JPH0584966B2 - - Google Patents
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- JPH0584966B2 JPH0584966B2 JP60075956A JP7595685A JPH0584966B2 JP H0584966 B2 JPH0584966 B2 JP H0584966B2 JP 60075956 A JP60075956 A JP 60075956A JP 7595685 A JP7595685 A JP 7595685A JP H0584966 B2 JPH0584966 B2 JP H0584966B2
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- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
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- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、アクテイブツインＴ形フイルタに関
するものであり、詳しくは、フイルタ特性の改良
に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention relates to an active twin T-type filter, and more particularly, to improvement of filter characteristics.
（従来の技術）
帯域除去フイルタの一種に、アクテイブツイン
Ｔ形フイルタがある。(Prior Art) One type of band elimination filter is an active twin T-type filter.
第３図は、従来のアクテイブツインＴ形フイル
タの一例を示す回路図である。第３図において、
Tiは入力信号Viが加えられる入力端子、T0は出
力信号V0が出力される出力端子、A1，A2はそれ
ぞれバツフアアンプとして用いられる演算増幅器
である。TTはツインＴ形回路網であり、並列に
接続されたコンデンサC1とC2の直列回路および
抵抗R1とR2の直列回路と、抵抗R3の一端がコン
デンサC1とC2の接続点に接続されコンデンサC3
の一端が抵抗R1とR2の接続点間に接続された抵
抗R3とコンデンサC3の直列回路とで構成されて
いる。ツインＴ形回路網TTのコンデンサC1と抵
抗R1との接続点には入力端子Tiが接続され、コ
ンデンサC2と抵抗R2との接続点には演算増幅器
A1の非反転入力端子が接続されている。演算増
幅器A1の反転入力端子と出力端子は出力端子T0
に接続されるとともに抵抗R4と抵抗R5との直列
回路を介して共通電位点に接続されている。抵抗
R4と抵抗R5との接続点は演算増幅器A2の非反転
入力端子に接続され、演算増幅器A2の反転入力
端子と出力端子は抵抗R3とコンデンサC3の接続
点に接続されている。 FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a conventional active twin T-type filter. In Figure 3,
Ti is an input terminal to which an input signal Vi is applied, T 0 is an output terminal to which an output signal V 0 is output, and A 1 and A 2 are operational amplifiers each used as a buffer amplifier. TT is a twin T-shaped network, consisting of a series circuit of capacitors C 1 and C 2 and a series circuit of resistors R 1 and R 2 connected in parallel, and one end of resistor R 3 connects capacitors C 1 and C 2 Capacitor C connected to point 3
It consists of a series circuit of a resistor R3 and a capacitor C3 , one end of which is connected between the connection point of resistors R1 and R2 . The input terminal Ti is connected to the connection point between the capacitor C 1 and the resistor R 1 of the twin T network TT, and the operational amplifier is connected to the connection point between the capacitor C 2 and the resistor R 2 .
The non-inverting input terminal of A1 is connected. The inverting input terminal and output terminal of operational amplifier A 1 are output terminal T 0
It is connected to a common potential point via a series circuit of resistor R4 and resistor R5 . resistance
The connection point between R 4 and resistor R 5 is connected to the non-inverting input terminal of operational amplifier A 2 , and the inverting input terminal and output terminal of operational amplifier A 2 are connected to the connection point between resistor R 3 and capacitor C 3 . There is.
このように構成されるフイルタの伝達関数Ｆ(s)
は、抵抗R1〜R5、コンデンサC1〜C3が所定の値
に設定されている条件において、
Ｆ(s)＝（s2＋β2）／（s2＋2ω0ζ
ｓ＋ω0 2）
ｓ＝jω
で表わすことができる。なお、ｊは虚数単位、ω
は角周波数、ω0，β，ζは抵抗R1〜R5の抵抗値
およびコンデンサC1〜C3の容量値によつて決ま
る定数であり、ω0は極点周波数に対応し、βは
零点周波数に対応している。 Transfer function F(s) of the filter configured in this way
Under the condition that the resistors R1 to R5 and the capacitors C1 to C3 are set to predetermined values, F(s)=( s2 + β2 )/( s2 + 2ω0ζs + ω02 )s It can be expressed as =jω. Note that j is an imaginary unit, ω
is the angular frequency, ω 0 , β, ζ are constants determined by the resistance values of the resistors R 1 to R 5 and the capacitance values of the capacitors C 1 to C 3 , ω 0 corresponds to the pole frequency, and β corresponds to the zero point. It corresponds to the frequency.
（発明が解決しようとする問題点）
しかし、このような従来の構成によれば、極点
周波数ω0と零点周波数βは必ず等しい値になり、
零点周波数β近傍での減衰量は零点周波数βの精
度で決まることになつて極点周波数ω0における
減衰量は期待できない。(Problem to be Solved by the Invention) However, according to such a conventional configuration, the pole frequency ω 0 and the zero point frequency β are always the same value,
The amount of attenuation near the zero point frequency β is determined by the accuracy of the zero point frequency β, and the amount of attenuation at the pole frequency ω 0 cannot be expected.
本発明は、このような欠点を解決したものであ
つて、その目的は、極点周波数ω0と零点周波数
βとを分離させることによりこれら極点周波数
ω0と零点周波数βとの両方による減衰量を得る
ことができるアクテイブツインＴ形フイルタを実
現することにある。 The present invention solves these drawbacks, and its purpose is to separate the pole frequency ω 0 and the zero frequency β to reduce the amount of attenuation caused by both the pole frequency ω 0 and the zero frequency β. The object of the present invention is to realize an active twin T-type filter that can be obtained.
（問題点を解決するための手段）
このような目的を達成する本発明は、ツインＴ
形回路網と、ツインＴ形回路網の出力端子に直列
接続されたバツフアアンプと、バツフアアンプの
出力端子と共通電位点間に接続され分圧点がツイ
ンＴ形回路網に接続された抵抗分圧回路とを具備
し、抵抗分圧回路を含む帰還回路の抵抗値が零点
周波数と極点周波数とが分離できるように設定さ
れたことを特徴とする。(Means for Solving the Problems) The present invention that achieves the above object is based on the twin T
a buffer amplifier connected in series to the output terminal of the twin T-shaped network, and a resistive voltage divider circuit connected between the output terminal of the buffer amplifier and a common potential point and whose voltage dividing point is connected to the twin T-shaped network. It is characterized in that the resistance value of the feedback circuit including the resistance voltage divider circuit is set so that the zero point frequency and the pole point frequency can be separated.
（実施例） 以下、図面を用いて詳細に説明する。(Example) Hereinafter, it will be explained in detail using the drawings.
第１図は本発明の一実施例を示す回路図であ
り、第３図と同一部分には同一符号を付けてい
る。第１図において、R6は抵抗であり、一端は
演算増幅器A2の反転入力端子と出力端子との接
続点に接続され、他端は抵抗R3とコンデンサC3
の接続点に接続されている。 FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, and the same parts as in FIG. 3 are given the same reference numerals. In Figure 1, R 6 is a resistor, one end is connected to the connection point between the inverting input terminal and the output terminal of operational amplifier A 2 , and the other end is connected to the resistor R 3 and capacitor C 3 .
connected to the connection point.
このように構成されるフイルタの動作を説明す
る。 The operation of the filter configured in this way will be explained.
第１図において、演算増幅器Ａ２の出力電圧は
V0／ｍになる。このような回路の伝達関数Ｆ(s)
は、
Ｆ(s)＝（as3＋bs2＋cs＋ｄ）／（a-s3＋b-s2＋
c-s＋d-）
で表され、分母、分子とも３次の関数になる。 In Figure 1, the output voltage of operational amplifier A2 is
V 0 /m. Transfer function F(s) of such a circuit
is, F(s) = (as 3 + bs 2 + cs + d) / (a - s 3 + b - s 2 +
c - s + d - ), and both the denominator and numerator are cubic functions.
そして、
ａ＝a-＝C1C2C3R1（R1R2R3＋R1R2R6＋
R2R3R6＋R1R3R6）
ｂ＝C1C2R1（R1＋R2）（R3＋R6）＋C2C3｛（１−
１／ｍ）R1 2（R2＋R3）＋R1R2R6＋R1R3R6｝＋
C1C3｛（１−１／ｍ）R1 2R3＋R1 2R6＋R1R3R6｝
ｂ＝C1C2R1（R1＋R2）（R3＋R6）＋C1C3R1R6
（R1＋R3）＋C2C3R1R6（R2＋R3）
c-＝R1C2｛（１−１／ｍ）R1＋（１−１／ｍ）R2
＋R3＋R6｝＋（R3＋R6）R1C1＋R1C3｛（１−１／
ｍ）R1＋R6｝
ｃ＝R1（R3＋R6）（C1＋C2）＋R1R6C3
ｄ＝d-＝R1
と表せる。 And a=a - =C 1 C 2 C 3 R 1 (R 1 R 2 R 3 + R 1 R 2 R 6 +
R 2 R 3 R 6 + R 1 R 3 R 6 ) b=C 1 C 2 R 1 (R 1 + R 2 ) (R 3 + R 6 ) + C 2 C 3 {(1-
1/m) R 1 2 (R 2 + R 3 ) + R 1 R 2 R 6 + R 1 R 3 R 6 }+
C 1 C 3 {(1-1/m) R 1 2 R 3 + R 1 2 R 6 + R 1 R 3 R 6 } b=C 1 C 2 R 1 (R 1 + R 2 ) (R 3 + R 6 ) + C 1 C 3 R 1 R 6
(R 1 + R 3 ) + C 2 C 3 R 1 R 6 (R 2 + R 3 ) c - = R 1 C 2 {(1-1/m) R 1 + (1-1/m) R 2
+R 3 +R 6 }+(R 3 +R 6 )R 1 C 1 +R 1 C 3 {(1-1/
m) R 1 + R 6 } c = R 1 (R 3 + R 6 ) (C 1 + C 2 ) + R 1 R 6 C 3 d = d - = R 1 .
前述のような実係数の３次関数では、分子で１
個の実零と２個の複素零をもち、分母で１個の実
極と２個の実零をもつ。 In the cubic function of real coefficients as mentioned above, 1 in the numerator
It has one real zero and two complex zeros, and one real pole and two real zeros in the denominator.
ところで、このようなツインＴ形フイルタは、
例えば商用周波数のような特定の周波数で大きく
減衰されるよう、２個の虚根をもつように設計す
る。この場合の伝達関数Ｆ(s)は、
Ｆ(s)＝｛s3＋（ｂ／ａ）s2＋（ｃ／ａ）ｓ＋（ｄ／
ａ）｝／｛s3＋（b-／ａ）ｓ＋（c-／ａ）ｓ＋（ｄ／
ａ）｝
で表される。 By the way, such a twin T-type filter is
For example, it is designed to have two imaginary roots so that it is greatly attenuated at a specific frequency such as a commercial frequency. The transfer function F(s) in this case is F(s)={s 3 +(b/a)s 2 +(c/a)s+(d/
a)} / {s 3 + (b - /a) s + (c - /a) s + (d /
a)} Represented by:
そして、実零α，虚零jβを有する条件は、
ｂ／ａ＝α ……
ｃ／ａ＝β2 ……
ｄ／ａ＝αβ2 ……
である。さらに、実極をγとすると、分母は、
（ｓ＋γ）｛s2＋As＋（１／γ）（ｄ／ａ）｝
でなければならない。ここで、Ａの値は、Ｑに相
当するフイルタのダンピングを決定する。 The conditions for having real zero α and imaginary zero jβ are: b/a=α...c/a= β2 ...d/a= αβ2 ... Furthermore, if the real pole is γ, the denominator must be (s+γ){s 2 +As+(1/γ)(d/a)}. Here, the value of A determines the damping of the filter corresponding to Q.
従つて、
（ｓ＋γ）｛s2＋As＋（１／γ）（ｄ／ａ）｝＝s3
＋（Ａ＋γ）s2＋｛Aγ＋（１／γ）（ｄ／ａ）｝ｓ＋
（ｄ／ａ）
より、
b-／ａ＝Ａ＋γ ……
c-／ａ＝Aγ＋（１／γ）（ｄ／ａ） ……
になる。 Therefore, (s+γ){s 2 +As+(1/γ)(d/a)}=s 3
+(A+γ)s 2 +{Aγ+(1/γ)(d/a)}s+
(d/a), b - /a=A+γ ... c - /a=Aγ+(1/γ) (d/a) ....
ところで、条件方程式は５個で、パラメータは
R1，R2，R3，R6，C1，C2，C3，１／ｍの８個で
あり、事前に３個の定数については任意に選択で
きる。 By the way, there are 5 conditional equations, and the parameters are
There are eight constants: R 1 , R 2 , R 3 , R 6 , C 1 , C 2 , C 3 , and 1/m, and the three constants can be arbitrarily selected in advance.
設計例としては、 R1＝7.32kΩ R2＝81.66kΩ R3＝254.4Ω R6＝339.3Ω C1＝0.047μF C2＝0.47μF C3＝0.68μF １／ｍ＝1.113527 の場合、 α＝296Hz β＝50Hz γ＝848.3Hz 極（−14.258＋j25.865）Hz となる。 As a design example, R 1 = 7.32kΩ R 2 = 81.66kΩ R 3 = 254.4Ω R 6 = 339.3Ω C 1 = 0.047μF C 2 = 0.47μF C 3 = 0.68μF 1/m = 1.113527, α= 296Hz β = 50Hz γ = 848.3Hz pole (-14.258 + j25.865) Hz.
第２図は本発明の他の実施例を示す回路図であ
つて、第１図における抵抗R4〜R6の抵抗値が、
R6＝（R4・R5）／（R4＋R5）になるように設定
し、演算増幅器A2で構成されるバツフアアンプ
と抵抗R6とを省略したものである。このように
構成することにより、第１図に比べて部品点数を
削減することができる。 FIG. 2 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention, in which the resistance values of the resistors R 4 to R 6 in FIG.
It is set so that R 6 =(R 4 ·R 5 )/(R 4 +R 5 ), and the buffer amplifier composed of the operational amplifier A 2 and the resistor R 6 are omitted. With this configuration, the number of parts can be reduced compared to that in FIG.
ここで、抵抗R4とR5の比を変えることは前述
のｍを変えることであり、Ｑを変えることに等し
い。ところが、第２図ではバツフアアンプがない
ため、等価的に抵抗Ｒ６を変えることになり、３
次関数のα，γである実零、実極が変化すること
になる。この場合の作用効果は、
｛（ｓ＋α）（s2＋β2）｝／｛（ｓ＋γ）（s2＋As
＋αβ2／γ）｝
になり、２次の項の零がβ、極が√（）・
βとなり、α，γ＞βに設定すれば２次の極が＜
βとなることにより特性周波数は√（）・
βとなつて、β近傍での減衰がよくなる。 Here, changing the ratio of resistors R 4 and R 5 is equivalent to changing the above-mentioned m, which is equivalent to changing Q. However, since there is no buffer amplifier in Fig. 2, the resistor R6 must be changed equivalently, and 3
The real zeros and real poles α and γ of the next function will change. The effect in this case is {(s+α)(s 2 +β 2 )}/{(s+γ)(s 2 +As
+αβ 2 /γ)}, the zero of the second-order term is β, and the pole is √()・
β, and if α, γ>β is set, the secondary pole is <
By becoming β, the characteristic frequency becomes √()・
β, and the attenuation near β is improved.
このように構成されるフイルタを用いて例えば
商用電源周波数成分50Hzおよび60Hzを無調整で除
去できるフイルタが実現できる。この場合には、
零点周波数βが50Hzに設定されたものと60Hzに設
定されたものをカスケード接続すればよい。 By using a filter configured in this way, a filter that can remove, for example, commercial power supply frequency components of 50 Hz and 60 Hz without adjustment can be realized. In this case,
What is necessary is to cascade connect the one with the zero point frequency β set to 50 Hz and the one with the zero point frequency β set to 60 Hz.
なお、このようなフイルタの用途は電源周波数
成分の除去に限るものではなく、各種の周波数成
分の除去に用いることができるものである。 Note that the use of such a filter is not limited to removing power frequency components, but can be used to remove various frequency components.
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば、極点周
波数ω0と零点周波数βとを分離させることによ
りこれら極点周波数ω0と零点周波数βとの両方
による減衰量を得ることができるアクテイブツイ
ンＴ形フイルタが実現でき、実用上の効果は大き
い。(Effects of the Invention) As explained above, according to the present invention, by separating the pole frequency ω 0 and the zero frequency β, it is possible to obtain the amount of attenuation due to both the pole frequency ω 0 and the zero frequency β. This makes it possible to realize an active twin T-type filter, which has great practical effects.
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２
図は本発明の他の実施例を示す回路図、第３図は
従来のアクテイブツインＴ形フイルタの一例を示
す回路図である。
Ti……入力端子、T0……出力端子、A1，A2…
…演算増幅器、TT……ツインＴ形回路網、Ｒ…
…抵抗、Ｃ……コンデンサ。
Figure 1 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention, Figure 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
The figure is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a conventional active twin T-type filter. Ti...Input terminal, T0 ...Output terminal, A1 , A2 ...
...Operation amplifier, TT...Twin T network, R...
...Resistance, C...Capacitor.
Claims (1)
力端子に直列接続されたバツフアアンプと、バツ
フアアンプの出力端子と共通電位点間に接続され
分圧点がツインＴ形回路網に接続された抵抗分圧
回路とを具備し、抵抗分圧回路を含む帰還回路の
抵抗値が零点周波数と極点周波数とが分離できる
ように設定されたことを特徴とするアクテイブツ
インＴ形フイルタ。1. A twin T-shaped circuit network, a buffer amplifier connected in series to the output terminal of the twin T-shaped circuit network, and a resistor connected between the output terminal of the buffer amplifier and a common potential point and whose voltage dividing point is connected to the twin T-shaped circuit network. 1. An active twin T-type filter, comprising a voltage dividing circuit, and a resistance value of a feedback circuit including the resistive voltage dividing circuit is set so that a zero point frequency and a pole frequency can be separated.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60075956A JPS61234613A (en) | 1985-04-10 | 1985-04-10 | Active twin t-type filter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60075956A JPS61234613A (en) | 1985-04-10 | 1985-04-10 | Active twin t-type filter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61234613A JPS61234613A (en) | 1986-10-18 |
| JPH0584966B2 true JPH0584966B2 (en) | 1993-12-03 |
Family
ID=13591183
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60075956A Granted JPS61234613A (en) | 1985-04-10 | 1985-04-10 | Active twin t-type filter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61234613A (en) |
-
1985
- 1985-04-10 JP JP60075956A patent/JPS61234613A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61234613A (en) | 1986-10-18 |
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