JPH0583938A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JPH0583938A JPH0583938A JP23812191A JP23812191A JPH0583938A JP H0583938 A JPH0583938 A JP H0583938A JP 23812191 A JP23812191 A JP 23812191A JP 23812191 A JP23812191 A JP 23812191A JP H0583938 A JPH0583938 A JP H0583938A
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- Japan
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- output
- switch means
- resonance circuit
- power supply
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 出力トランスを含む直列共振回路を駆動する
従スイッチ手段の前段に出力の誤差信号で作動する主ス
イッチ手段を設けて、安価にして安全な制御特性を有し
て高効率な電源装置の提供。 【構成】 出力トランスを含む直列共振回路を所定周期
で開閉するハーフブリッジの従スイッチ手段と商用電源
との間に主スイッチ手段を設けて、この主スイッチ手段
に共振回路の電流位相に同期して出力の誤差信号を作用
せしめる電源装置。
従スイッチ手段の前段に出力の誤差信号で作動する主ス
イッチ手段を設けて、安価にして安全な制御特性を有し
て高効率な電源装置の提供。 【構成】 出力トランスを含む直列共振回路を所定周期
で開閉するハーフブリッジの従スイッチ手段と商用電源
との間に主スイッチ手段を設けて、この主スイッチ手段
に共振回路の電流位相に同期して出力の誤差信号を作用
せしめる電源装置。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は商用電源より安定化した
直流を得る電源装置に係り、直列共振型のスイッチング
作動による電源装置の回路構成に関する。
直流を得る電源装置に係り、直列共振型のスイッチング
作動による電源装置の回路構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来技術による実施例を図６と図７で説
明する。商用電源のＡＣ入力端１、整流器２、安全器
３、平滑コンデンサー４より５ａ−５ｂ（１次側接地Ｇ
ＮＤ１）間に１００Ｖ（ボルト）から４００Ｖ（商用電
源の電圧系統による）の安定化されてない直流Ｖａを得
る。この直流Ｖａを可変周期でトランジスタ６ａと６ｂ
を交互にスイッチする。このスイッチ信号を共振回路
７、出力トランス８の１次巻線に伝える。共振回路７は
コンデンサーＣ１とコイルＬ１の並列共振回路、コンデ
ンサーＣ２とコイルＬ２の直列共振回路で構成したもの
で、このインピーダンス特性（絶対値）を図７に示す。
動作周波数と記した範囲でインピーダンスを変化させて
出力電圧を制御する。出力トランス８の２次巻線は整流
平滑回路９を経て出力を放出する。２次側の出力はトラ
ンス８で１次側と直流的には絶縁されている。
明する。商用電源のＡＣ入力端１、整流器２、安全器
３、平滑コンデンサー４より５ａ−５ｂ（１次側接地Ｇ
ＮＤ１）間に１００Ｖ（ボルト）から４００Ｖ（商用電
源の電圧系統による）の安定化されてない直流Ｖａを得
る。この直流Ｖａを可変周期でトランジスタ６ａと６ｂ
を交互にスイッチする。このスイッチ信号を共振回路
７、出力トランス８の１次巻線に伝える。共振回路７は
コンデンサーＣ１とコイルＬ１の並列共振回路、コンデ
ンサーＣ２とコイルＬ２の直列共振回路で構成したもの
で、このインピーダンス特性（絶対値）を図７に示す。
動作周波数と記した範囲でインピーダンスを変化させて
出力電圧を制御する。出力トランス８の２次巻線は整流
平滑回路９を経て出力を放出する。２次側の出力はトラ
ンス８で１次側と直流的には絶縁されている。
【０００３】ダミ抵抗１０は軽負荷時に制御性が悪くな
ることから無駄に電力消費させている。出力の目標値と
の誤差を検出する誤差検出器１１は誤差信号をフォトカ
プラ１２を解してＶＣＯ（電圧制御発振器）１３の制御
電圧を修正して発振周波数を変更させる。ＶＣＯ１３の
発振信号は駆動回路１４を介してトランジスタ６ａと６
ｂを交互にＯＮさせるフィードバックループを構成す
る。
ることから無駄に電力消費させている。出力の目標値と
の誤差を検出する誤差検出器１１は誤差信号をフォトカ
プラ１２を解してＶＣＯ（電圧制御発振器）１３の制御
電圧を修正して発振周波数を変更させる。ＶＣＯ１３の
発振信号は駆動回路１４を介してトランジスタ６ａと６
ｂを交互にＯＮさせるフィードバックループを構成す
る。
【０００４】出力の負荷によってループの周波数を変更
しながら図７に示す範囲で出力電圧は制御される。軽負
荷時には共振回路のインピーダンスが高くなるように、
重負荷時には低くなるように作動する。ＧＮＤ２は２次
側の接地である。
しながら図７に示す範囲で出力電圧は制御される。軽負
荷時には共振回路のインピーダンスが高くなるように、
重負荷時には低くなるように作動する。ＧＮＤ２は２次
側の接地である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本来スイッチング作動
の電源装置はスイッチング高速化して、構成要素を小形
化して効率の向上と軽量化を計るものである。更には、
共振回路を利用するのはスイッチング素子の作動点を電
圧又は電流が零で行うことによりスイッチング損失の低
減化と、急激な電流変化によるスパイクおよびリンギン
グによる高調波成分を押えて電磁放射を低減するもので
ある。
の電源装置はスイッチング高速化して、構成要素を小形
化して効率の向上と軽量化を計るものである。更には、
共振回路を利用するのはスイッチング素子の作動点を電
圧又は電流が零で行うことによりスイッチング損失の低
減化と、急激な電流変化によるスパイクおよびリンギン
グによる高調波成分を押えて電磁放射を低減するもので
ある。
【０００６】しかし、以上述べた従来技術は上記の目的
は達成しているが次の問題点を有する。
は達成しているが次の問題点を有する。
【０００７】１．図７の動作周波数以外になると制御動
作が逆特性となり暴走する。共振状態を監視する付加回
路が必要となり高価になる。
作が逆特性となり暴走する。共振状態を監視する付加回
路が必要となり高価になる。
【０００８】２．共振回路を構成する要素にはバラツキ
があり，図７の動作周波数範囲が狭くなりＶＣＯの中心
周波数の設定が困難となる。
があり，図７の動作周波数範囲が狭くなりＶＣＯの中心
周波数の設定が困難となる。
【０００９】３．問題点１と２を解決するには、軽負荷
時と重負荷時の比を小さくする為にダミ抵抗１０を配し
て無駄な電力消費させて作動範囲が狭くても系が安定す
るようにしてある。これでは高効率が望めない。
時と重負荷時の比を小さくする為にダミ抵抗１０を配し
て無駄な電力消費させて作動範囲が狭くても系が安定す
るようにしてある。これでは高効率が望めない。
【００１０】そこで、本発明の目的はこのような問題点
を解決するもので、直列共振のみでこの共振回路と入力
電源Ｖａ間に主スイッチを挿入して、安価かつ安全な制
御特性を有して高効率な電源装置を提供することにあ
る。
を解決するもので、直列共振のみでこの共振回路と入力
電源Ｖａ間に主スイッチを挿入して、安価かつ安全な制
御特性を有して高効率な電源装置を提供することにあ
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】出力トランスの１次イン
ダクタンスを含む直列共振回路とハーフブリッジの従ス
イッチ手段のブロックに、非安定の直流入力電源間に主
スイッチを設けて、２個の従スイッチ手段は常時交互に
スイッチし、出力の誤差信号を主スイッチ手段に与えて
出力を安定化させるもので、暴走の除去と高効率にして
電磁放射を低減した特徴を有するものである。
ダクタンスを含む直列共振回路とハーフブリッジの従ス
イッチ手段のブロックに、非安定の直流入力電源間に主
スイッチを設けて、２個の従スイッチ手段は常時交互に
スイッチし、出力の誤差信号を主スイッチ手段に与えて
出力を安定化させるもので、暴走の除去と高効率にして
電磁放射を低減した特徴を有するものである。
【００１２】また、共振回路の共振周波数より低い周波
数で発振する発振器を設けて、共振電流の位相を検出す
る位相検出手段で発振器を強制同期せしめてより安定な
制御特性を得る特徴も有するものである。
数で発振する発振器を設けて、共振電流の位相を検出す
る位相検出手段で発振器を強制同期せしめてより安定な
制御特性を得る特徴も有するものである。
【００１３】
【実施例】図１は本発明の実施例の具体的な回路構成を
示す図であり、図６と同じ番号・符号は同じ意味または
手段を表すものとする。
示す図であり、図６と同じ番号・符号は同じ意味または
手段を表すものとする。
【００１４】トランジスタ２０ａと２０ｂが従スイッチ
手段を構成して、交互にスイッチされる。電流トランス
２１は出力トランスの１次またはリークインダクタンス
とコンデンサーＣ5との共振回路の共振電流の位相を検
出するもので、共振電流が零近傍でトランジスタ２０ａ
と２０ｂに抵抗Ｒ1ａとコンデンサーＣ3ａ、抵抗Ｒ１ｂ
とコンデンサーＣ３ａを介してベース電極に交互にＯＮ
するように誘起電圧を与える。Ｒ1ａとＲ1ｂは電流制限
抵抗である。
手段を構成して、交互にスイッチされる。電流トランス
２１は出力トランスの１次またはリークインダクタンス
とコンデンサーＣ5との共振回路の共振電流の位相を検
出するもので、共振電流が零近傍でトランジスタ２０ａ
と２０ｂに抵抗Ｒ1ａとコンデンサーＣ3ａ、抵抗Ｒ１ｂ
とコンデンサーＣ３ａを介してベース電極に交互にＯＮ
するように誘起電圧を与える。Ｒ1ａとＲ1ｂは電流制限
抵抗である。
【００１５】Ｄ2ａ，Ｄ2ｂ，Ｄ3はトランジスタ保護用
のダイオードで、共振回路の状態によって電流ループを
構成する場合もある。
のダイオードで、共振回路の状態によって電流ループを
構成する場合もある。
【００１６】抵抗R2はバイアス抵抗で系の発振を容易に
するもので、発振周波数は共振周波数近傍で出力の負荷
によって、多少変動する。ダイオドＤ1ａとＤ1ｂは電流
トランス２１の誘起電流と両方向にほぼ等しくさせるも
ので、コンデンサーＣ3ａとＣ3ｂが深い逆バイアスにな
らないようにする。
するもので、発振周波数は共振周波数近傍で出力の負荷
によって、多少変動する。ダイオドＤ1ａとＤ1ｂは電流
トランス２１の誘起電流と両方向にほぼ等しくさせるも
ので、コンデンサーＣ3ａとＣ3ｂが深い逆バイアスにな
らないようにする。
【００１７】トランジスタ２２は主スイッチ手段で、入
力Ｖａからの共振回路への流入を制御するものである。
タイミングは電流トランス２１より抵抗Ｒ4とコンデン
サーＣ4を介して実行される。
力Ｖａからの共振回路への流入を制御するものである。
タイミングは電流トランス２１より抵抗Ｒ4とコンデン
サーＣ4を介して実行される。
【００１８】ダイオードＤ4はダイオードＤ1ａとＤ1ｂ
と同じ動きをする。フォトカプラ１２の負荷抵抗Ｒ5に
出力の誤差信号を発生させる。
と同じ動きをする。フォトカプラ１２の負荷抵抗Ｒ5に
出力の誤差信号を発生させる。
【００１９】この誤差信号をＤ−ＦＦ２４（ディレイド
・フリップフロップ）が共振電流の零近傍で捉える。Ｄ
−ＦＦ２４の出力がトランジスタ２３をＯＮさせるとト
ランジスタ２２はＯＦＦする。この時、入力電源Vaから
の共振回路への流入は禁止される。この場合でも、共振
回路のインダクタンスまたはコンデンサーに蓄積された
エネルギーで発振状態は続く。出力へ送出されるエネル
ギーは減って出力電圧は降下する。降下するとトランジ
スタ２３はＯＦＦして、再びトランジスタ２２はＯＮし
て電源Ｖａよりエネルギーが供給される。アンプ２５は
電流トランス２１の２次誘起電圧を飽和アンプしてクロ
ックとしてＤ−ＦＦ２４に与える。
・フリップフロップ）が共振電流の零近傍で捉える。Ｄ
−ＦＦ２４の出力がトランジスタ２３をＯＮさせるとト
ランジスタ２２はＯＦＦする。この時、入力電源Vaから
の共振回路への流入は禁止される。この場合でも、共振
回路のインダクタンスまたはコンデンサーに蓄積された
エネルギーで発振状態は続く。出力へ送出されるエネル
ギーは減って出力電圧は降下する。降下するとトランジ
スタ２３はＯＦＦして、再びトランジスタ２２はＯＮし
て電源Ｖａよりエネルギーが供給される。アンプ２５は
電流トランス２１の２次誘起電圧を飽和アンプしてクロ
ックとしてＤ−ＦＦ２４に与える。
【００２０】Ｄ−ＦＦ２４のＣＫ、Ｄ、Ｑはクロック入
力端子、データ入力端子、肯定出力端を表わす。２６は
補助電源で抵抗Ｒ、ゼーナダイドＺＤ、トランジスタＴ
Ｒ１より構成され電圧ＶａＸを出力する。容量は数百ｍ
Ｗ（ミリワット）以下である。この補助電源２６はフォ
トカプラ１２の受光部、アンプ２５、およびＤ−ＦＦ２
４に電力を供給する。
力端子、データ入力端子、肯定出力端を表わす。２６は
補助電源で抵抗Ｒ、ゼーナダイドＺＤ、トランジスタＴ
Ｒ１より構成され電圧ＶａＸを出力する。容量は数百ｍ
Ｗ（ミリワット）以下である。この補助電源２６はフォ
トカプラ１２の受光部、アンプ２５、およびＤ−ＦＦ２
４に電力を供給する。
【００２１】図１の作動様子を示すのが、図２である。
（ａ）と（ｂ）はトランジスタ２２ａと２２ｂのほぼ一
定周期で同時ＯＮがないように交互にＯＮする例であ
る。（Ｃ）は共振回路の電流が零近傍でアンプ２５が発
生させていることを示し、Ｄ−ＦＦ２６へのクロックは
点線であるとする。（ｄ）はＤ−ＦＦ２４のＱの作動例
を示す。（ｅ）は共振回路の電流作動例を示す。
（ａ）と（ｂ）はトランジスタ２２ａと２２ｂのほぼ一
定周期で同時ＯＮがないように交互にＯＮする例であ
る。（Ｃ）は共振回路の電流が零近傍でアンプ２５が発
生させていることを示し、Ｄ−ＦＦ２６へのクロックは
点線であるとする。（ｄ）はＤ−ＦＦ２４のＱの作動例
を示す。（ｅ）は共振回路の電流作動例を示す。
【００２２】共振回路の共振周波数は５０ＫＨｚ〜数Ｍ
Ｈｚである。周波数高い程、出力トランス８と電流トラ
ンス２１を小型にできるが鉄芯の滑損が増加するので限
界はある。また、トランジスタ２２、２２ａ、２２ｂは
零電流近傍で作動させるので、スイッチング損失は小さ
く出力への効率は高い（80％〜95％）。
Ｈｚである。周波数高い程、出力トランス８と電流トラ
ンス２１を小型にできるが鉄芯の滑損が増加するので限
界はある。また、トランジスタ２２、２２ａ、２２ｂは
零電流近傍で作動させるので、スイッチング損失は小さ
く出力への効率は高い（80％〜95％）。
【００２３】尚、抵抗Ｒ2とＲ3は電源投入時に必ずトラ
ンジスタ２２と２０ａを動作状態にさせる為のものであ
るが、電圧Ｖａが１００〜４００Ｖである故、適当な値
にして余り電力消費が大きくならないものを選択する。
ンジスタ２２と２０ａを動作状態にさせる為のものであ
るが、電圧Ｖａが１００〜４００Ｖである故、適当な値
にして余り電力消費が大きくならないものを選択する。
【００２４】次に図３で本発明の他の実施例を説明す
る。図３では主スイッチ手段と従スイッチ手段のトラン
ジスタ３０、３１ａと３１ｂを電界効果型のトランジス
タで示した。図１も電界効果型でも構わない。
る。図３では主スイッチ手段と従スイッチ手段のトラン
ジスタ３０、３１ａと３１ｂを電界効果型のトランジス
タで示した。図１も電界効果型でも構わない。
【００２５】共振出力処理手段32はコンデンサーＣ5、
出力トランス８等をまとめたものである。加えて、トラ
ンジスタ３０の制御ループも省略した。
出力トランス８等をまとめたものである。加えて、トラ
ンジスタ３０の制御ループも省略した。
【００２６】図３では発振手段３４が電源投入時で共振
回路の共振周波数より低い周波数で必ず発振する。この
発振信号を駆動トランス32の中間タップ付の１次巻線を
励起する。駆動トランス３２の分割されている２次巻線
はトランジスタ３１ａと３１ｂを交互に導通させる。
回路の共振周波数より低い周波数で必ず発振する。この
発振信号を駆動トランス32の中間タップ付の１次巻線を
励起する。駆動トランス３２の分割されている２次巻線
はトランジスタ３１ａと３１ｂを交互に導通させる。
【００２７】やがて、電流トランス３３の２次巻線より
充分な誘起電圧が発生してアンプ２５とインバータ３５
より発振手段を共振周波数近傍で強制同期させる。
充分な誘起電圧が発生してアンプ２５とインバータ３５
より発振手段を共振周波数近傍で強制同期させる。
【００２８】以下図１の実施例と同様に出力の安定化動
作をする。図４は図４（ａ）が発振手段３４の同期過程
を、図４（ｂ）がアンプ２５の状態を示す図である。
作をする。図４は図４（ａ）が発振手段３４の同期過程
を、図４（ｂ）がアンプ２５の状態を示す図である。
【００２９】次に、図５で本発明の更に他の実施例を説
明する。図５は部分的に示しているが、本発明の実施例
の図１又は図３の共振回路の構成を変更したものであ
る。入力電源Ｖａにほぼ同容量のコンデンサーＣ7とＣ8
を挿入したもので、共振回路を構成する。この場合は、
コンデンサーＣ5は省略してもよい。コンデンサーＣ7と
Ｃ8は並列になるので共振容量としては半分になる。出
力制御の動作は他の実施例と同様である。
明する。図５は部分的に示しているが、本発明の実施例
の図１又は図３の共振回路の構成を変更したものであ
る。入力電源Ｖａにほぼ同容量のコンデンサーＣ7とＣ8
を挿入したもので、共振回路を構成する。この場合は、
コンデンサーＣ5は省略してもよい。コンデンサーＣ7と
Ｃ8は並列になるので共振容量としては半分になる。出
力制御の動作は他の実施例と同様である。
【００３０】尚、本発明の実施例に記した電流位相を検
出する電流トランスは出力トランスに別の巻線を施し、
この巻線の誘起電圧を微分又は積分して位相シフトさせ
る方法に置換出来る。
出する電流トランスは出力トランスに別の巻線を施し、
この巻線の誘起電圧を微分又は積分して位相シフトさせ
る方法に置換出来る。
【００３１】
【発明の効果】以上述べた本発明発明の構成によれば、
出力の誤差信号を主スイッチ手段に作用させることか
ら、共振回路へのエネルギー供給を制限する簡単な制御
で、制御系の暴走もなくかつ無駄に消費するダミ抵抗が
不用で、安全にして高効率であるしかも電磁放射の少な
い安定化電源が得られる効果は大きい。
出力の誤差信号を主スイッチ手段に作用させることか
ら、共振回路へのエネルギー供給を制限する簡単な制御
で、制御系の暴走もなくかつ無駄に消費するダミ抵抗が
不用で、安全にして高効率であるしかも電磁放射の少な
い安定化電源が得られる効果は大きい。
【図１】本発明の実施例の具体的な回路構成を示す図。
【図２】図１の各部の動作波形を示す図。
【図３】本発明の他の実施例を示す図。
【図４】図３の部々的な動作波形を示す図。
【図５】本発明の更に他の実施例を示す図。
【図６】従来技術による実施例の具体的な構成を示す
図。
図。
【図７】図６に用いる共振回路のインピーダンス特性を
示す図。
示す図。
８ 出力トランス ２０ａ、２０ｂ 従スイッチ手段 ２１ 電流トランス ２２ 主スイッチ手段
Claims (2)
- 【請求項１】 商用電源を整流した直流を開閉する主ス
イッチ手段、この主スイッチ手段に縦続したハーフブリ
ッジの従スイッチ手段、この従スイッチ手段に縦続する
１次巻線が共振回路を形成し２次巻線が出力を放出する
出力トランス、この出力トランスの２次出力を整流平滑
にする出力手段、この出力手段の誤差を検出する誤差検
出手段、この誤差検出手段の誤差信号で前記主スイッチ
手段を制御する制御手段、および前記共振回路の電流位
相を検出する位相検出手段よりなり、前記従スイッチ手
段を構成する２個のスイッチ手段は交互に前記共振回路
の零電流近傍で開閉することを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の電源装置において、前記
従スイッチを駆動する駆動トランスとこの駆動トランス
を励振する発振周波数が前記共振回路の共振周波数より
低い周波数で発振する発振手段を設けて、この発振手段
を前記位相検出手段の信号で強制同期させることを特徴
とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23812191A JPH0583938A (ja) | 1991-09-18 | 1991-09-18 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23812191A JPH0583938A (ja) | 1991-09-18 | 1991-09-18 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0583938A true JPH0583938A (ja) | 1993-04-02 |
Family
ID=17025495
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23812191A Pending JPH0583938A (ja) | 1991-09-18 | 1991-09-18 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0583938A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9329215B2 (en) | 2013-07-29 | 2016-05-03 | Advantest Corporation | Impedance measurement apparatus |
-
1991
- 1991-09-18 JP JP23812191A patent/JPH0583938A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9329215B2 (en) | 2013-07-29 | 2016-05-03 | Advantest Corporation | Impedance measurement apparatus |
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