JPH05864Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、交流電流検出装置、特に発電機等か
らの交流出力電流を感度良好かつ簡単な構成によ
り検出する交流電流検出装置に関するものであ
る。

従来、エンジン発電機などにおいて、例えば実
願昭58−088790号に本出願人が提案した如く、無
負荷時にエンジンをアイドリング状態にしておく
ために、電流変成器（以下CTという）により負
荷電流を検出し、該負荷電流が予め定められた所
定値よりも小さい場合に、駆動源であるエンジン
をアイドリング状態に制御することが行われてい
る。該制御等に用いるために、前記CTによつて
検出されて得られた交流電圧は感度良好かつ簡単
な構成をもつ回路により、演算増幅器等を用いて
増幅あるいはインピーダンス変換等の処理を行う
ことが望まれている。

従来、前記CTによつて検出された交流電圧を
増幅するのに演算増幅器等の固体素子が用いられ
ており、該演算増幅器等はその性質上、例えば−
0.4ボルトよりも低い電圧あるいは直流電源電圧
Ｖc.c.よりも所定電圧、例えば＋0.4ボルト高い電
圧（Ｖc.c.＋0.4）ボルトが反転入力端子あるいは
非反転入力端子に入力されると、劣化ないし破壊
されてしまう。そのため、一般にCTによつて検
出された交流電圧は、バリスタ等によつてクリツ
プして所定電圧範囲内に抑えると共に、直流電源
電圧を抵抗分割した電圧によりバイアスをかけて
所定の許容電圧範囲の電圧にした後、演算増幅器
の非反転入力端子等に供給していた。しかし、当
該バイアス電圧を得るのに抵抗を用いた場合に
は、直流電源電圧の変動に伴い増幅器である演算
増幅器の出力に変動が生じたり、あるいは前記バ
イアス電圧が変動して許容電圧範囲外になつてし
まい、演算増幅器を劣化ないし破壊してしまう恐
れがあると共に、電源電圧を抵抗分割してバイア
スをかけるために部品点数が多くなつてしまうと
いう問題点があつた。

特に、バリスタ等の両方向性の素子を用いて
CTによつて検出された交流電圧をクリツプした
如き場合には、両方向にほぼ対称にクリツプされ
た交流電圧が発生する。このため前記バイアス電
圧が変動すると、演算増幅器に負の電圧が供給さ
れるおそれがある。また、CTの１次電流の変動
幅が極めて大きい場合には、当該１次電流が大と
なつたとき前記クリツプされた電圧が多少増大す
る方向をもち、演算増幅器に負の電圧が供給され
る危険性が大きい。

CTの２次回路に発生する電圧は、基本波形に
高周波のリツプルが重畳されて出力してくるた
め、この高周波のリツプルも演算増幅器で増幅さ
れ、そのベース電流波形が非常に不安定な波形と
なり、誤動作あるいはスイツチ損失となる問題点
があり、さらに負荷電流を遮断する遮断器、例え
ばブレーカを無負荷時にオン・オフさせたとき、
電磁誘導によりCTにノイズが発生し、誤動作を
惹起する問題点があつた。

本考案の目的は、前記の問題点を解決すること
にあり、CTによつて検出された交流電圧をクラ
ンプするのにツエナ・ダイオード等の非対称性の
素子を用いるようにし、更に前記バイアス電圧を
印加するのにダイオード等の素子を用いるように
し、かつ、CTの２次回路に発生するノイズをコ
ンデンサで除去するようにして、簡単な構成によ
り演算増幅器等の劣化あるいは破壊を防止すると
共に、交流電流検出装置の安定化を図り、かつ感
度良好にすることにある。そのため本考案の交流
電流検出装置は交流電流を検出する電流変成器
と、 該電流変成器の２次回路に接続されて正電圧方
向の電圧によつてカソード側に負方向電圧降下を
生じかつ負電圧方向の電圧によつてアノード側に
負方向電圧降下を生じるよう各々異なるクランプ
電圧を有する非対称クランプ素子と、 当該非対称クランプ素子によつて非対称にクラ
ンプされた電圧が入力端子に供給される増幅器
と、 当該増幅器に供給される電源電圧が順方向に印
加されるダイオードであつて、前記ダイオードの
アノード側が前記非対称クランプ素子の前記アノ
ード側と接続された上で、前記増幅器の反転入力
端子に抵抗を介して接続されるダイオードと、 前記電流変成器の２次回路に接続され、直列に
接続されたその中間接続点から前記ダイオードの
カソード側に接地された２個のノズル防止のコン
デンサと、 前記増幅器の非反転入力端子であつて、前記非
対称クランプ素子のカソード側が抵抗を介して接
続される入力端子に直接接続された高周波リツプ
ル除去のコンデンサとを備えた ことを特徴としている。以下図面に基づいて本考
案を詳細に説明する。

第１図は従来の交流電流検出装置例、第２図は
本考案の基盤となつている交流電流検出装置の一
実施例、第３図はCTの２次回路の出力波形例、
第４図は本考案の一実施例、第５図は本考案の演
算増幅器の入力端に入力される波形例を示してい
る。

まず、第１図に基づいて交流電流検出装置の構
成および動作を簡単に説明する。

交流発電機等から負荷に供給される電流Ｉは
CT１により検出され、この検出された交流電圧
は抵抗２および３を介して演算増幅器４の非反転
入力端子及び反転入力端子に入力される。演算増
幅器４によつて増幅された交流電圧は、ダイオー
ド５および抵抗６を介して正電圧のみがコンデン
サ７に供給され、該コンデンサ７によつて正電圧
のピーク値が検出される。この検出されたピーク
値は演算増幅器８の反転入力端子に入力され、非
反転入力端子に供給された基準電圧と比較され
る。前記ピーク値が、例えば基準電圧よりも低い
場合（図示電流Ｉが所定電流値よりも小さい場
合）には、演算増幅器８の出力はＨレベルとな
り、トランジスタ９を導通状態にしてソレノイド
コイル１０を励磁し、例えば図示外の交流発電機
を駆動するエンジンをアイドリング状態にして燃
料の節約を図る。

このように、従来の交流電流検出装置はCT１
によつて検出した交流電圧を半導体素子である演
算増幅器４によつて増幅等の処理を行つているた
め、該演算増幅器４の入力端、例えば反転入力端
子、非反転入力端子等に供給する電圧は、演算増
幅器４に供給する直流電源電圧Ｖc.c.に関係した所
定電圧範囲、例えば−0.4ボルトないし（Ｖc.c.＋
0.4）ボルトの範囲を超えると演算増幅器４を劣
化ないし破壊してしまう。

このため、従来はCT１によつて検出された交
流電圧が所定電圧範囲外にならないように、バリ
スタ１１によつて最大電圧値を制限すると共に、
図示Ａの点に直流バイアス電圧、例えば電源電圧
Ｖc.c.から抵抗１２を介して抵抗１３に電流を供給
し、該抵抗１３に電圧を発生させて演算増幅器４
の非反転入力端子の電圧が前記許容電圧範囲外に
ならないようにしていた。

しかしながら、従来はCT１からの交流出力電
圧がバリスタ１１によつて対称にクランプされて
いたため、クランプされた結果の電圧は正負成分
をもつ矩形波電圧となり、演算増幅器４に入力さ
れる電圧は当該矩形波電圧が前記バイアス電圧に
重畳されたものとなつている。更に、前記バリス
タ１１の場合にはCT１の１次電流が十分に大き
い場合にクランプされた電圧レベルが多少増大す
る傾向をもつ。このため、また前述の如くクラン
プ電圧が非所望に変動すると、この影響も重畳さ
れて、演算増幅器４に対して負の電圧が供給され
てしまうという問題点があつた。

そこで、従来の双方向対称性のバリスタ等を用
いることなく、ツエナ・ダイオード等の非対称ク
ランプ素子を用いると共に、更にバイアス電圧を
印加するのにダイオード等の定電圧性の素子を用
いて改善をはかつたのが、第２図に示された本考
案の基盤となつている交流電流検出装置である。

なお、第１図において、符号１４ないし１８，
２５は抵抗を表してしる。

第２図において、符号１ないし１０，１２，１
４ないし１８は第１図のものに対応しており、演
算増幅器４，８、ソレノイドコイル１０の動作は
第１図のものと同一であるので説明を省略する。

CT１によつて検出された交流電圧の振幅が所
定許容電圧よりも高い場合には、CT１の２次回
路に抵抗２１とツエナ・ダイドード１９とが挿入
された当該ツエナ・ダイドード１９によつて非対
称にクランプ、例えば負方向に0.7ボルト、正方
向に４ボルトのクランプが行われる。この非対称
性のクランプによつて第２図図示Ａの点のバイア
ス電圧は低い電圧でよく、第２図の実施例ではダ
イオード２０の順方向の定電圧降下、例えば0.7
ボルトとして与えている。図示のツエナ・ダイオ
ード１９を用いる場合において、クランプされた
結果の前記負方向の0.7ボルトの値は、CT１の１
次電流が極めて大となつても実質上変化しない。
また、正方向の４ボルトも変化しない。このため
にCT１の１次電流が大となつた場合において、
演算増幅器４に入力される電圧が前述の許容電圧
範囲を超えるおそれがなくなる。

また、第２図の交流電流検出装置では、前述の
如く非対称のツエナ・ダイオード１９等を用いた
ため、交流電流を感度良好に交流電圧の形で検出
できる。即ち、ツエナ・ダイオード１９を流れる
電流は、前述の如く非対称な交流電圧であるため
にCT１の鉄心に対して一種のバイアス磁界を与
えることになり、該バイアス磁界によつて透磁率
がバイアス磁界を与えられない場合に比し大きく
なる。このため、同一の交流電流Ｉを流した場合
に検出される交流電圧の値が大きくなり、いわゆ
るCT１の検出感度が向上することになる。

更に、第２図図示のダイオード２０によつて印
加される図示Ａの点のバイアス電圧がツエナ・ダ
イオード１９によつてクランプされる負方向の電
圧と符号を異にするのみで、ほど等価であり、か
つ低い電圧であるため、簡単な構成により前述し
た所定の電圧範囲に抑え、演算増幅器４の劣化あ
るいは破壊を防止することができる。

しかしながら、第２図の交流電流検出装置にお
いてもCT１の２次回路に発生する誘起電圧自体
は、第３図図示の如く基本波形に高周波のリツプ
ルが重畳されているため、クランプされた形で演
算増幅器４によつて増幅された出力波形も可成り
不安定な波形となり、ソレノイドコイル１０を誤
動作させたり、頻繁にソレノイドコイル１０をス
イツチングさせるなどスイツチング損失を招いて
いた。そして無負荷のとき、図示されていないブ
レーカがオン・オフされると、CT１に電磁誘導
に基づくノイズが発生し、これにより誤動作を惹
起するなどの問題点も残されていた。

本考案は、第１図の交流電流検出装置が有する
問題点を解決すると同時に、第２図の交流電流検
出装置が有する上記の問題点を解決することを目
的としており、これらの問題点を解決したのが第
４図に示された交流電流検出装置の一実施例であ
る。

第４図において、符号１ないし１０，１２，１
４ないし１８は第１図のものに対応し、１９ない
し２１は第２図のものに対応している。

第４図の本考案の交流電流検出装置は第２図の
交流電流検出装置を基礎にしている。そして２個
の直列に接続されたコンデンサ２２，２３の両端
はCT１の２次回路に接続され、かつコンデンサ
２２，２３の中間接続点はアースに接地されてい
る。また演算増幅器４の非反転入力端子とダイオ
ード２０のアノード側との間にコンデンサ２４が
接続されている。

第４図の動作は第２図で説明した通りであり、
新たに付加されたコンデンサ２２，２３によつ
て、前記説明の無負荷のときブレーカをオン・オ
フさせることによりCT１に発生するノズルが除
去される。さらに新たに付加されたコンデンサ２
４は高周波のリツプルをフイルタする作用をも
ち、演算増幅器４の入力端において第５図図示の
如くリツプルを実質上除去してしまう。

新たに付加したコンデンサ２２と２３及び２４
により、外来サージ及びCT１に発生する高周波
成分を取り除くので、交流電流検出装置の動作は
確実なものとなる。

以上説明した如く、本考案によれば、CTによ
つて検出した交流電圧をクランプするのにツエ
ナ・ダイオード等の非対称性クランプ素子を用い
ているため、演算増幅器等の劣化あるいは破壊を
簡単な構成により防止することができると共に、
安定かつ感度良好に交流電流を検出することがで
きる。さらにコンデンサを付加して外来サージ及
びCTに発生する高周波成分を除去するようにし
たので、交流電流検出装置の動作が一層確実とな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の交流電流検出装置例、第２図は
本考案の基礎となつている交流電流検出装置の一
実施例、第３図はCTの２次回路の出力波形例、
第４図は本考案の一実施例、第５図は本考案の演
算増幅器の入力端に入力される波形例を示してい
る。 図中１はCT、２，３，６，１２ないし１８，
２１，２５は抵抗、４，８は演算増幅器、５，２
０はダイオード、７，２２ないし２４はコンデン
サ、９はトランジスタ、１０はソレノイドコイ
ル、１１はバリスタ、１９はツエナ・ダイオード
を表わしている。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 交流電流を検出する電流変成器と、 該電流変成器の２次回路に接続されて正電圧方
   向の電圧によつてカソード側に負方向電圧降下を
   生じかつ負電圧方向の電圧によつてアノード側に
   負方向電圧降下を生じるよう各々異なるクランプ
   電圧を有する非対称クランプ素子と、 当該非対称クランプ素子によつて非対称にクラ
   ンプされた電圧が入力端子に供給される増幅器
   と、 当該増幅器に供給される電源電圧が順方向に印
   加されるダイオードであつて、前記ダイオードの
   アノード側が前記非対称クランプ素子の前記アノ
   ード側と接続された上で、前記増幅器の反転入力
   端子に抵抗を介して接続されるダイオードと、 前記電流変成器の２次回路に接続され、直列に
   接続されたその中間接続点から前記ダイオードの
   カソード側に接地された２個のノズル防止のコン
   デンサと、 前記増幅器の非反転入力端子であつて、前記非
   対称クランプ素子のカソード側が抵抗を介して接
   続される入力端子に直接接続された高周波リツプ
   ル除去のコンデンサとを備えた ことを特徴とする交流電流検出装置。