSの時間的変位は充分小
さくなる。第５図は従来のデジタル変調方式にお
けるNRZI変調信号の加減算値の時間的変位を示
し、第６図は本発明によるデジタル変調方式にお
ける同じく加減算値の時間的変位を示している。 この実施例におけるTmin，Tmaxは、２つの
“１”ビツト間の最小の“０”ビツトの数は２、
最大の“０”ビツトの数はｍであるから、第１図
に示した従来技術と同様に、夫々 ３・ｎ／2n＋１・Ｔ，（ｍ＋１）ｎ／2n＋１・Ｔ （但し、Ｔは元のNRZ信号ａのビツト長）で
あり、したがつて、ピークシフト量、セルフクロ
ツクの容易性、反転間隔の種類も、上記従来技術
と同等である。 これらの図からも明らかなように、本発明によ
るデジタル変調方式では、上記加減算値の時間的
変位を充分小さく抑えられることから、第７図に
示すように、記録信号（NRZI変調信号）の低周
波成分が充分に抑圧され、低周波成分が低いＳ／
Ｎでしか再生されず、また、直流成分が再生不能
な磁気記録再生装置に対しては、記録、再生系に
おいて、各電子回路の回路設計は、これら低周波
成分や直流成分を考慮する必要がなくて容易とな
り、回路構成も簡略化される。 さらに、擬似同期信号の発生確率を充分抑える
ことができるため、擬似同期信号による誤つた訂
正や復調を避けることができる。なお、記録系に
おいて、第２図に示すように、擬似同期信号検出
器６や加減算器７を必要とするが、再生系の同期
信号検出器において、擬似同期信号を検出する手
段を必要としないから、全体としての回路構成の
複雑化は回避される。 なお、上記実施例では、マージンビツト付加後
の同期信号を、〔２（2n−１）＋２〕ビツトのビツ
トパターンとしたが、これに限られるものではな
い。このビツトパターン長が長い程、一般に擬似
同期信号の発生確率は低下するが、これが余り長
いと符号冗長度が増大する。したがつて、同期信
号のビツトパターンは、そのビツトの配列とパタ
ーン長による擬似同期信号の発生確率と符号冗長
度とを考慮して最良のものが設定される。 以上説明したように、本発明によれば、擬似同
期信号の発生確率が大幅に低減化され、低周波成
分や直流成分が充分に抑圧されて回路構成が著し
く簡略化されるとともに、誤復調が防止でき、磁
気記録再生に際しては、Ｓ／Ｎの著しく良好な再
生信号を得ることができるものであつて、上記従
来技術にない優れた機能のデジタル変調方式を提
供することができる。
第１図は従来のデジタル変調方式を示すブロツ
ク図、第２図は本発明によるデジタル変調方式の
一実施例を示すブロツク図、第３図は同期信号の
ビツトパターンの一例を示すパターン図、第４図
は第２図における擬似同期信号の除去動作を説明
するためのタイミングチヤート、第５図は従来の
デジタル変調方式によるNRZI信号の加減算値の
時間的変位を示すグラフ図、第６図は本発明によ
るNRZI信号の加減算値の時間的変位を示すグラ
フ図、第７図は本発明によるNRZI信号の周波数
スペクトル図である。 １……入力端子、２……符号変換器、３……マ
ージンビツト付加器、４……NRZI変調器、５…
…出力端子、６……擬似同期信号検出器、７……
加減算器。
ク図、第２図は本発明によるデジタル変調方式の
一実施例を示すブロツク図、第３図は同期信号の
ビツトパターンの一例を示すパターン図、第４図
は第２図における擬似同期信号の除去動作を説明
するためのタイミングチヤート、第５図は従来の
デジタル変調方式によるNRZI信号の加減算値の
時間的変位を示すグラフ図、第６図は本発明によ
るNRZI信号の加減算値の時間的変位を示すグラ
フ図、第７図は本発明によるNRZI信号の周波数
スペクトル図である。 １……入力端子、２……符号変換器、３……マ
ージンビツト付加器、４……NRZI変調器、５…
…出力端子、６……擬似同期信号検出器、７……
加減算器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ NRZ信号をｎビツト毎に区分して一連のｎ
ビツトパターンからなる信号とし、各ｎビツトパ
ターンを対応する（2n−１）ビツトの（2n−１）
ビツトパターンに変換する符号変換手段と、 該符号変換手段からの一連の該（2n−１）ビ
ツトパターンからなるビツトパターン信号の所定
周期毎に、一連の複数の（2n−１）ビツトパタ
ーンからなる同期信号を付加する加算手段と、 該加算手段の出力信号の（2n−１）ビツトパ
ターン間毎に２ビツトのマージンビツトを付加す
るマージンビツト付加手段と、 該マージンビツト付加手段の出力信号をNRZ1
変調する変調手段と、 該符号変換手段から出力された信号中、該同期
信号と同一ビツトパターンをなす部分を擬似同期
信号ビツトパターンとして検出する擬似同期信号
検出手段と、 該変調手段からのNRZI変調信号を加減算し、
該NRZI変調信号の平均レベルを検出する加減算
手段と を備え、該マージンビツト付加手段は、 該擬似同期信号検出手段が擬似同期信号ビツト
パターンを検出したときには、該擬似同期信号ビ
ツトパターンを形成する（2n−１）ビツトパタ
ーン間に付加するマージンビツトを、該マージン
ビツトパターンが付加された該擬似同期信号ビツ
トパターンが、マージンビツトが付加された該同
期信号と異なるビツトパターンとなるようなビツ
トパターンとし、 該擬似同期信号検出手段が擬似同期信号ビツト
パターンを検出しないときには、該マージンビツ
トを、該NRZI変調信号のレベルと該加減算手段
の検出出力に応じて設定し、該NRZI変調信号の
低域成分および直流成分を抑圧することができる
ようにしたことを特徴とするデジタル変調方式。 ２ 特許請求の範囲第１項において、前記（2n
−１）ビツトパターンは２つの“１”ビツト間に
少なくとも２つの“０”ビツトを含み、連続せる
“０”ビツトの個数の最大値ｋ（但し、（2n−１）
ビツトパターンの端部に“０”ビツトが連続する
ときには、その個数に２を加えた値）が小さい方
から2n種類のビツトパターンであり、かつ、前記
マージンビツトは“M1，M0”の２ビツトからな
り、該マージンビツトに先行する（2n−１）ビ
ツトパターンを、 P2o-2，P2o-3，……，P1，P0 とし、後続する（2n−１）ビツトパターンを、 Q2o-2，Q2o-3，……，Q1，Q0 としたとき、前記マージンビツト“M1，M0”を
次のように設定したことを特徴とするテジタル変
調方式。 （） （）〜（）の条件のいずれか１つを
満たすとき、 M1＝M0＝“０” 条件（） P0＝“１” （） Q2o-2＝“１” （） P1＝P0＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０”、か
つ、ｉ＋（2n−２−ｊ）＋２≦ｍであつ
て、（DS≧０かつST＝“０”）、または
（DS＜０かつST＝“１”） （） P1＝“１”かつP0＝Q2o-2＝Q2o-3
＝“０”、かつ（2n−２−ｊ）＋３≦ｍで
あつて、（DS≧０かつST＝“０”）また
は（DS＜０かつST＝“１”） （） P1＝P0＝Q2o-2＝“０”かつQ2o-3
＝“１”、かつ、ｉ＋３≦ｍであつて、
（DS≧０かつST＝“０”）または（DS＜
０かつST＝“１”） （） 次の（）〜（）の条件のいずれか１
つを満足するとき、 M1＝“１”，M0＝“０” と設定する。 条件（） P1＝P0＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０”、か
つｉ＋（2n−２−ｊ）＋２＞ｍ （） P1＝P0＝Q2o-2＝Q2o-3＝“０”、か
つｉ＋（2n−２−ｊ）＋２≦ｍであつて、
（DS≧０かつST＝“１”）または（DS＜
０かつST＝“０”） （） P1＝P0＝Q2o-2＝“０”かつQ2o-3
＝“１”，ｉ＋３＞ｍ （） P1＝P0＝Q2o-2“０”かつQ2o-3＝
“１”、かつ、ｉ＋３≦ｍであつて、（DS
≧０かつST＝“１”）または（DS＜０か
つST＝“０”） （） 次の（），（）の条件のいずれか１つ
を満足するとき、 M1＝“０”，M0＝“１” に設定する。 条件（） P1＝“１”かつP0＝Q2o-2＝Q2o-3
＝“０”、かつ（2n−２−ｊ）＋３＞ｍ （） P1＝“１”かつP0＝Q2o-2＝Q2o-3
＝“０”、かつ、（2n−２−ｊ）＋３≦ｍ であつて、（DS≧０かつST＝“１”）ま
たは（DS＜０かつST＝“０”） 但し、（） P1＝P0＝Q2o-2＝Ｑ2n−３＝
“０”、かつ、ｉ＋（2n−２−ｊ）＋２＞
ｍのとき、M1＝“０”，M0＝“１”とし
てもよい。 （） 前記先行する（2n−１）ビツト
パターンの最下位の“１”ビツトをP1
とし、前記後続する（2n−１）ビツト
パターンの最上位の“１”ビツトをQj
とし、これら添数字ｉ，ｊの値を前記不
等式ｉ，ｊとする。 （） STは前記NRZI変調して得られ
る信号の、前記（2n−１）ビツトパタ
ーンのビツトタイミングにおける“１”，
“０”の状態を表わし、DSは、ST＝
“１”のときに値１を加算し、ST＝“０”
のときは値１を減算するようにした、上
記NRZI変調された信号のデジタル加減
算値である。 （） ｍは、上記選択された2n種類の
（2n−１）ビツトパターンの夫々が有す
る上記最大の“０”ビツトの連続せる個
数のｋのうちの最も大きい個数である。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58236233A JPS60128752A (ja) | 1983-12-16 | 1983-12-16 | デジタル変調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58236233A JPS60128752A (ja) | 1983-12-16 | 1983-12-16 | デジタル変調方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60128752A JPS60128752A (ja) | 1985-07-09 |
| JPH0578110B2 true JPH0578110B2 (ja) | 1993-10-28 |
Family
ID=16997757
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58236233A Granted JPS60128752A (ja) | 1983-12-16 | 1983-12-16 | デジタル変調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60128752A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8852739B2 (en) | 2010-02-23 | 2014-10-07 | Evonik Carbon Black Gmbh | Carbon black, method for the production thereof, and use thereof |
| US8915998B2 (en) | 2008-11-27 | 2014-12-23 | Evonik Carbon Black Gmbh | Pigment granulate, method for producing the same and use thereof |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2760302B1 (fr) * | 1997-03-03 | 2000-08-04 | Alsthom Cge Alcatel | Procede et dispositif pour la transmission de trames de donnees |
| JP3712631B2 (ja) | 2000-06-19 | 2005-11-02 | シャープ株式会社 | 伝送方法および伝送システム並びに通信装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL186790C (nl) * | 1980-07-14 | 1991-02-18 | Philips Nv | Werkwijze voor het coderen van een reeks van blokken tweetallige databits in een reeks van blokken van tweetallige kanaalbits, alsmede modulator, demodulator en registratiedrager te gebruiken bij de werkwijze. |
-
1983
- 1983-12-16 JP JP58236233A patent/JPS60128752A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8915998B2 (en) | 2008-11-27 | 2014-12-23 | Evonik Carbon Black Gmbh | Pigment granulate, method for producing the same and use thereof |
| US8852739B2 (en) | 2010-02-23 | 2014-10-07 | Evonik Carbon Black Gmbh | Carbon black, method for the production thereof, and use thereof |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60128752A (ja) | 1985-07-09 |
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