JPH0579899A - 音響インテンシテイ計測装置 - Google Patents
音響インテンシテイ計測装置Info
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- JPH0579899A JPH0579899A JP27207791A JP27207791A JPH0579899A JP H0579899 A JPH0579899 A JP H0579899A JP 27207791 A JP27207791 A JP 27207791A JP 27207791 A JP27207791 A JP 27207791A JP H0579899 A JPH0579899 A JP H0579899A
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Landscapes
- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【構成】 計測装置は、所定間隔を隔てて配置された第
１，第２のマイクロホン１，２と、その出力を高速フー
リエ変換する第１，第２のＦＦＴ回路３，４と、ＦＦＴ
回路３，４の出力に対してクロスパワースペクトル演算
を行うクロスパワースペクトル演算回路７と、演算回路
７の出力である音響インテンシティの虚数部を抽出する
虚数部抽出回路８と、演算回路７の出力である音響イン
テンシティの実数部を抽出する実数部抽出回路９と、虚
数部抽出回路８および実数部抽出回路９の出力から音響
インテンシティの位相を算出する位相演算回路１１と、
演算回路１１の出力する音響インテンシティの位相から
φ／ｓｉｎφ（φは第１，第２のマイクロホンの位相
差）を算出する補正値演算回路１２と、虚数部抽出回路
８と補正値演算回路１２の出力を乗算する乗算器１３を
設けた。 【効果】 実測値を補正し、真の音響インテンシティに
近い値を求めることが可能となる。
１，第２のマイクロホン１，２と、その出力を高速フー
リエ変換する第１，第２のＦＦＴ回路３，４と、ＦＦＴ
回路３，４の出力に対してクロスパワースペクトル演算
を行うクロスパワースペクトル演算回路７と、演算回路
７の出力である音響インテンシティの虚数部を抽出する
虚数部抽出回路８と、演算回路７の出力である音響イン
テンシティの実数部を抽出する実数部抽出回路９と、虚
数部抽出回路８および実数部抽出回路９の出力から音響
インテンシティの位相を算出する位相演算回路１１と、
演算回路１１の出力する音響インテンシティの位相から
φ／ｓｉｎφ（φは第１，第２のマイクロホンの位相
差）を算出する補正値演算回路１２と、虚数部抽出回路
８と補正値演算回路１２の出力を乗算する乗算器１３を
設けた。 【効果】 実測値を補正し、真の音響インテンシティに
近い値を求めることが可能となる。
Description
【産業上の利用分野】本発明は、騒音制御、音場の可視
化、音源探査、放射パワーの計測等の音響計測の分野で
使用される音響インテンシティ計測装置に関する。
化、音源探査、放射パワーの計測等の音響計測の分野で
使用される音響インテンシティ計測装置に関する。
【従来の技術】音響インテンシティを計測することによ
って、スカラ量である音圧を計測する従来の手法では不
可能であった音場をエネルギの流れで可視化することが
可能となる。これにより、騒音制御の分野では、音源探
査が容易となり、騒音対策も立て易くなる。また、実使
用状態での放射パワーの計測においても、周囲の反射や
外部騒音にあまり影響されずに放射パワーの計測が可能
となる。以下、この音響インテンシティ計測の原理につ
いて説明する。一般的に音圧は、電気系の電圧（機械系
の力）に対応させることができる。このときの電流（機
械系の速度）に対応する音響系の量は、粒子速度と呼ば
れている。この粒子速度は、波動に伴って空気の粒子が
前後運動（または回転運動）する速度である。図２のよ
うに、音の進行方向に垂直な仮想平面Ｓ（面積Ｓｍ2）
を空気中に仮定すると、平面Ｓに加わる力ｆ（ｔ）は、
音圧をｐ（ｔ）（Ｎ・ｍ 2）とすると、
って、スカラ量である音圧を計測する従来の手法では不
可能であった音場をエネルギの流れで可視化することが
可能となる。これにより、騒音制御の分野では、音源探
査が容易となり、騒音対策も立て易くなる。また、実使
用状態での放射パワーの計測においても、周囲の反射や
外部騒音にあまり影響されずに放射パワーの計測が可能
となる。以下、この音響インテンシティ計測の原理につ
いて説明する。一般的に音圧は、電気系の電圧（機械系
の力）に対応させることができる。このときの電流（機
械系の速度）に対応する音響系の量は、粒子速度と呼ば
れている。この粒子速度は、波動に伴って空気の粒子が
前後運動（または回転運動）する速度である。図２のよ
うに、音の進行方向に垂直な仮想平面Ｓ（面積Ｓｍ2）
を空気中に仮定すると、平面Ｓに加わる力ｆ（ｔ）は、
音圧をｐ（ｔ）（Ｎ・ｍ 2）とすると、
【数１】 である。粒子速度をｖ（ｔ）とすると面Ｓに加えられる
パワーｗ（ｔ）は、
パワーｗ（ｔ）は、
【数２】 で与えられる。数式２を面積Ｓで割った単位面積当たり
のパワーが、音響インテンシティｉ（ｔ）であり、数式
１および数式２から算出して、
のパワーが、音響インテンシティｉ（ｔ）であり、数式
１および数式２から算出して、
【数３】 と表される。数式１〜数式３は、時間によって変化する
瞬間毎の量であるが、一般的には定常的な音を扱うこと
が多く、時間平均のアクティブインテンシティＩaは、
瞬間毎の量であるが、一般的には定常的な音を扱うこと
が多く、時間平均のアクティブインテンシティＩaは、
【数４】 で与えられる。以上のように、音響インテンシティは、
音場の一点において音の進行方向に垂直な単位面積を単
位時間に通過する音のエネルギと定義される。単一の正
弦波から成る音波の場合には、音圧ｐ（ｔ）＝Ｐｃｏｓ
２πｆｔと表し、また粒子速度ｖ（ｔ）＝Ｖｃｏｓ（２
πｆｔ−φ）と表すと、数式３は、
音場の一点において音の進行方向に垂直な単位面積を単
位時間に通過する音のエネルギと定義される。単一の正
弦波から成る音波の場合には、音圧ｐ（ｔ）＝Ｐｃｏｓ
２πｆｔと表し、また粒子速度ｖ（ｔ）＝Ｖｃｏｓ（２
πｆｔ−φ）と表すと、数式３は、
【数５】 となる。ここで、ｆは周波数であり、Ｐは音圧の振幅、
Ｖは粒子速度の振幅、φは音圧と粒子速度の位相差であ
る。数式５の時間平均をとると、第２項が消えて、
Ｖは粒子速度の振幅、φは音圧と粒子速度の位相差であ
る。数式５の時間平均をとると、第２項が消えて、
【数６】 が得られ、アクティブインテンシティと呼ばれる。数式
６は、電気系（または機械系）の有効パワーを求める式
と全く同じ形である。無効パワーに相当する
６は、電気系（または機械系）の有効パワーを求める式
と全く同じ形である。無効パワーに相当する
【数７】 は、リアクティブインテンシティ（または無効インテン
シティ）と呼ばれる。アクティブインテンシティはエネ
ルギの流れを伴うインテンシティであるが、リアクティ
ブインテンシティは音圧の変化のみでエネルギーの伝搬
はない。このアクティブインテンシティおよびリアクテ
ィブインテンシティを含めて複素インテンシティと呼
ぶ。数式６および数式７が示すように、複素インテンシ
ティは、音圧ｐ（ｔ）と粒子速度ｖ（ｔ）のそれぞれの
大きさと位相関係から求められる。音圧ｐ（ｔ）は、コ
ンデンサーマイクロホンを用いて容易にかつ精度良く測
定できる。しかしながら、粒子速度ｖ（ｔ）を直接に精
度良く測定する変換器が存在しないために、間接的な方
法が用いられる。その代表的な方法が２マイクロホン法
と呼ばれる方法である。次に、２マイクロホン法による
音響インテンシティ計測手法の原理について説明する。
２マイクロホン法では、図３に示すように、インテンシ
ティプローブと呼ばれる円筒状の筐体１４の中に、２つ
のマイクロホン１および２が間隔ｄだけ離して配置され
る。間隔ｄは、正確に表現するならば、音圧入力用に筐
体１４に設けられた２つのスリット１ａおよび２ａの間
隔である。このときの２つのマイクロホン１および２の
中心点Ａにおける音圧ｐ（ｔ）は、
シティ）と呼ばれる。アクティブインテンシティはエネ
ルギの流れを伴うインテンシティであるが、リアクティ
ブインテンシティは音圧の変化のみでエネルギーの伝搬
はない。このアクティブインテンシティおよびリアクテ
ィブインテンシティを含めて複素インテンシティと呼
ぶ。数式６および数式７が示すように、複素インテンシ
ティは、音圧ｐ（ｔ）と粒子速度ｖ（ｔ）のそれぞれの
大きさと位相関係から求められる。音圧ｐ（ｔ）は、コ
ンデンサーマイクロホンを用いて容易にかつ精度良く測
定できる。しかしながら、粒子速度ｖ（ｔ）を直接に精
度良く測定する変換器が存在しないために、間接的な方
法が用いられる。その代表的な方法が２マイクロホン法
と呼ばれる方法である。次に、２マイクロホン法による
音響インテンシティ計測手法の原理について説明する。
２マイクロホン法では、図３に示すように、インテンシ
ティプローブと呼ばれる円筒状の筐体１４の中に、２つ
のマイクロホン１および２が間隔ｄだけ離して配置され
る。間隔ｄは、正確に表現するならば、音圧入力用に筐
体１４に設けられた２つのスリット１ａおよび２ａの間
隔である。このときの２つのマイクロホン１および２の
中心点Ａにおける音圧ｐ（ｔ）は、
【数８】 である。ここで音圧ｐ1（ｔ）およびｐ2（ｔ）は、２つ
のマイクロホン１および２のそれぞれの出力である。こ
れを周波数軸上で表現すると、
のマイクロホン１および２のそれぞれの出力である。こ
れを周波数軸上で表現すると、
【数９】 となる。２つのマイクロホン１および２の中心点Ａにお
ける粒子速度ｖ（ｔ）は、
ける粒子速度ｖ（ｔ）は、
【数１０】 または、周波数軸上で表現すると、
【数１１】 で近似される。ここで、ｊは虚数単位、ρは空気密度、
ｃは音速、ｋは波長定数２π／λ、λは波長である。こ
の数式８（または数式９）で表される音圧ｐ（ｔ）と、
数式１０（または数式１１）で表される粒子速度ｖ
（ｔ）を使って音響インテンシティを求める方法が２マ
イクロホン法である。
ｃは音速、ｋは波長定数２π／λ、λは波長である。こ
の数式８（または数式９）で表される音圧ｐ（ｔ）と、
数式１０（または数式１１）で表される粒子速度ｖ
（ｔ）を使って音響インテンシティを求める方法が２マ
イクロホン法である。
【発明が解決しようとする課題】上述した数式１０（ま
たは数式１１）は近似式であり、数式１０（または数式
１１）によって求められた音響インテンシティには１次
近似による誤差が含まれる。測定系の感度および位相の
誤差が無いと仮定したときに、数式８または数式９によ
って音圧を求め、数式１０または数式１１によって粒子
速度を近似すると、１次元平面進行波音場におけるアク
ティブインテンシティの測定値と真の値との比率（計測
誤差）、および反射を含む１次元平面進行波音場でのリ
アクティブインテンシティの測定値と真の値との比率
（計測誤差）は次式で与えられる。
たは数式１１）は近似式であり、数式１０（または数式
１１）によって求められた音響インテンシティには１次
近似による誤差が含まれる。測定系の感度および位相の
誤差が無いと仮定したときに、数式８または数式９によ
って音圧を求め、数式１０または数式１１によって粒子
速度を近似すると、１次元平面進行波音場におけるアク
ティブインテンシティの測定値と真の値との比率（計測
誤差）、および反射を含む１次元平面進行波音場でのリ
アクティブインテンシティの測定値と真の値との比率
（計測誤差）は次式で与えられる。
【数１２】 なお、θはマイクロホン１および２の中心軸と音波の進
行方向との成す角度である。この数式１２を導出するた
めの説明は省略するが、代りに計算により求めた周波数
特性図を図４に示す。図４において、５００Ｈｚ付近か
ら減衰する特性は、マイクロホン１および２の間隔ｄが
５０ｍｍの場合である。また、２ｋＨｚ付近から減衰す
る特性は間隔ｄが１２ｍｍの場合であり、４ｋＨｚ付近
から減衰する特性は間隔ｄが６ｍｍの場合である。線形
近似による誤差が１ｄＢとなるのは、順に１．２ｋＨ
ｚ、５ｋＨｚ、１０ｋＨｚである。この数式１２および
図４から理解されるように、従来の音響インテンシティ
の計測装置では、近似による誤差は周波数が高くなるに
つれて増大し、これが音響インテンシティの計測誤差に
なるという問題点がある。本発明は、上記の問題点に鑑
みてなされたもので、音響インテンシティの計測誤差を
補正して真の音響インテンシティに近い値を求めること
を目的とする。
行方向との成す角度である。この数式１２を導出するた
めの説明は省略するが、代りに計算により求めた周波数
特性図を図４に示す。図４において、５００Ｈｚ付近か
ら減衰する特性は、マイクロホン１および２の間隔ｄが
５０ｍｍの場合である。また、２ｋＨｚ付近から減衰す
る特性は間隔ｄが１２ｍｍの場合であり、４ｋＨｚ付近
から減衰する特性は間隔ｄが６ｍｍの場合である。線形
近似による誤差が１ｄＢとなるのは、順に１．２ｋＨ
ｚ、５ｋＨｚ、１０ｋＨｚである。この数式１２および
図４から理解されるように、従来の音響インテンシティ
の計測装置では、近似による誤差は周波数が高くなるに
つれて増大し、これが音響インテンシティの計測誤差に
なるという問題点がある。本発明は、上記の問題点に鑑
みてなされたもので、音響インテンシティの計測誤差を
補正して真の音響インテンシティに近い値を求めること
を目的とする。
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明の音響インテンシティ計測装置は、所定間隔
を隔てて配置された第１および第２のマイクロホンと、
第１および第２のマイクロホンの出力を高速フーリエ変
換する第１および第２のＦＦＴ回路と、第１および第２
のＦＦＴ回路の出力に対してクロスパワースペクトル演
算を行うクロスパワースペクトル演算回路と、クロスパ
ワースペクトル演算回路の出力である音響インテンシテ
ィの虚数部を抽出する虚数部抽出回路と、クロスパワー
スペクトル演算回路の出力である音響インテンシティの
実数部を抽出する実数部抽出回路と、虚数部抽出回路お
よび実数部抽出回路の出力から音響インテンシティの位
相を算出する位相演算回路と、位相演算回路の出力する
音響インテンシティの位相からφ／ｓｉｎφ（φは第１
および第２のマイクロホンの位相差）を算出する補正値
演算回路と、虚数部抽出回路および補正値演算回路の出
力を乗算する乗算器を設けるように構成されている。
に、本発明の音響インテンシティ計測装置は、所定間隔
を隔てて配置された第１および第２のマイクロホンと、
第１および第２のマイクロホンの出力を高速フーリエ変
換する第１および第２のＦＦＴ回路と、第１および第２
のＦＦＴ回路の出力に対してクロスパワースペクトル演
算を行うクロスパワースペクトル演算回路と、クロスパ
ワースペクトル演算回路の出力である音響インテンシテ
ィの虚数部を抽出する虚数部抽出回路と、クロスパワー
スペクトル演算回路の出力である音響インテンシティの
実数部を抽出する実数部抽出回路と、虚数部抽出回路お
よび実数部抽出回路の出力から音響インテンシティの位
相を算出する位相演算回路と、位相演算回路の出力する
音響インテンシティの位相からφ／ｓｉｎφ（φは第１
および第２のマイクロホンの位相差）を算出する補正値
演算回路と、虚数部抽出回路および補正値演算回路の出
力を乗算する乗算器を設けるように構成されている。
【作用】上記構成の音響インテンシティ計測装置におい
ては、補正値演算回路で算出された演算値を実測値に乗
算することで実測値を補正して、真の音響インテンシテ
ィに近い値を求めることができるようにしている。
ては、補正値演算回路で算出された演算値を実測値に乗
算することで実測値を補正して、真の音響インテンシテ
ィに近い値を求めることができるようにしている。
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。図１は、本発明による音響インテンシティ計測装
置の一実施例を示すブロック結線図である。図１におい
て、マイクロホン１およびマイクロホン２で得られた音
圧信号ｐ1（ｔ）およびｐ2（ｔ）が、それぞれＦＦＴ回
路３および４に供給される。ＦＦＴ回路３および４で
は、通常の高速フーリエ変換が行われ、平均化回路５お
よび平均化回路６で時間平均をとることによって周波数
軸上で表した音圧信号Ｐ1（ｆ）およびＰ2（ｆ）が得ら
れる。これらの音圧信号Ｐ1（ｆ）およびＰ2（ｆ）はク
ロスパワースペクトル演算回路７に供給され、ここでク
ロスパワースペクトルの演算が行われる。クロスパワー
スペクトル演算回路７で行われるクロスパワースペクト
ルの演算結果の虚数部を用いてアクティブインテンシテ
ィを求める方法は、クロススペクトル法と呼ばれる。以
下に、このクロススペクトル法について説明する。クロ
ススペクトル法は、数式９、数式１１、およびＷｉｅｎ
ｅｒ−Ｋｈｉｎｔｃｈｉｎｅの関係を用いて次にように
して音響インテンシティを求める方法である。数式４で
与えられる時間平均の音響インテンシティは、時間Ｔを
無限大にとり、エルゴード性を仮定すると、
する。図１は、本発明による音響インテンシティ計測装
置の一実施例を示すブロック結線図である。図１におい
て、マイクロホン１およびマイクロホン２で得られた音
圧信号ｐ1（ｔ）およびｐ2（ｔ）が、それぞれＦＦＴ回
路３および４に供給される。ＦＦＴ回路３および４で
は、通常の高速フーリエ変換が行われ、平均化回路５お
よび平均化回路６で時間平均をとることによって周波数
軸上で表した音圧信号Ｐ1（ｆ）およびＰ2（ｆ）が得ら
れる。これらの音圧信号Ｐ1（ｆ）およびＰ2（ｆ）はク
ロスパワースペクトル演算回路７に供給され、ここでク
ロスパワースペクトルの演算が行われる。クロスパワー
スペクトル演算回路７で行われるクロスパワースペクト
ルの演算結果の虚数部を用いてアクティブインテンシテ
ィを求める方法は、クロススペクトル法と呼ばれる。以
下に、このクロススペクトル法について説明する。クロ
ススペクトル法は、数式９、数式１１、およびＷｉｅｎ
ｅｒ−Ｋｈｉｎｔｃｈｉｎｅの関係を用いて次にように
して音響インテンシティを求める方法である。数式４で
与えられる時間平均の音響インテンシティは、時間Ｔを
無限大にとり、エルゴード性を仮定すると、
【数１３】 と置き換えられる。ここでＥは期待値を表す。これは、
相互相関関数
相互相関関数
【数１４】 において、τ＝０としたものと等しい。相互相関関数Ｒ
（τ）は、音圧ｐ（ｔ）と粒子速度ｖ（ｔ）とのクロス
スペクトルＳvp（ｆ）と、次のようなＷｉｅｎｅｒ−Ｋ
ｈｉｎｔｃｈｉｎｅの関係にある。
（τ）は、音圧ｐ（ｔ）と粒子速度ｖ（ｔ）とのクロス
スペクトルＳvp（ｆ）と、次のようなＷｉｅｎｅｒ−Ｋ
ｈｉｎｔｃｈｉｎｅの関係にある。
【数１５】
【数１６】 ここで、
【数１７】 である。数式１３、数式９、数式１１、および数式１４
を用いると、アクティブインテンシティＩaは、次式で
求められる。
を用いると、アクティブインテンシティＩaは、次式で
求められる。
【数１８】 ここで、
【数１９】 である。なお、数式１９では、周波数の関数であること
を示す（ｆ）を一部省略した。数式１９の第２項は奇関
数であるから、＋ｆと−ｆの成分を合わせると打ち消し
合う。また、音圧信号ｐ1（ｔ）およびｐ2（ｔ）が実関
数であるから、そのクロススペクトルの虚数部Ｉm［Ｓp
1p2（ｆ）］は奇関数であり、Ｉm［Ｓp1p2（ｆ）］／ｆ
は偶関数となる。結局、アクティブインテンシティＩa
は実数成分だけが残り、
を示す（ｆ）を一部省略した。数式１９の第２項は奇関
数であるから、＋ｆと−ｆの成分を合わせると打ち消し
合う。また、音圧信号ｐ1（ｔ）およびｐ2（ｔ）が実関
数であるから、そのクロススペクトルの虚数部Ｉm［Ｓp
1p2（ｆ）］は奇関数であり、Ｉm［Ｓp1p2（ｆ）］／ｆ
は偶関数となる。結局、アクティブインテンシティＩa
は実数成分だけが残り、
【数２０】 で与えられる。ここでＧp1p2は、ｐ1（ｔ）およびｐ2
（ｔ）との片側クロススペクトルであり、スペクトルを
みるために積分記号を省いてある。正弦波の場合のアク
ティブインテンシティＩaは、
（ｔ）との片側クロススペクトルであり、スペクトルを
みるために積分記号を省いてある。正弦波の場合のアク
ティブインテンシティＩaは、
【数２１】 で与えられる。数式１９の虚数部分を片側スペクトルに
変換して得られる量
変換して得られる量
【数２２】 は、数式７に対応してリアクティブインテンシティと呼
ばれる。数式２２が示すように、リアクティブインテン
シティは音圧の自乗の勾配に比例する量である。数式２
０および数式２２が示すように、アクティブインテンシ
ティおよびリアクティブインテンシティは、２つのマイ
クロホン信号のオートスペクトルおよびクロススペクト
ルから求められる。また、それぞれ数式９および数式１
１で与えられる音圧と粒子速度のパワースペクトル
ばれる。数式２２が示すように、リアクティブインテン
シティは音圧の自乗の勾配に比例する量である。数式２
０および数式２２が示すように、アクティブインテンシ
ティおよびリアクティブインテンシティは、２つのマイ
クロホン信号のオートスペクトルおよびクロススペクト
ルから求められる。また、それぞれ数式９および数式１
１で与えられる音圧と粒子速度のパワースペクトル
【数２３】
【数２４】 も同様にして、２つのマイクロホン信号のオートスペク
トルおよびクロススペクトルから求められる。数式２０
から理解されるように、ｐ1（ｔ）およびｐ2（ｔ）との
片側クロススペクトルであるＧp1p2の虚数部から、アク
ティブインテンシティＩaを算出することができる。そ
こで、虚数部抽出回路８はクロスパワースペクトル演算
回路７からＧp1p2の虚数部を抽出して係数回路１０に供
給している。係数回路１０は、１／２πρｆｄに相当す
る係数処理を行い、乗算器１３を経由してマイクロホン
１４より外部に出力する。また、クロスパワースペクト
ル演算回路７により実数部と虚数部が与えられるので、
音圧信号Ｐ1（ｔ）とＰ2（ｔ）の間の位相を位相演算回
路１１により算出することが可能となる。位相演算回路
１１の出力である音圧信号Ｐ1（ｔ）とＰ2（ｔ）の間の
位相は、補正値演算回路１２に供給される。補正値演算
回路１２は、次に説明する原理に従って音響インテンシ
ティの補正係数値を算出して乗算器１３に供給する。２
つのマイクロホン１および２の真の位相差φが、両者の
間隔ｄに比例するものとすると、
トルおよびクロススペクトルから求められる。数式２０
から理解されるように、ｐ1（ｔ）およびｐ2（ｔ）との
片側クロススペクトルであるＧp1p2の虚数部から、アク
ティブインテンシティＩaを算出することができる。そ
こで、虚数部抽出回路８はクロスパワースペクトル演算
回路７からＧp1p2の虚数部を抽出して係数回路１０に供
給している。係数回路１０は、１／２πρｆｄに相当す
る係数処理を行い、乗算器１３を経由してマイクロホン
１４より外部に出力する。また、クロスパワースペクト
ル演算回路７により実数部と虚数部が与えられるので、
音圧信号Ｐ1（ｔ）とＰ2（ｔ）の間の位相を位相演算回
路１１により算出することが可能となる。位相演算回路
１１の出力である音圧信号Ｐ1（ｔ）とＰ2（ｔ）の間の
位相は、補正値演算回路１２に供給される。補正値演算
回路１２は、次に説明する原理に従って音響インテンシ
ティの補正係数値を算出して乗算器１３に供給する。２
つのマイクロホン１および２の真の位相差φが、両者の
間隔ｄに比例するものとすると、
【数２５】 と表すことができる。ここでｋ’は比例定数であり、波
長定数ｋと区別するためにｋ’を用いている。この数式
２５を数式２１に代入すると、
長定数ｋと区別するためにｋ’を用いている。この数式
２５を数式２１に代入すると、
【数２６】 となり、間隔ｄを十分に小さくすると、
【数２７】 となる。ただし、音圧振幅の変化は十分に小さいものと
仮定している。即ち、２つのマイクロホン１および２の
間隔ｄを十分に小さくして求めた真のインテンシティＩ
a0（数式２７）と、実際に測定されたインテンシティＩ
aの比は、
仮定している。即ち、２つのマイクロホン１および２の
間隔ｄを十分に小さくして求めた真のインテンシティＩ
a0（数式２７）と、実際に測定されたインテンシティＩ
aの比は、
【数２８】 で与えられる。ただし、計測装置には位相の測定誤差は
ないものと仮定する。従って、数式２８から理解される
ように、測定されたインテンシティＩaにφ／ｓｉｎφ
を掛ければ真のインテンシティを求めることができる。
そこで、補正値演算回路１２は、音響インテンシティの
位相から補正係数値を算出して乗算器１３に供給し、計
測によって求められたインテンシティＩaと乗算するこ
とによって真のインテンシティを求めるようにしてい
る。なお、補正値演算回路１２の補正係数値が意味を持
ってくる範囲は、ｓｉｎφとφ（ラジアン）の大きさに
差があるときである。例えば、φ＝０．８ラジアン（約
４５°に相当）ではｓｉｎφ／φ≒０．９であり、１０
％近くの線形近似による誤差が生ずるが、この補正値演
算回路１２によって有効に補正することができる。ま
た、位相差φは２つのマイクロホン１および２の真の位
相差であるが、実際には測定系の位相誤差Δφが含ま
れ、位相差（φ＋Δφ）として算出される問題がある。
しかしながら、位相誤差Δφは位相差φに対して十分に
小さくなるように設計されており、しかも上述したよう
に、補正値演算回路１２による補正の効果が現れるのは
φがかなり大きいときなので、測定系の位相誤差Δφの
影響はほとんど問題とはならない。以上、本発明を実施
例により説明したが、本発明の技術的思想によれば、種
々の変形が可能である。例えば、上述した実施例におい
ては、係数回路１０と乗算器１３を別のブロックとして
説明したが、両者を一つのブロックにまとめることもで
きる。
ないものと仮定する。従って、数式２８から理解される
ように、測定されたインテンシティＩaにφ／ｓｉｎφ
を掛ければ真のインテンシティを求めることができる。
そこで、補正値演算回路１２は、音響インテンシティの
位相から補正係数値を算出して乗算器１３に供給し、計
測によって求められたインテンシティＩaと乗算するこ
とによって真のインテンシティを求めるようにしてい
る。なお、補正値演算回路１２の補正係数値が意味を持
ってくる範囲は、ｓｉｎφとφ（ラジアン）の大きさに
差があるときである。例えば、φ＝０．８ラジアン（約
４５°に相当）ではｓｉｎφ／φ≒０．９であり、１０
％近くの線形近似による誤差が生ずるが、この補正値演
算回路１２によって有効に補正することができる。ま
た、位相差φは２つのマイクロホン１および２の真の位
相差であるが、実際には測定系の位相誤差Δφが含ま
れ、位相差（φ＋Δφ）として算出される問題がある。
しかしながら、位相誤差Δφは位相差φに対して十分に
小さくなるように設計されており、しかも上述したよう
に、補正値演算回路１２による補正の効果が現れるのは
φがかなり大きいときなので、測定系の位相誤差Δφの
影響はほとんど問題とはならない。以上、本発明を実施
例により説明したが、本発明の技術的思想によれば、種
々の変形が可能である。例えば、上述した実施例におい
ては、係数回路１０と乗算器１３を別のブロックとして
説明したが、両者を一つのブロックにまとめることもで
きる。
【発明の効果】以上のように、本発明の音響インテンシ
ティ計測装置によれば、補正値演算回路で算出された演
算値を実測値に乗算することで実測値を補正して、真の
音響インテンシティに近い値を求めることが可能とな
る。
ティ計測装置によれば、補正値演算回路で算出された演
算値を実測値に乗算することで実測値を補正して、真の
音響インテンシティに近い値を求めることが可能とな
る。
【図１】本発明による音響インテンシティ計測装置の一
実施例を示すブロック結線図である。
実施例を示すブロック結線図である。
【図２】音響インテンシティを説明する概念図である。
【図３】本発明による音響インテンシティ計測装置に使
用されるインテンシティプローブを示す正面図である。
用されるインテンシティプローブを示す正面図である。
【図４】従来の音響インテンシティ計測方法の線形近似
誤差の周波数特性図である。
誤差の周波数特性図である。
１ マイクロホン ２ マイクロホン ３ ＦＦＴ回路 ４ ＦＦＴ回路 ５ 平均化回路 ６ 平均化回路 ７ クロスパワースペクトル演算回路 ８ 虚数部抽出回路 ９ 実数部抽出回路 １０ 係数回路 １１ 位相演算回路 １２ 補正値演算回路 １３ 乗算器 １４ 筐体
Claims (1)
- 【請求項１】 所定間隔を隔てて配置された第１および
第２のマイクロホンと、前記第１および第２のマイクロ
ホンの出力を高速フーリエ変換する第１および第２のＦ
ＦＴ回路と、前記第１および第２のＦＦＴ回路の出力に
対してクロスパワースペクトル演算を行うクロスパワー
スペクトル演算回路と、前記クロスパワースペクトル演
算回路の出力である音響インテンシティの虚数部を抽出
する虚数部抽出回路と、前記クロスパワースペクトル演
算回路の出力である音響インテンシティの実数部を抽出
する実数部抽出回路と、前記虚数部抽出回路および前記
実数部抽出回路の出力から音響インテンシティの位相を
算出する位相演算回路と、前記位相演算回路の出力する
音響インテンシティの位相からφ／ｓｉｎφ（φは前記
第１および第２のマイクロホンの位相差）を算出する補
正値演算回路と、前記虚数部抽出回路および前記補正値
演算回路の出力を乗算する乗算器を具備することを特徴
とする音響インテンシティ計測装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27207791A JPH0579899A (ja) | 1991-09-24 | 1991-09-24 | 音響インテンシテイ計測装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27207791A JPH0579899A (ja) | 1991-09-24 | 1991-09-24 | 音響インテンシテイ計測装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0579899A true JPH0579899A (ja) | 1993-03-30 |
Family
ID=17508774
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27207791A Pending JPH0579899A (ja) | 1991-09-24 | 1991-09-24 | 音響インテンシテイ計測装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0579899A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07198470A (ja) * | 1993-12-28 | 1995-08-01 | Ono Sokki Co Ltd | 音響インテンシティ計測装置 |
| EP0802699A3 (en) * | 1997-07-16 | 1998-02-25 | Phonak Ag | Method for electronically enlarging the distance between two acoustical/electrical transducers and hearing aid apparatus |
| US6522756B1 (en) | 1999-03-05 | 2003-02-18 | Phonak Ag | Method for shaping the spatial reception amplification characteristic of a converter arrangement and converter arrangement |
| US6766029B1 (en) | 1997-07-16 | 2004-07-20 | Phonak Ag | Method for electronically selecting the dependency of an output signal from the spatial angle of acoustic signal impingement and hearing aid apparatus |
| JP2010226760A (ja) * | 2003-02-26 | 2010-10-07 | Fraunhofer Ges | マルチチャンネルリスニングにおける自然のまたは修正された空間印象を再生するための方法及び装置、並びにその方法を実行するコンピュータープログラム |
| JP2011107084A (ja) * | 2009-11-20 | 2011-06-02 | Jrc Tokki Co Ltd | 音響信号処理装置 |
| US7973601B2 (en) | 2009-05-21 | 2011-07-05 | Fujitsu Limited | Distortion compensation apparatus |
| JP2013068572A (ja) * | 2011-09-26 | 2013-04-18 | A & D Co Ltd | 音響インテンシティ計測方法及び装置 |
| US8654992B2 (en) | 2007-08-27 | 2014-02-18 | Fujitsu Limited | Sound processing apparatus, method for correcting phase difference, and computer readable storage medium |
-
1991
- 1991-09-24 JP JP27207791A patent/JPH0579899A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07198470A (ja) * | 1993-12-28 | 1995-08-01 | Ono Sokki Co Ltd | 音響インテンシティ計測装置 |
| EP0802699A3 (en) * | 1997-07-16 | 1998-02-25 | Phonak Ag | Method for electronically enlarging the distance between two acoustical/electrical transducers and hearing aid apparatus |
| WO1999004598A1 (en) * | 1997-07-16 | 1999-01-28 | Phonak Ag | Method for electronically selecting the dependency of an output signal from the spatial angle of acoustic signal impingement and hearing aid apparatus |
| US6766029B1 (en) | 1997-07-16 | 2004-07-20 | Phonak Ag | Method for electronically selecting the dependency of an output signal from the spatial angle of acoustic signal impingement and hearing aid apparatus |
| US6522756B1 (en) | 1999-03-05 | 2003-02-18 | Phonak Ag | Method for shaping the spatial reception amplification characteristic of a converter arrangement and converter arrangement |
| JP2010226760A (ja) * | 2003-02-26 | 2010-10-07 | Fraunhofer Ges | マルチチャンネルリスニングにおける自然のまたは修正された空間印象を再生するための方法及び装置、並びにその方法を実行するコンピュータープログラム |
| US8654992B2 (en) | 2007-08-27 | 2014-02-18 | Fujitsu Limited | Sound processing apparatus, method for correcting phase difference, and computer readable storage medium |
| US7973601B2 (en) | 2009-05-21 | 2011-07-05 | Fujitsu Limited | Distortion compensation apparatus |
| JP2011107084A (ja) * | 2009-11-20 | 2011-06-02 | Jrc Tokki Co Ltd | 音響信号処理装置 |
| JP2013068572A (ja) * | 2011-09-26 | 2013-04-18 | A & D Co Ltd | 音響インテンシティ計測方法及び装置 |
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