JPH0578340B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、磁気共鳴（MR：magnetic
resonance）現象を利用して生体の診断情報を得
るMRI装置（磁気共鳴診断装置）におけるプロ
ーブヘツドの入力側からみたインピーダンスZiを
特性インピーダンスZcに等しく調整するインピ
ーダンス自動調整装置に関する。 （従来の技術） 磁気共鳴現象は、静磁場中に置かれた零でない
スピン及び磁気モーメントを持つ原子核が特定の
周波数の電磁波のみを共鳴的に吸収・放出する現
象であり、γを原子核の種類に固有の磁気回転
比、またH₀を静磁場強度とすると、この原子核
は下記式に示す角周波数ω₀で共鳴する。 ω₀＝γH₀ 以上の原理を利用して生体診断を行う方法は、
上述の共鳴吸収の後に誘起される上記と同じ周波
数の電磁波を信号処理して例えば被検体の断層像
等を得るようにしている。 この場合、磁気共鳴による診断情報の収集は、
静磁場中に配置した被検体の全部位を励起し且つ
信号収集することができるものであるが、装置構
成上の制約やイメージング像の臨床上の要請か
ら、実際は特定のスライス面に対する励起とその
信号収集を行うようにしている。 また、MRI装置では被検体から送られるMR信
号を受信するためのアンテナとしてプローブヘツ
ドが用いられる。第２３図はこのプローブヘツド
の等価回路の一例を示すもので、このプローブヘ
ツドには給電線（特性インピーダンスZc、多く
の場合50Ω）が接続され診断態様に応じて引き回
される。ここで、C₁はチユーニング用の可変コ
ンデンサ、C₂はマツチング用の可変コンデンサ、
Ｌはコイル、Ｒはコイルの等価的並列抵抗、Ziは
入力側からみたインピーダンスである。 ところでこのプローブヘツドを用いる場合は次
の２つの理由により、その入力側からみたインピ
ーダンス（以下単にインピーダンスと称する）Zi
を特性インピーダンスZcに等しく調整する必要
がある。 Zi≠Zcの場合は給電線でMR信号の伝送損失
が生じるので、Ｓ／Ｎ特性が劣化する。 MRI装置で使用される低雑音アンプは多く
の場合入力インピーダンスがZcで設計されて
いるので、Zi≠Zcの場合即ちZc以外の信号源
インピーダンスを持つ信号源と接続した場合
は、ノイズフイギユアマツチングを犠牲にする
ことになるため必ずしも低雑音が保証されな
い。 第２３図の等価回路において、可変コンデンサ
C₂，C₁とインピーダンスZiとの関係は次式のよ
うに示される。 C₂＝２／ω√Zi（Ｒ−Zi）[_F] …(1)

【化】 （但しＲ、Ziは実数） 上記(1)、(2)式から明らかなように、Ziを大きく
するとC₂は小さくなり、C₁は大きくなる。即ち、
Ｒ、Ｌが一定の基ではC₂を小さくすれば（勿論
C₁もそれに合わせて少し大きくする）、純抵抗に
なるように合わせたプローブヘツドのインピーダ
ンスZiは大きくすることができる。 次に第２３図における点線内の回路部分のイン
ピーダンスZxを計算すると次式のようになる。

【化】 また、２つのC₂の回路部分のインピーダンス
Z_Yは次式で示される。

【化】 即ち、上記式(3)、(4)から明らかなように、Zi
は、C₁、Ｒ、Ｌによつて形成されるZxと、２つ
のC₂によつて形成されるZ_Yとから構成されてお
り、従つて、Ziを純抵抗にするためには、(3)式に
おける虚部（インダクテイブなリアクタンス分）
を、(4)式で示される虚部（キヤパシテイブなリア
クタンス分）によつて相殺して零にすればよいこ
とがわかる。 以上の事実に基き、前記したようにZi＝Zcの
条件を満足させるためには、Zi＜Zcの関係にあ
る場合はC₂を小さく調整し且つそのとき生じた
虚部を相殺するようにC₁を大きく調整すること
により、Ziを大きくなるように調整すればよい。 また、Zi＞Zcの場合は逆にC₂を大きく且つC₁
を小さく調整することにより、Ziを小さくするよ
うに調整すればよい。 ところで、プローブヘツド単体ではＱが高いこ
とが要求され、かつ撮影時には被検体がプローブ
ヘツドに接近するために、実際の撮影時のプロー
ブヘツドの第１次近似としての等価回路は第２３
図と異なつて第２４図のように示される。ここ
で、Cs，Cs′は人体とコイル間の浮遊容量、Rpは
人体の等価的抵抗である。従つて、インピーダン
スZiもZi′に変化してしまうようになる。第２４
図は第２５図のように等価変換することができ、
さらに第２６図のように簡略化することもでき
る。第２５図でCs″はCs，Cs′，Rpを並列変換し
たときの等価的容量、Rp′はCs″と同様に変換し
たときの等価的容量である。但し、 Ｒ≒Rp′R／Rp′＋Ｒ；C₁′＝Cs″＋C₁ である。このような第２６図の等価回路におい
て、Zi′＝Zcの条件から可変コンデンサC₂，C₁′と
インピーダンスZcとの関係は、前記(1)、(2)式に
準じて次式のように示される。 C₂＝２／ω√Zc（R′−Zc）[_F] …(1)′

【化】 （ω＝2π；（Hz）はMR信号の共鳴周波数） 従つて、第２３図の場合と同様にC₁′，C₂を調
整することによりZi＝Zcの条件を満足させるこ
とができる。 従来、この調整は、出力インピーダンスがZc
（純抵抗）の発振器を用意し、これとプローブヘ
ツド間に方向性結合器を挿入することにより、反
射電力が零になるところを試行錯誤で見つけるよ
うにして行われていた。 （発明が解決しようとする課題） ところで従来の調整方法としては、一般に撮影
に先だつて手作業により２つの可変コンデンサを
同時に調整するようにしている。しかし乍、２つ
の可変コンデンサを、手作業により同時に調整し
Zi＝Zcとすることは勘や経験に頼るところが大
きく、極めて効率が悪いという問題がある。 そこで本発明の目的は、効率良くインピーダン
ス調整を行なえるMRI装置のインピーダンス自
動調整装置を提供することにある。 ［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は上記課題を解決し且つ目的を達成する
ために次のような手段を講じた構成としている。
すなわち、本発明は、プローブヘツドに信号を供
給する出力インピーダンスがZcの発振器と前記
プローブヘツドとの間に設けられ前記プローブヘ
ツドのインピーダンスZiを実部と虚部とに分けて
電圧として検出する検出部と、虚部の電圧が零を
示すコンデンサC₁，C₂の組合せの初期値を見つ
け出すためのイニシヤル・ルーチンとこのイニシ
ヤル・ルーチンにより設定されたコンデンサC₁，
C₂の組合せの初期値及び前記検出部により検出
した実部及び虚部の電圧により各電圧を零に調整
するためのコンデンサ制御信号を得るマツチン
グ・ルーチンとが実行されるコントロール部とを
具備したことを特徴とする。 （作 用） このような構成によれば、プローブヘツドのイ
ンピーダンスが実部と虚部とに分けて電圧として
検出され、この各電圧が零となるような制御が行
なわれて、プローブヘツドのインピーダンスZiが
特性インピーダンスZcに等しくなるように調整
される。従つて、調整が手作業によることなく自
動的に行なわれるので、効率のよい調整が行なわ
れる。 （実施例） 先ず本発明の原理を説明する。 “RF expo east（Nov.10−12、1986、
Boston，Massachusetts”で紹介されている論
文“Ａ Complex Impedance Meter（Carl G.
Lodstroem，Dowkey Microwave Corporation
1110 Mark Avenue Carprinteria，CA 93013−
2918）”によると、第１７図に示すように発振器
１（出力インピーダンスZc）と負荷２（インピ
ーダンスZ_L）間にλ／８ケーブルを接続すること
により（このλ／８ケーブルについては後述す
る。）、負荷２のインピーダンスが実部（Re：
Real Part）と虚部（Im：Imaginary part）と
に分けて電圧に対応した形で容易に検出できるこ
とが示されている。尚、D₁，D₂，D₃，D₄はダイ
オード、R₁，R₂は可変抵抗、３は実部に対応し
た直流電圧計、４は虚部に対応した直流電圧計、
５は減衰器（発振器１の出力インピーダンスを正
確にZc（＝50Ω）にするためのもの）である。 λ／８ケーブルが正確にケーブル長に合つてい
る場合、負荷２としてZ_L＝Zcの値のものを接続
し電圧計３，４の指示がどちらも０(V)となるよう
に、予め可変抵抗器（トリムポツト型）R₁，R₂
を調整して初期状態を設定しておくものとする。
この状態で例えば実部（Re）がZcより小さい場
合は実部電圧計３は正の電圧を示し、Zcより大
きい場合は負の電圧を示す。また、虚部（Im）
がインダクテイブな場合は虚部電圧計４は正の電
圧を示し、キヤパシテイブな場合は負の電圧を示
す。従つて、実部電圧計３及び虚部電圧計４の指
示を観察することにより、負荷のインピーダンス
Zcの値が大小のいずれの方向にずれているかを
把握することができる。なお、λは発振器１の周
波数によつて決定される。 上述の検出器、つまりλ／８検出器について更
に詳細に説明する。すなわち、第１８図に示す回
路を考えた場合、一般に、点Ｐでの電圧V₀(Z)は
下記の式のようになる。 V₀(Z)＝Vlcosβ（ｌ−Ｚ）＋jZcIlsinβ（ｌ−Ｚ） ここで、β＝2π／λ、Zl＝Vl／Ilより、V₀(Z)
は下記式(5)式のようになる。 V₀(Z)＝Vl｛cos2π（ｌ−Ｚ）／λ＋ｊZc／Zlsin 2π（ｌ−Ｚ）／λ｝ …(5) よつて、λ／８ケーブルによるComplex
Impedance Meterの原理図は、第１９図のよう
になる。 第１９図の点P₁，P₂，P₃，P₄における電圧を
V₁，V₂，V₃，V₄とする。そして、信号源インピ
ーダンスは、λ／８ケーブルの特性インピーダン
スZcと一致しているものと仮定する。 点P₁，P₂，P₃，P₄の位置は、λ／８の整数倍
のところであることから、 ｌ−Ｚ＝λ／８，2λ／８，3λ／８，4λ／８且
つβ＝2π／λ ∴β（ｌ−Ｚ）＝π／４，π／２，３／４π，πとなる
。こ れを上記(5)式に代入すると、V₁，V₂，V₃，V₄は
次のようになる。 V₁＝Vl（cosπ／４＋ｊZl／Zcsinπ／４） ＝Vl／√2Zc（Zc＋jZl） V₂＝Vl（cosπ／２＋ｊZl／Zcsinπ／２） ＝Vl／Zc（jZl） V₃＝Vl／√2Zc（−Zc＋jZl） V₄＝Vl 上記第１９図における点P₁，P₃（もしくはP₂，
P₄）をｉ，ｊで代表させると、第１９図は第２
０図のように表わすことができる。また、第２０
図は等価的に第２１図ａ、さらには第２１図ｂの
ように置き換えられる。 ここで、 R₁I₁＋R₂（I₁−I₂）＝E₁−E₂ ＋）R₂（I₂−I₁）＋R₀I₂＝E₂ …(6) ∴ R₁I₁＋R₀I₂＝E₁ …(7) 上記(6)式より、 ∴ （R₁＋R₂）I₁−R₂I₂＝E₁−E₂ …(6)′ 上記(7)、(6)′式をI₂について解く。

【化】 E₀＝R₀I₂＝R₀・R₂E₁＋R₁E₂／R₁R₂＋R₀（R₁＋R₂） 原理的にR₁＝R₁とでき、これにより、E₀は下
記式のようになる。 E₀＝（E₁＋E₂）R₀／R₁＋2R₀ 今、R₁（＝R₂）≪R₀とすると、E₀は次のように
なる。 E₀＝E₁＋E₂／２＝｜Vi｜−｜Vj｜／２ ただし、Vi，Vjの電圧は、それぞれダイオー
ドDi，Djで整流後、Ci，Cjで平滑されるため、
Vi，Vjの最大値つまり振幅電圧E₁，E₂となる。 そして、未知のインピーダンスZl＝Rx＋jNx
と表現すると、 (i) 虚数部分で検出される電圧をV_Inとすると、
下記(8)式のようになる。 V_InΔ ＝ ｜V₁｜−｜V₃｜／２ ｜V₁｜＝｜Vl｜／√2Zc・√（−）²＋²
｜V₃｜ ＝｜V₁｜／N22c・√（＋）²＋² 代入により、 V_In＝｜Vl｜／２√2Zc （Ｚｃ／＼²−2NxZc＋Ｎｘ／／²
＋Ｒｘ／²）−（Ｚ／＼ｃ＋2NxZc＋Ｎｘ／／²＋Ｒｘ
／²）／√（Zc−Nx）²＋Rx²＋√（Zc＋Nx）²＋Rx² ∴V_In＝−√２｜Vl｜｛Nx／√（Zc−Nx）²＋Rx²＋√（Z
c＋Nx）²＋Rx²｝…(8) 以上により、Nxの正負を反映した電圧が発生
する。 (ii) 実数部分で検出される電圧をV_Reとすると、
下記(9)式のようになる。 V_ReΔ ＝ ｜V₂｜−｜V₄｜／２ ｜V₂｜＝｜Vl｜／Zc√²＋² ｜V₄｜＝｜Vl｜ V_Re＝｜Vl｜／2Zc・（√²＋²−Zc） ∴ V_Re＝｜Vl｜／2Zc・（Rx²−Zc²）＋Nx²／√Rx²＋Nx
²＋Zc 仮に、Zl＝Rx（Nx≡０）とすれば、 V_Re＝｜Vl｜／2Zc・（Rx−Zc） …(9) 以上によれば、未知のインピーダンスZl＝Rx
＋jNxの虚数部Nxを反映した電圧V_Inが得られ
る。次に、この電圧V_In≡０になるように、負荷
インピーダンスを調整する。つまりNx＝０とな
るようにすると、実数部RxとZcの差を反映した
電圧V_Reが得られる。 次に、検出部と負荷（プローブヘツド）との間
にλ／２長の整数倍のケーブルが接続されていて
も、上述の電圧V_Re，V_Inの検出には支障がない
ことを説明する。 第２２図に示すように、プローブヘツドのイン
ピーダンスをZlとし、伝送線路の長さをｌ（特性
インピーダンスをZcとする。）、検出器からみた
インピーダンスをＺ（０）とする。このとき、無
損失線路の場合は下記(10)式が成立する。 Ｚ（０）＝ZcZl＋jZctanβl／Zc＋jZltanβl …(10) ただし、β＝2π／λ位相定数であり、λは伝
送線路の１波長である。今、一定の周波数の場合
（β＝一定）を考えると、Ｚ（０）≡Zlが成立する
ことが、検出器〜プローブヘツドの伝送線路に要
求される条件である。この理由は次のように説明
される。すなわち、プローブヘツドのインピーダ
ンスを直接みたインピーダンスZlが、長さｌの伝
送線路を通してみたインピーダンスＺ（０）に等
しければ、遠方からプローブヘツドのインピーダ
ンスを観測できるからである。 Ｚ（０）≡Zl …(11) (10)、(11)より、 Zl≡ZcZl＋jZctanβl／Zc＋jZltanβl ∴（Zl−Zc）（Zl＋Zc）tanβl≡０ ここで、Zlは任意であるから、恒等的に成立す
るためにはtanβl≡０であればよい。 ∴βl＝nπ（ｎは整数） β＝2π／λより、２π／／／λ・ｌ＝ｎπ／ ∴ｌ＝ｎ・（λ／２） 以上によれば、周波数が一定の場合、プローブ
ヘツド〜検出器間の伝送線路の長さｌが半波長の
整数倍であれば、直接測定したインピーダンス
も、伝送線路を通して測定したインピーダンスも
同一にみえることが理解される。 本発明はこのような原理を基になされたもので
以下図面を参照して説明する。 第１図は本発明の一実施例のMRI装置のイン
ピーダンス自動調整装置を示すブロツク図で、出
力インピーダンスがZcの発振器１とプローブヘ
ツド６との間に検出部７が接続され、この検出部
７とプローブヘツド６間にコントロール部８が接
続される。検出部７の構成は第１６図と同様に
λ／８ケーブルを用いることにより、プローブヘ
ツド６のインピーダンスZiを実部（Re）と虚部
（Im）とに分けて各々の電圧計によつて電圧とし
て検出するようになつている。 また、コントロール部８は、例えば後述の第２
図のような構成になつており、前記検出部７によ
つて検出された実部電圧（Re側電圧）と虚部電
圧（Im側電圧）に応じて各電圧を零に調整する
ための制御信号をプローブヘツド６のコンデンサ
C₁，C₂又はそのアクチユエータに供給するよう
になつている。 第２図に示すように、コントロール部８は、
Re側電圧とIm側電圧とを、サンプルホールド回
路８a₁，８a₂、Ａ／Ｄ変換回路８b₁，８b₂、ラツ
チ回路８c₁，８c₂によりデイジタル信号化し、こ
れらをマイクロプロセツサからなるデイジタル・
コントロール部８ｄに導き、ここで詳細は後述す
るイニシヤル・ルーチン及びマツチング・ルーチ
ンを実行し、その結果をＤ／Ａ変換回路８e₁，８
e₂、コンデンサ・ドライバ８f₁，８f₂にて制御信
号（C₁コントロール信号、C₂コントロール信号）
を得るようになつている。 ここで、デイジタル・コントロール部８ｄが実
行されるイニシヤル・ルーチンは、Im側電圧が
0VとなるようなコンデンサC₁，C₂の組合せの初
期値を見つけるためのものであり、マツチング・
ルーチンは、前記イニシヤル・ルーチンで見つけ
出したコンデンサの初期値と、Re側電圧及びIm
側電圧とを用いて、両電圧が零つまりZi＝Zcと
なるC₁，C₂を決定するものである。 以下、理解を容易とするために、イニシヤル・
ルーチンの説明に先だち、適正なる初期値が設定
された基でのコンデンサマツチングを行なうマツ
チング・ルーチンの説明を行なう。すなわち、
Re側電圧が正の場合、負の場合、またIm側電圧
が正の場合、負の場合の４つのケースにより、
C₁，C₂を適宜調整するものである。 第１図の検出部７によつて検出された実部電圧
（Re側電圧）が正の場合、前記本発明の原理から
Zi＜Zcと判定できるので、プローブヘツド６の
C₂を小さくするような（前記(1)式に基き）制御
信号を供給する。これによつてZiはZcより大と
なる方向に向かうので、実部電圧が０(V)になつた
とき、C₂に対する制御信号の供給を停止する。 検出部７によつて検出された実部電圧が負の場
合、前記と逆にZi＞Zcと判定できるので、C₂を
大きくするような制御信号を供給する。これによ
つてZiはZcより小となる方向に向かうので、実
部電圧を０(V)にすることができる。 検出部７によつて検出された虚部電圧（Im側
電圧）が正の場合、前記本発明の原理からインダ
クテイブと判定できるので、C₁を小さくするよ
うな制御信号を供給する。これによつて虚部は相
殺されてキヤパシテイブな方向へ向かうので、虚
部電圧が０(V)になつたときC₁に対する制御信号
の供給を停止する。 検出部７によつて検出された虚部電圧が負の場
合、前記と逆にキヤパシテイブを判定できるの
で、C₁を大きくするような制御信号を供給する。
これによつて虚部はインダクテイブな方向へ向か
うので、虚部電圧を０(V)にすることができる。 このように、マツチング・ルーチンでは、検出
部７によつて検出された実部電圧と虚部電圧とに
応じて、各々を零にするような制御信号すなわち
負帰還（NFB）信号をプローブヘツド６のC₂又
はC₁に供給するように動作するので、最終的にZi
＝Zcの条件を満足するように調整される。この
とき、非収束を極力抑えるため虚部電圧を0Vに
コントロールするNFBの応答性を、実部電圧を
0Vにコントロールする方より十分に速くしてお
くことが望ましい。 以上が、マツチング・ルーチンの処理内容であ
るが、初期値の選定の如何によつては、ZiがZc
に収束しないで振動もしくは収束しない可能性が
ある。例えば、被検体が大幅に変化することによ
り、Ziも大幅に変化するような場合には、経験的
に設定したC₁，C₂の初期値では収束しないこと
がある。 イニシヤル・ルーチンは、上述の非収束を防止
するC₁，C₂の初期値を設定するためのものであ
る。 先づ、イニシヤル・ルーチンでの前提条件は、
C₁，C₂の可変範囲内で必ずZl＝Zcとなつてイン
ピーダンス整合が可能であることが確認されてい
るものとし、次の２つのケースに大きく分類する
ことができる。 ＜ケース １＞ Im側電圧を常に保つように、C₁，C₂を変化さ
せるとき、プローブヘツドの可変容量コンデンサ
が（インピーダンス整合のとれるC₁，C₂の組合
せ近くで）、C₁を増加させたときC₂が減少する傾
向（ΔC₂／ΔC₁＜０）を示す場合。 このケース１のフローチヤートを第３図に示
す。第３図に示すように、スタートし、ステツプ
３S₁でC₁をmin.（最小値）、C₂をmin.（最小値）と
する。ステツプ３S₂にてC₂をmin.からmax.（最大
値）に向つて増加させる。この場合、C₁はmin.
に固定とする。このC₂の増加に伴つて、ステツ
プ３S₃にてIm側電圧が零（０(V)）となつている
かどうかを判定する。Im側電圧＝０(V)であれば、
イニシヤル・ルーチンを終了し、ここでC₁，C₂
の初期値は、前述の如くC₁＝min.、C₂はステツ
プ３S₂での値となり、設定完了となる。一方、
Im側電圧≠０(V)であれば、ステツプ３S₄にてC₂
をmax.に固定して、C₁をmin.からmax.に向つて
増加させる。そして、このC₁の増加に伴つて、
ステツプ３S₅にてIm側電圧が（０(V)）になつて
いるかどうかを判定する。Im側電圧＝０(V)であ
れば、イニシヤル・ルーチンを終了し、ここで、
C₁，C₂の初期値は、前述の如く、C₂＝max.、C₁
はステツプ３S₄での値となり、設定完了となる。
ステツプ３S₅にてIm側電圧≠０(V)のときはステ
ツプ３S₄に戻つて同様の手順を繰返すことにな
る。 以上によりC₁，C₂の初期値が設定完了した基
で、前述したマツチング・ルーチンをステツプ３
S₆で実行する。そして、ステツプ３S₇にてIm側
電圧＝０(V)且つRe側電圧＝０(V)の条件を判定し、
この場合、負帰還（NFB）の制御を、このステ
ツプ３S₆と３S₅とで実行する。上述のステツプ３
S₇の条件が成立したときのC₁，C₂はZi＝Zcを満
足するものとなるので、このC₁，C₂に調整する
べく、第２図のC₁，C₂コントロール信号が発生
し、第２３図の可変コンデンサC₁，C₂が調整さ
れ、インピーダンス整合が行なわれる。 ＜ケース ２＞ Im側電圧を常に０(V)に保つようにC₁，C₂を変
化させるとき、プローブヘツドの可変容量コンデ
ンサが（インピーダンス整合のとれるC₁，C₂の
組合せの近くで）C₁を少し増加したときC₂が増
加する傾向（ΔC₂／ΔC₁≧０）を示す場合。 Im側電圧を常に０(V)に保つようなC₁，C₂の組
合せを示す曲線が第４図のようになることがわか
つている。第４図において、点Ａは（C₁）の極
小値であつて、その座標は （１／ω²L） − １／ωR，２／ωR）である。 C₁座標 C₂／２座標 また、点Ｐはインピーダンス整合Zl＝Zcとな
る点である。 先ず、C₁の最小値（min.）の初期設定値を、
点Ａと点Ｐの間に実験的に決めておくものとし、
これをC⁰ ₁min.とする。このような前提の基で第
５図のフローチヤートを実行する。第５図に示す
ように、スタートし、ステツプ５S₁でC₁＝C⁰ ₁
min.とし、C₂を最大値（max.）とする。次に、
ステツプ５S₂にてC₂をmax.からmin.に向かつて
減少させる。この場合、C₁はC⁰ ₁min.に固定して
おく。このとき、ステツプ５S₃でIm側電圧が零
（０(V)）であるか否かを判定する。 ステツプ５S₃でIm側電圧＝０(V)であれば、イ
ニシヤル・ルーチンを終了し、ここで、C₁，C₂
の初期値は、前述の如くC₁＝C⁰ ₁min.、C₂はステ
ツプ５S₂での値となり、設定完了となる。ステツ
プ５S₃にてIm側電圧≠０(V)のときはステツプ５
S₄に進む。ステツプ５S₄では、前述とは逆に、
C₂をmin.に固定として、C₁を、C⁰ ₁min.からmax.
に向かつて増加させる。そして、ステツプ５S₅に
てIm側電圧が零（０(V)）であるか否かを判定す
る。Im側電圧＝０であれば、イニシヤル・ルー
チンを終了し、ここで、C₁，C₂の初期値は、C₂
＝min.、C₁はステツプ５S₃での値となり、設定
完了となる。Im側電圧≠０であればステツプ５
S₄に戻つて上述の手順を繰返すことになる。 以上により、C₁，C₂の初期値が設定完了とな
り、上述の＜ケース１＞と同様にステツプ５S₆，
５S₇にてマツチング・ルーチンを実行し、C₁，
C₂のコントロール信号を得る。このC₁，C₂コン
トロール信号により第２３図の可変コンデンサ
C₁，C₂は調整され、インピーダンス整合が行な
われる。 以上のイニシヤル・ルーチンにおける＜ケース
１＞、＜ケース２＞及びマツチング・ルーチンを
まとめると次のようになる。 先づ、イニシヤル・ルーチンが必要である理由
として、被検体が変化した場合におけるC₁，C₂
の初期値設定に関し、その変化が小さい場合は、
マツチング・ルーチンから実行し、その変化が大
きい場合は、マツチング・ルーチンの実行に先立
ちイニシヤル・ルーチンを実行するものである。
そして、イニシヤル・ルーチンによれば、im側
電圧が零となる（プローブヘツドのインピーダン
スZl＝Rl＋jXlのリアクタンス分Xlが零になる。）
C₁，C₂の組合せを見つけることができるように
なる。そして、引続きマツチング・ルーチンによ
れば、Im側電圧が常に零となるように保ちなが
ら、Re側電圧が零となる（Zl＝Rl＋jXlの抵抗分
Rlが特性インピーダンスZcに一致することに対
応する。）C₁，C₂の組合せを見つけることができ
るようになる。よつて、イニシヤル・ルーチンを
実行した後にマツチング・ルーチンを実行するこ
とにより、インピーダンス整合Zi＝Zcが行なわ
れるようになる。 次に上述したイニシヤル・ルーチン（ケース
１、ケース２）及びマツチング・ルーチンの動作
原理について説明する。すなわち、第２３図に示
すプローブヘツドの等価回路において、Zl＝Zc
（特性インピーダンスZcは通常50Ωである。）の
場合、C₁，C₂は次のようになる。

【化】 C₂＝２／ω√Zc（Ｒ−Zc） Zl＝１／１／jωL＋１／Ｒ＋jωC₁＋１／jω（C₂／２
）となり、 これを整理すると、 ＝ω²L²R／R²（１−ω²LC₁）²＋ω²L² ＋ｊ｛１−ω²LC₁）ωLR²／R²（１−ω²LC₁＋ω²L₂−
２／ωC₂｝ ここで、Im側電圧＝０(V)となる条件により、
C₁とC₂との関係を求めると、 （１−ω²LC₁）ωLR²／R²（１−ω²LC₁）²＋ω²L₂−
２／ωC₂≡０ ∴C₂／２＝−C₁＋１／ω²L−１／ω²R²（C₁
−１／ω²L）（C₁）…(14) C₂／２＝（C₁）をプロツトすると第６図のよう になる。 第５図において、点Ａは（C₁）の極小値で、
C₁座標、C₂／２座標は（１／ω²L−１／ωR，２／ωR）
で ある。 また、点Ｐは、求めようとするインピーダンス
整合点（Zl＝Zc）とする。この点Ｐは、必ず
C₂／２＝（C₁）上に存在する。 なぜならば、(12)を(14)に代入すると、

【化】 となり、(13)と一致することからわかる。 ここで、C₁，C₂を調整することにより、必ず
インピーダンス整合が可能な点Ｐが存在すると仮
定する。つまり、C₁，C₂の可変範囲内で必ずZl
＝Zcとなる場合が存在するものとする。この仮
定において、点Ａ，ＰのC₁座標の関係及びC₁，
C₂の関係に着目したプローブヘツドの特性から、
イニシヤル・ルーチンは分類される。これが＜ケ
ース１＞、＜ケース２＞である。 ＜ケース１＞の説明 このケース１は、第７図に示すように、点Ｐが
点Ａより左側にある場合、つまり、

【化】 の場合である。 このとき、点Ｐの近傍で負の傾き（ΔC₂／ΔC₁＜０） より判定できる。すなわち、これは、Im側電圧
＝０(V)に保ち続けながら、C₁を少し増すと、C₂
を減少させなければならないという特性を示して
いる。このとき、C₁，C₂の可変範囲と、点Ｐと
の関係は、次の第８図〜第１０図の場合が考えら
れる。ここで、斜線図は、可変コンデンサC₁，
C₂の可変範囲を示している。以上が第３図のフ
ローチヤートである。 ＜ケース２＞の説明 このケース２は、第１１図に示すように、点Ｐ
が点Ａより右側にある場合、つまり、

【化】 の場合である。 このとき、点Ｐの近傍で正の傾き（ΔC₂／〓C₁≧ ０）より判定できる。すなわち、これはIm側電
圧＝０(V)に保ち続けながら、C₁を少し増すと、
C₂を増さなければならないという特性を示して
いる。このケース２の特性を示す場合、イニシヤ
ル・ルーチンを簡単にするために、実験的にC₁
のmin.値の初期値としてC⁰ ₁min.を決めておくも
のとする。ここで、C⁰ ₁min.は、第１２図に示す
ようにC₁座標が点ＡとＰとの間の任意の値とす
る。すなわち、

【化】 このとき、C₁，C₂の可変範囲と点Ｐとの関係
は、次の第１３図〜第１５図に示す場合が考えら
れる。以上が第５図に示すフローチヤートであ
る。 なお、可変コンデンサC₁，C₂の調整には、第
２図の制御信号によりコンデンサの容量を変える
アクチユエータを介して動作させるように構成し
たり、第１６図に示すように可変容量ダイオード
C₁，C₂を直接調整する構成としてもよい。 本発明は上記実施例に限定されるものではな
く、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形し
て実施できるものである。 ［発明の効果］ 以上のように本発明では、プローブヘツドに信
号を供給する出力インピーダンスZcの発振器と
前記プローブヘツドとの間に設けられ前記プロー
ブヘツドのインピーダンスZiを実部と虚部とに分
けて電圧として検出する検出部と、虚部の電圧が
零を示すコンデンサC₁，C₂の組合せの初期値を
見つけ出すためのイニシヤル・ルーチンとこのイ
ニシヤル・ルーチンにより設定されたコンデンサ
C₁，C₂の組合せの初期値及び前記検出部により
検出した実部及び虚部の電圧により各電圧を零に
調整するためのコンデンサ制御信号を得るマツチ
ング・ルーチンとが実行されるコントロール部と
を具備したことにより、プローブヘツドのインピ
ーダンスが実部と虚部とに分けて電圧として検出
され、この各電圧が零となるような制御が行なわ
れて、プローブヘツドのインピーダンスZiが特性
インピーダンスZcに等しくなるように調整され
る。従つて、調整が手作業によることなく自動的
に行なわれるので、効率のよい調整が行なわれる
という効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のMRI装置のインピーダンス
自動調整装置の一実施例の構成を示すブロツク
図、第２図は同実施例におけるコントロール部の
詳細なブロツク図、第３図及び第５図は同コント
ロール部で実行されるイニシヤル・ルーチン及び
マツチング・ルーチンを示すフローチヤート、第
４図は第５図のフローチヤートのアルゴリズムを
適用する必要のあるプローブヘツドの特性を示す
図、第６図はC₂／２＝（C₁）の関係を示す図、
第７図は第３図のフローチヤートのアルゴリズム
を適用する必要のあるプローブヘツドの特性を示
す図、第８図〜第１０図は第３図のフローチヤー
トにおける３つの例を説明する図、第１１図及び
第１２図は第５図のフローチヤートの場合の例を
示す図、第１３図〜第１５図は第５図のフローチ
ヤートにおける３つの例を説明する図、第１６図
はプローブヘツドの詳細な例を示す回路図、第１
７図はλ／８ケーブル検出器を説明する回路図、
第１８図〜第２１図はλ／８ケーブル検出器の原
理を説明する図、第２２図は検出器とプローブヘ
ツド間にλ／２長の整数倍のケーブル又は等価回
路が挿入されてもプローブヘツドのインピーダン
スを直接測定できることを示す回路図、第２３図
はプローブヘツドの等価回路、第２４図は被検体
負荷時のプローブヘツドの等価回路、第２５図は
第２４図の変換等価回路図、第２６図は第２５図
の変換等価回路図である。 １…発振器、３…実部電圧計、４…虚部電圧
計、６…プローブヘツド、７…検出部、８…コン
トロール部。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 磁気共鳴信号を受信するコイル、該コイルに
   並列に接続される第１のコンデンサ、及び該コイ
   ルに直列に接続される第２のコンデンサを有する
   プローブヘツドと、 前記プローブヘツドに接続される発振器と、 前記プローブヘツドと発振器との間に設けら
   れ、前記プローブヘツドの入力インピーダンスを
   実部と虚部とに分けて電圧として検出する検出部
   と、 前記検出部の出力に応じて虚部の電圧が零とな
   るように前記第１、第２のコンデンサの値を調整
   するイニシヤル・ルーチンと、該イニシヤルルー
   チンで調整された第１、第２のコンデンサの値及
   び前記検出部の出力に応じて実部と虚部の電圧が
   それぞれ零となるように前記第１、第２のコンデ
   ンサの値をさらに調整するマツチング・ルーチン
   とを実行するコントローラ部とを具備し、 プローブヘツドの入力インピーダンスを発振器
   の出力インピーダンスに等しく調整することを特
   徴とするMRI装置のインピーダンス自動調整装
   置。