JPH0587915A - ドツプラ・レーダ速度センサ - Google Patents
ドツプラ・レーダ速度センサInfo
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- JPH0587915A JPH0587915A JP4063566A JP6356692A JPH0587915A JP H0587915 A JPH0587915 A JP H0587915A JP 4063566 A JP4063566 A JP 4063566A JP 6356692 A JP6356692 A JP 6356692A JP H0587915 A JPH0587915 A JP H0587915A
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- directions
- signal
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
- G01S13/58—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems
- G01S13/60—Velocity or trajectory determination systems; Sense-of-movement determination systems wherein the transmitter and receiver are mounted on the moving object, e.g. for determining ground speed, drift angle, ground track
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- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ドップラレーダ速度センサを構成する構成部
品を削減してコストの逓減をはかる。 【構成】 本発明に係る陸上車輌用ドップラレーダ速度
センサは、アンテナ・システム（２）に連結されるレー
ダ送信機／受信機回路（１）を具え、信号源（３）から
の高周波エネルギーはアンテナ・システムにより正方向
（９）および逆方向(10)に送信され、これらの方向から
反射されたエネルギーが、車輌速度を表わす１対のドッ
プラ周波数成分を生ずるよう混合器回路配置（８）で送
信されたエネルギーのサンプル値と混合されるととも
に、これら成分が常に相互に異なった周波数を有し、そ
れによって混合器回路配置を１対のクアドラチュア混合
器として構成しなくて確実にすむように、前記正方向お
よび逆方向の車輌移動方向とのなす角度を異ならしめ
る。
品を削減してコストの逓減をはかる。 【構成】 本発明に係る陸上車輌用ドップラレーダ速度
センサは、アンテナ・システム（２）に連結されるレー
ダ送信機／受信機回路（１）を具え、信号源（３）から
の高周波エネルギーはアンテナ・システムにより正方向
（９）および逆方向(10)に送信され、これらの方向から
反射されたエネルギーが、車輌速度を表わす１対のドッ
プラ周波数成分を生ずるよう混合器回路配置（８）で送
信されたエネルギーのサンプル値と混合されるととも
に、これら成分が常に相互に異なった周波数を有し、そ
れによって混合器回路配置を１対のクアドラチュア混合
器として構成しなくて確実にすむように、前記正方向お
よび逆方向の車輌移動方向とのなす角度を異ならしめ
る。
Description
【０００１】
【技術分野】この発明は、陸上車輌用であって、アンテ
ナ・システムから両者とも地面と交差する第１および第
２の方向それぞれ共通の信号源から導出される高周波信
号の第１および第２のビームを送信し、地面と平行にあ
る第３の方向での前記アンテナ・システムの速度につい
ての情報を得るため、前記第１および第２の方向から前
記アンテナ・システムにより受信される反射された前記
高周波信号を処理する送信／受信前記アンテナ・システ
ムに連結されるレーダ送信機／受信機回路を具え、前記
第１および第２の方向が前記第３の方向の与えられた向
きとそれぞれ鋭角と鈍角をなし、前記レーダ送信機／受
信機回路が前記第１および第２の方向それぞれの前記ア
ンテナ・システムの速度を表わす周波数を有する一対の
ドップラ周波数成分を持ったビート信号を発生させるた
め、前記共通の信号源から導出される基準信号と受信さ
れた信号を混合するための混合器回路配置と、前記ビー
ト信号のスペクトルから前記第３の方向におけるアンテ
ナ・システムの速度を決定するためのスペクトル分析を
含むデジタルデータ処理手段とを具えるドップラ・レー
ダ速度センサに関するものである。
ナ・システムから両者とも地面と交差する第１および第
２の方向それぞれ共通の信号源から導出される高周波信
号の第１および第２のビームを送信し、地面と平行にあ
る第３の方向での前記アンテナ・システムの速度につい
ての情報を得るため、前記第１および第２の方向から前
記アンテナ・システムにより受信される反射された前記
高周波信号を処理する送信／受信前記アンテナ・システ
ムに連結されるレーダ送信機／受信機回路を具え、前記
第１および第２の方向が前記第３の方向の与えられた向
きとそれぞれ鋭角と鈍角をなし、前記レーダ送信機／受
信機回路が前記第１および第２の方向それぞれの前記ア
ンテナ・システムの速度を表わす周波数を有する一対の
ドップラ周波数成分を持ったビート信号を発生させるた
め、前記共通の信号源から導出される基準信号と受信さ
れた信号を混合するための混合器回路配置と、前記ビー
ト信号のスペクトルから前記第３の方向におけるアンテ
ナ・システムの速度を決定するためのスペクトル分析を
含むデジタルデータ処理手段とを具えるドップラ・レー
ダ速度センサに関するものである。
【０００２】
【背景技術】この種の公知センサの１つはヨーロッパ特
許公開(EP-A)第371346号明細書に開示されている。この
公知のセンサのアンテナ・システムは第１および第２の
ビームが名目上共通の平面に横たわる第１および第２の
方向で地面に対し方向付けられるように車両の下に載置
される（現実には、勿論、この理想的な位置どりはビー
ムの有限の幅に起因して存在し得ない）。その共通の平
面は名目上垂直面（地面に対し垂直）で、車輌の長手方
向、すなわち正方向／逆方向移動の方向（第３の方向）
に延在する。前記第１および第２の方向はその名目上の
垂直面で互いに反対側に横たわり前記第３の方向と同じ
角度、いわゆる“ジェーナス”形態をなしている。従っ
て１つのビームは水平と角度θで正方向に方向付けら
れ、他のビームは水平と角度θで逆方向に方向付けら
れ、１つのビームが正方向または逆方向と角度θをなす
とすれば、他のビームは正方向または逆方向と角度（18
0 °−θ）をなす。与えられた時間に車輌が正方向速度
ｖH と下向きの速度ｖv を有するとすれば、正方向ビー
ムのドップラ周波数偏倚は２ｆ0 （ｖH cos θ＋ｖv si
n θ）／ｃだろうし、逆方向ビームのドップラ周波数偏
倚は２ｆ0 （ｖH cos （180 °−θ）＋ｖv sin θ）／
ｃ＝２ｆ0 （−ｖH cos θ＋ｖv sin θ）／ｃで、ここ
で２ｆ0 は前記高周波信号の周波数、ｃは光の速度であ
る。かくて混合処理の結果はこれらのドップラ周波数成
分を有するビート信号である。ｆ0 とθが既知であれ
ば、ｖH がこれら周波数成分の周波数を決定し他方から
一方を減算することにより計算される（これによって垂
直方向の動きの影響は排除される）。より詳細にはｖH
＝ｃΔｆD ／（４ｆ0 cosθ) 、ここでΔｆD は２つの
ドップラ周波数間の差である。
許公開(EP-A)第371346号明細書に開示されている。この
公知のセンサのアンテナ・システムは第１および第２の
ビームが名目上共通の平面に横たわる第１および第２の
方向で地面に対し方向付けられるように車両の下に載置
される（現実には、勿論、この理想的な位置どりはビー
ムの有限の幅に起因して存在し得ない）。その共通の平
面は名目上垂直面（地面に対し垂直）で、車輌の長手方
向、すなわち正方向／逆方向移動の方向（第３の方向）
に延在する。前記第１および第２の方向はその名目上の
垂直面で互いに反対側に横たわり前記第３の方向と同じ
角度、いわゆる“ジェーナス”形態をなしている。従っ
て１つのビームは水平と角度θで正方向に方向付けら
れ、他のビームは水平と角度θで逆方向に方向付けら
れ、１つのビームが正方向または逆方向と角度θをなす
とすれば、他のビームは正方向または逆方向と角度（18
0 °−θ）をなす。与えられた時間に車輌が正方向速度
ｖH と下向きの速度ｖv を有するとすれば、正方向ビー
ムのドップラ周波数偏倚は２ｆ0 （ｖH cos θ＋ｖv si
n θ）／ｃだろうし、逆方向ビームのドップラ周波数偏
倚は２ｆ0 （ｖH cos （180 °−θ）＋ｖv sin θ）／
ｃ＝２ｆ0 （−ｖH cos θ＋ｖv sin θ）／ｃで、ここ
で２ｆ0 は前記高周波信号の周波数、ｃは光の速度であ
る。かくて混合処理の結果はこれらのドップラ周波数成
分を有するビート信号である。ｆ0 とθが既知であれ
ば、ｖH がこれら周波数成分の周波数を決定し他方から
一方を減算することにより計算される（これによって垂
直方向の動きの影響は排除される）。より詳細にはｖH
＝ｃΔｆD ／（４ｆ0 cosθ) 、ここでΔｆD は２つの
ドップラ周波数間の差である。
【０００３】前記ヨーロッパ公開特許第371346号明細書
に記載されたセンサでは、その混合器回路配置はクアド
ラチャに(in quadrature) 動作する一対の混合器を具
え、それはすなわち２相(dual-phase)回路配置である。
その明細書添付の図５に図示されているセンサでは、２
つの混合器の出力信号はＡ／Ｄ変換後高速フーリエ変換
計算回路配置の実数部および虚数部信号成分入力それぞ
れに印加され、ここでその計算回路配置は公知のごとく
一連のフィルタを効果的に構成し、その結果複数の混合
器出力信号をそれぞれのスペクトル成分に有効に分析す
る。クアドラチュア混合器(quadrature mixer)はよく知
られている方法で正のおよび負の周波数（それぞれ零よ
り大きなまたはより小さなドップラ周波数偏倚）間の区
別がなされ、そのドップラ周波数偏倚が各混合器で零の
まわりで有効に折畳まれるように使用される。しかしな
がらかかるクアドラチュア混合器や結果として混合器出
力信号通路に必要とされる一対の部品、例えばフィル
タ、Ａ／Ｄ変換器などのコストは全センサのコスト中か
なりの割合を占めており、本願発明の目的はこの問題を
軽減しようとするものである。
に記載されたセンサでは、その混合器回路配置はクアド
ラチャに(in quadrature) 動作する一対の混合器を具
え、それはすなわち２相(dual-phase)回路配置である。
その明細書添付の図５に図示されているセンサでは、２
つの混合器の出力信号はＡ／Ｄ変換後高速フーリエ変換
計算回路配置の実数部および虚数部信号成分入力それぞ
れに印加され、ここでその計算回路配置は公知のごとく
一連のフィルタを効果的に構成し、その結果複数の混合
器出力信号をそれぞれのスペクトル成分に有効に分析す
る。クアドラチュア混合器(quadrature mixer)はよく知
られている方法で正のおよび負の周波数（それぞれ零よ
り大きなまたはより小さなドップラ周波数偏倚）間の区
別がなされ、そのドップラ周波数偏倚が各混合器で零の
まわりで有効に折畳まれるように使用される。しかしな
がらかかるクアドラチュア混合器や結果として混合器出
力信号通路に必要とされる一対の部品、例えばフィル
タ、Ａ／Ｄ変換器などのコストは全センサのコスト中か
なりの割合を占めており、本願発明の目的はこの問題を
軽減しようとするものである。
【０００４】
【発明の開示】本願発明によれば冒頭に規定したドップ
ラ・レーダ速度センサは、前記鋭角と鈍角の合計が180
°ではなく、前記混合器回路配置が単相混合器回路配置
であることを特徴とするものである（“単相混合器回路
配置”はいわゆる“平衡のとれた”混合器回路配置を含
むものと理解されるべきである）。
ラ・レーダ速度センサは、前記鋭角と鈍角の合計が180
°ではなく、前記混合器回路配置が単相混合器回路配置
であることを特徴とするものである（“単相混合器回路
配置”はいわゆる“平衡のとれた”混合器回路配置を含
むものと理解されるべきである）。
【０００５】今や、２つのビームが第一にジェーナス型
(Janus type)形態により得られる利点を全くはこわさな
いで、水平とのなす角θをもはや等しくせず、このこと
が次に先行技術のセンサに使用される２つの混合器のう
ちの１つからその特定の出力信号通路に別途必要とされ
てきた部品を排除することが可能であるように、先行技
術のセンサに使用される“ジェーナス”ビーム形態を修
正することが可能であることがわかってきた。ひき出さ
れる利点は車輌のチルト(tilt)の影響に対し削減された
感度にある。例えば、もし公知のセンサで角度Δθだけ
チルトされると２つのビームのドップラ周波数偏倚間の
差ΔｆD は4f0 （ｖH cos θ cosΔθ＋ｖv cos θ sin
Δθ）／ｃとなることが容易にわかり、ここで各記号は
前に説明したと同じ意味である。ここでΔｆDはチルト
の角度Δθに２次オーダ程度の依存度のみを有すること
は明らかであろうし、その角度は多くの車輌でたかだか
プラスまたはマイナス３°で積荷とか突然の制動などに
起因して生じるものである。この２次オーダの依存度
は、ΔｆD が垂直速度ｖv に依存するということを犠牲
にしても、２つのビームが水平ともはや等しい角度を有
しないように、Δθの不変の“チルト”が前記２つのビ
ームの目標方向でたとえ定められたとしても維持され
る。ΔｆD のｖv への依存度はｖv がｖH の大抵の値に
対して非常に小さいので多くの場合左程問題にはならな
い。さらに時間的平均が許されるならばこの依存度はそ
の平均により排除され、この時ｖv の平均は勿論零であ
る。公知のセンサの２つのビームの目標方向に不変の
“チルト”を設定すると、それは正方向または逆方向の
動きに起因する２つのビームのドップラ周波数偏倚の絶
対値（丁度指摘されてきているようにそれは普通全ドッ
プラ偏倚に優先的に帰寄する）が常に互いに異なり、こ
れらの偏倚が単相混合器回路配置の出力信号のスペクト
ル解析によりそして２つのスペクトル成分が混合器の出
力で互いに打消し合う（これらの成分が等しい周波数で
あればおこる）という危険なしに個々に決定されるとい
う利点を有する。
(Janus type)形態により得られる利点を全くはこわさな
いで、水平とのなす角θをもはや等しくせず、このこと
が次に先行技術のセンサに使用される２つの混合器のう
ちの１つからその特定の出力信号通路に別途必要とされ
てきた部品を排除することが可能であるように、先行技
術のセンサに使用される“ジェーナス”ビーム形態を修
正することが可能であることがわかってきた。ひき出さ
れる利点は車輌のチルト(tilt)の影響に対し削減された
感度にある。例えば、もし公知のセンサで角度Δθだけ
チルトされると２つのビームのドップラ周波数偏倚間の
差ΔｆD は4f0 （ｖH cos θ cosΔθ＋ｖv cos θ sin
Δθ）／ｃとなることが容易にわかり、ここで各記号は
前に説明したと同じ意味である。ここでΔｆDはチルト
の角度Δθに２次オーダ程度の依存度のみを有すること
は明らかであろうし、その角度は多くの車輌でたかだか
プラスまたはマイナス３°で積荷とか突然の制動などに
起因して生じるものである。この２次オーダの依存度
は、ΔｆD が垂直速度ｖv に依存するということを犠牲
にしても、２つのビームが水平ともはや等しい角度を有
しないように、Δθの不変の“チルト”が前記２つのビ
ームの目標方向でたとえ定められたとしても維持され
る。ΔｆD のｖv への依存度はｖv がｖH の大抵の値に
対して非常に小さいので多くの場合左程問題にはならな
い。さらに時間的平均が許されるならばこの依存度はそ
の平均により排除され、この時ｖv の平均は勿論零であ
る。公知のセンサの２つのビームの目標方向に不変の
“チルト”を設定すると、それは正方向または逆方向の
動きに起因する２つのビームのドップラ周波数偏倚の絶
対値（丁度指摘されてきているようにそれは普通全ドッ
プラ偏倚に優先的に帰寄する）が常に互いに異なり、こ
れらの偏倚が単相混合器回路配置の出力信号のスペクト
ル解析によりそして２つのスペクトル成分が混合器の出
力で互いに打消し合う（これらの成分が等しい周波数で
あればおこる）という危険なしに個々に決定されるとい
う利点を有する。
【０００６】
【実施例】以下添付図面を参照し実施例により本発明を
詳細に説明する。図１図示陸上車輌用ドップラ・レーダ
速度センサは送信／受信アンテナ・システム２に連結さ
れるレーダ送信機／受信機回路１を具えている。回路１
は高周波(R.F.)信号源３を含み、その出力周波数ｆ0 は
例えば24GHz の領域であってよい。信号源３の出力４は
フィーダ５によりアンテナ・システム２に連結され、信
号源３の出力信号の一部はカップラ６により取出され、
基準信号として単相混合器回路配置８の第１入力７へ印
加される。
詳細に説明する。図１図示陸上車輌用ドップラ・レーダ
速度センサは送信／受信アンテナ・システム２に連結さ
れるレーダ送信機／受信機回路１を具えている。回路１
は高周波(R.F.)信号源３を含み、その出力周波数ｆ0 は
例えば24GHz の領域であってよい。信号源３の出力４は
フィーダ５によりアンテナ・システム２に連結され、信
号源３の出力信号の一部はカップラ６により取出され、
基準信号として単相混合器回路配置８の第１入力７へ印
加される。
【０００７】アンテナ・システム２はいわゆる“ジェー
ナス”型のビーム形態を発生し、共平面内にかつ共面内
にある軸11の両側に横たわる第１および第２の方向９と
10それぞれにエネルギーが放射される。しかしながら、
通常のジェーナス型のアンテナ・システムに対比して、
方向９と10とは軸11に対して、それ故軸11が鉛直方向で
下向きを示すような方法でアンテナ・システム２が陸上
車輌の下に載置される時には、地面（破線12で示されて
いる) に対して相互に異なった角をなしている。このよ
うな状況では方向９と10は地面に対しそれぞれ（θ−Δ
θ）と（θ＋Δθ）の角度をなしここでΔθは少なくと
も３°例えば５°である。かくて地面12と方向９および
10を含む平面との両者に平行な方向15の与えられた向き
（図１で右方へ方向づけられた向き）と方向９および10
とのなす角の合計は、鈍角(180°−（θ−Δθ））と鋭
角（θ＋Δθ）との合計、すなわち（180 °＋２Δθ）
で、方向15の反対の向きと方向９および10とのなす角の
合計は鋭角（θ−Δθ）と鈍角(180°−（θ＋Δ
θ））、すなわち（180 °−２Δθ）である。かくて方
向９および10と方向15のいずれか一方の向きとのなす鋭
角と鈍角の合計は180 °と２Δθだけ異なり、ここで２
Δθは少なくとも６°、例えば10°である。
ナス”型のビーム形態を発生し、共平面内にかつ共面内
にある軸11の両側に横たわる第１および第２の方向９と
10それぞれにエネルギーが放射される。しかしながら、
通常のジェーナス型のアンテナ・システムに対比して、
方向９と10とは軸11に対して、それ故軸11が鉛直方向で
下向きを示すような方法でアンテナ・システム２が陸上
車輌の下に載置される時には、地面（破線12で示されて
いる) に対して相互に異なった角をなしている。このよ
うな状況では方向９と10は地面に対しそれぞれ（θ−Δ
θ）と（θ＋Δθ）の角度をなしここでΔθは少なくと
も３°例えば５°である。かくて地面12と方向９および
10を含む平面との両者に平行な方向15の与えられた向き
（図１で右方へ方向づけられた向き）と方向９および10
とのなす角の合計は、鈍角(180°−（θ−Δθ））と鋭
角（θ＋Δθ）との合計、すなわち（180 °＋２Δθ）
で、方向15の反対の向きと方向９および10とのなす角の
合計は鋭角（θ−Δθ）と鈍角(180°−（θ＋Δ
θ））、すなわち（180 °−２Δθ）である。かくて方
向９および10と方向15のいずれか一方の向きとのなす鋭
角と鈍角の合計は180 °と２Δθだけ異なり、ここで２
Δθは少なくとも６°、例えば10°である。
【０００８】方向９および10のいずれか一方からシステ
ム２へ地面で反射して戻ってきた送信エネルギーのなに
がしかはフィーダ５とカップラ14とを介して混合器８の
第２の入力13へ連結される。混合器８はそれで方向９お
よび10から受取られる反射信号を出力16でビート信号を
発生させるため入力７に印加される信号源からの基準信
号と混合する。このビート信号は方向９および10それぞ
れでアンテナ・システム２の速度を表わすドップラ周波
数成分の対を具えるであろう。事実システム２が方向15
の左方への向きに速度ｖH で動いていると（その方向は
例えばセンサ１，２が載置されている車輌の正方向／逆
方向進行であることができる）、これら成分は２ｆ0 ｖ
H (cos（θ−Δθ））／ｃおよび２ｆ0 ｖH (cos（θ＋
Δθ））／ｃそれぞれで表わされるだろう。
ム２へ地面で反射して戻ってきた送信エネルギーのなに
がしかはフィーダ５とカップラ14とを介して混合器８の
第２の入力13へ連結される。混合器８はそれで方向９お
よび10から受取られる反射信号を出力16でビート信号を
発生させるため入力７に印加される信号源からの基準信
号と混合する。このビート信号は方向９および10それぞ
れでアンテナ・システム２の速度を表わすドップラ周波
数成分の対を具えるであろう。事実システム２が方向15
の左方への向きに速度ｖH で動いていると（その方向は
例えばセンサ１，２が載置されている車輌の正方向／逆
方向進行であることができる）、これら成分は２ｆ0 ｖ
H (cos（θ−Δθ））／ｃおよび２ｆ0 ｖH (cos（θ＋
Δθ））／ｃそれぞれで表わされるだろう。
【０００９】これらの値を有する周波数成分はアンテナ
・システムが方向15の別の向きに速度ｖH で動くとすれ
ばその場合また得られるであろう。かくてｆ0 ，θおよ
びΔθが既知であれば、これら周波数成分のいずれか一
方の値ｆD1またはｆD2から原理的にｖH は計算すること
ができ、それはｖH ＝ｆD1ｃ／（２ｆ0 cos （θ−Δ
θ））＝ｆD2ｃ／（２ｆ0 cos （θ＋Δθ））である。
しかしながら、前に指摘されたごとく、公称値からのΔ
θにおける偏倚に対して感度の低いｖH の値はｆ D1とｆ
D2の両者が考慮にいれられると、２ｆ0 ｖH （cos （θ
−Δθ）＋cos （θ＋Δθ））＝ｃ（ｆD1＋ｆD2）が得
られ、それでｖH ＝ｃ（ｆD1＋ｆD2）／（４ｆ0 cos θ
cosΔθ）となる。
・システムが方向15の別の向きに速度ｖH で動くとすれ
ばその場合また得られるであろう。かくてｆ0 ，θおよ
びΔθが既知であれば、これら周波数成分のいずれか一
方の値ｆD1またはｆD2から原理的にｖH は計算すること
ができ、それはｖH ＝ｆD1ｃ／（２ｆ0 cos （θ−Δ
θ））＝ｆD2ｃ／（２ｆ0 cos （θ＋Δθ））である。
しかしながら、前に指摘されたごとく、公称値からのΔ
θにおける偏倚に対して感度の低いｖH の値はｆ D1とｆ
D2の両者が考慮にいれられると、２ｆ0 ｖH （cos （θ
−Δθ）＋cos （θ＋Δθ））＝ｃ（ｆD1＋ｆD2）が得
られ、それでｖH ＝ｃ（ｆD1＋ｆD2）／（４ｆ0 cos θ
cosΔθ）となる。
【００１０】公称値からのなんらかの偏倚はその結果ｆ
D1とｆD2での反対方向の変化となり、それで計算上これ
ら変化の影響は互いに相殺される。従ってｆD1とｆD2の
両者はこの実施例では考慮されており、この目的で混合
器８の出力16に現われるビート信号は増幅器18の増幅と
フィルタ19の低域通過フィルタ後Ａ／Ｄ変換器17へ印加
される。変換器17にはプログラムされたマイクロコンピ
ュータ21の出力20からの変換制御パルスが印加され、こ
れらパルスはまた２Ｎ点の高速フーリエ変換(Fast Four
ier Transform,FFT) 計算回路22へクロックパルスとし
て印加される。変換器17のデジタルデータ出力23はFFT-
計算回路22のデータ入力24へ接続され、回路22のデータ
出力25はマイクロコンピュータ21のデータ入力26へ接続
される。マイクロコンピュータ21の出力部は参照番号27
で示されている。
D1とｆD2での反対方向の変化となり、それで計算上これ
ら変化の影響は互いに相殺される。従ってｆD1とｆD2の
両者はこの実施例では考慮されており、この目的で混合
器８の出力16に現われるビート信号は増幅器18の増幅と
フィルタ19の低域通過フィルタ後Ａ／Ｄ変換器17へ印加
される。変換器17にはプログラムされたマイクロコンピ
ュータ21の出力20からの変換制御パルスが印加され、こ
れらパルスはまた２Ｎ点の高速フーリエ変換(Fast Four
ier Transform,FFT) 計算回路22へクロックパルスとし
て印加される。変換器17のデジタルデータ出力23はFFT-
計算回路22のデータ入力24へ接続され、回路22のデータ
出力25はマイクロコンピュータ21のデータ入力26へ接続
される。マイクロコンピュータ21の出力部は参照番号27
で示されている。
【００１１】マイクロコンピュータ21はなかんずくその
出力20に一連の２Ｎのパルスを周期的に発生するようプ
ログラムされる。発生されたかかる一連のパルスごとに
Ａ／Ｄ変換器17は混合器８の増幅されフィルタされた出
力信号の２Ｎのデジタルサンプル値の組をFFT-計算回路
22に供給し、回路22はそれに応答してその出力25にＮ点
の複素数に比べて単純な高速フーリエ変換された値を発
生する。知られているように、かかる変換値は効果的に
一群のＮのフィルタを構成し、混合器８の出力信号は有
効にスペクトル的にＮの周波数領域に分解される。図2a
と図2bは回路22の出力信号が速度ｖH の比較的低い値お
よび比較的高い値それぞれについてそれがいかように表
われるかを線図的に示しており、FFT の各点の振幅Ａは
各々の場合横座標にそう対応する点の数ｎに対して縦座
標にプロットされている。両者の場合回路22の出力信号
は図１のビーム９および10それぞれのドップラ周波数偏
倚ｆD1およびｆD2に対応するFFT 出力周波数領域上に中
心を有する一対のピークを有効に具えている（各ピーク
はビーム９もビーム10も理想的なペンシル(pencil)状の
ビームでないことに起因していくらかひろがっている
が、著じるしくは発散していない) 。ビーム９に起因す
るピークはそれが地面に対しより浅い角度で入射するた
めより低い振幅を有する。
出力20に一連の２Ｎのパルスを周期的に発生するようプ
ログラムされる。発生されたかかる一連のパルスごとに
Ａ／Ｄ変換器17は混合器８の増幅されフィルタされた出
力信号の２Ｎのデジタルサンプル値の組をFFT-計算回路
22に供給し、回路22はそれに応答してその出力25にＮ点
の複素数に比べて単純な高速フーリエ変換された値を発
生する。知られているように、かかる変換値は効果的に
一群のＮのフィルタを構成し、混合器８の出力信号は有
効にスペクトル的にＮの周波数領域に分解される。図2a
と図2bは回路22の出力信号が速度ｖH の比較的低い値お
よび比較的高い値それぞれについてそれがいかように表
われるかを線図的に示しており、FFT の各点の振幅Ａは
各々の場合横座標にそう対応する点の数ｎに対して縦座
標にプロットされている。両者の場合回路22の出力信号
は図１のビーム９および10それぞれのドップラ周波数偏
倚ｆD1およびｆD2に対応するFFT 出力周波数領域上に中
心を有する一対のピークを有効に具えている（各ピーク
はビーム９もビーム10も理想的なペンシル(pencil)状の
ビームでないことに起因していくらかひろがっている
が、著じるしくは発散していない) 。ビーム９に起因す
るピークはそれが地面に対しより浅い角度で入射するた
めより低い振幅を有する。
【００１２】マイクロコンピュータ21は速度ｖH の対応
する値を決定するため、回路22により発生されるかかる
FFT を各々査定するようプログラムされている。この目
的で、その記憶メモリは速度ｖH の可能な値の全領域を
カバーするＮの等間隔にはなれた各値を速度ｖH が有す
る時期待されるFFT のテンプレートを有し、新しいFFT
が回路22により発生される時はいつも図３の流れ線図に
示される一連のステップを実行するよう配置されてい
る。FFT の実際の形成は図３の流れ線図に完全に含まれ
ている。
する値を決定するため、回路22により発生されるかかる
FFT を各々査定するようプログラムされている。この目
的で、その記憶メモリは速度ｖH の可能な値の全領域を
カバーするＮの等間隔にはなれた各値を速度ｖH が有す
る時期待されるFFT のテンプレートを有し、新しいFFT
が回路22により発生される時はいつも図３の流れ線図に
示される一連のステップを実行するよう配置されてい
る。FFT の実際の形成は図３の流れ線図に完全に含まれ
ている。
【００１３】図３における各ブロックは以下の意味を有
する。 30−スタート 31−査定速度ｖH を零にセットしこの査定速度を出力部
27に出力する。 32−回路22により新しいFFT の計算を制御する。 33−査定速度に対応するテンプレートで新しいFFT の相
関係数を計算する。 34−査定速度を増加する。 35−最新の査定速度、すなわちステップ34の結果に対応
するテンプレートで新しいFFT の相関係数を計算する。 36−より悪い相関か？ 37−最新の査定速度を増加する。 38−最新の査定速度、すなわちステップ37の結果に対応
するテンプレートで新しいFFT の相関係数を計算する。 39−より悪い相関か？ 40−最新の査定速度を削減し出力部27に結果を出力す
る。 41−最新の査定速度を削減する。 42−最新の査定速度、すなわちステップ41の結果に対応
するテンプレートで新しいFFT の相関係数を計算する。 43−より悪い相関か？ 44−最新の査定速度を増加し、出力部27に結果を出力す
る。
する。 30−スタート 31−査定速度ｖH を零にセットしこの査定速度を出力部
27に出力する。 32−回路22により新しいFFT の計算を制御する。 33−査定速度に対応するテンプレートで新しいFFT の相
関係数を計算する。 34−査定速度を増加する。 35−最新の査定速度、すなわちステップ34の結果に対応
するテンプレートで新しいFFT の相関係数を計算する。 36−より悪い相関か？ 37−最新の査定速度を増加する。 38−最新の査定速度、すなわちステップ37の結果に対応
するテンプレートで新しいFFT の相関係数を計算する。 39−より悪い相関か？ 40−最新の査定速度を削減し出力部27に結果を出力す
る。 41−最新の査定速度を削減する。 42−最新の査定速度、すなわちステップ41の結果に対応
するテンプレートで新しいFFT の相関係数を計算する。 43−より悪い相関か？ 44−最新の査定速度を増加し、出力部27に結果を出力す
る。
【００１４】かくて、スイッチ・オンで現在の査定速度
は零にセットされ、この値は例えば表示のため出力部27
に出力される（ステップ31）。回路22は次に新しいFFT
を計算すべく制御され、最新の査定速度（初期値は零）
に対応するテンプレートでこの相関係数が計算される
（ステップ32と33) 。ステップ34−36はより増加した査
定速度に対応するテンプレートでより悪い相関が得られ
るかどうかが決定される。これがそうでないと（テスト
36からのＮ出力）、ステップ34−36がより悪い相関が得
られるまでステップ37−39で有効に繰り返される。より
悪い相関が発生する時（テスト39からのＹ出力）は、最
新の査定速度は削減されその結果が表示などのため出力
部27に出力され（ステップ40) 、その後新しいFFT が計
算され（ステップ32) そしてその処理が反復する。他方
テスト36の結果が肯定（Ｙ）ならステップ41−43は確か
に削減された査定速度に対応するテンプレートでより悪
い相関が得られるかどうかが決定される。このことが肯
定されると（テスト43からのＹ出力）最新の査定速度は
増加されその結果は表示等のため出力部27に出力される
（ステップ44) 。正味の結果は毎回新しいFFT が回路22
によって計算され、記憶されたテンプレートのどれが最
もよい相関を有するかをコンピュータ21が査定し対応す
る速度をその出力部27に出力して終わる。
は零にセットされ、この値は例えば表示のため出力部27
に出力される（ステップ31）。回路22は次に新しいFFT
を計算すべく制御され、最新の査定速度（初期値は零）
に対応するテンプレートでこの相関係数が計算される
（ステップ32と33) 。ステップ34−36はより増加した査
定速度に対応するテンプレートでより悪い相関が得られ
るかどうかが決定される。これがそうでないと（テスト
36からのＮ出力）、ステップ34−36がより悪い相関が得
られるまでステップ37−39で有効に繰り返される。より
悪い相関が発生する時（テスト39からのＹ出力）は、最
新の査定速度は削減されその結果が表示などのため出力
部27に出力され（ステップ40) 、その後新しいFFT が計
算され（ステップ32) そしてその処理が反復する。他方
テスト36の結果が肯定（Ｙ）ならステップ41−43は確か
に削減された査定速度に対応するテンプレートでより悪
い相関が得られるかどうかが決定される。このことが肯
定されると（テスト43からのＹ出力）最新の査定速度は
増加されその結果は表示等のため出力部27に出力される
（ステップ44) 。正味の結果は毎回新しいFFT が回路22
によって計算され、記憶されたテンプレートのどれが最
もよい相関を有するかをコンピュータ21が査定し対応す
る速度をその出力部27に出力して終わる。
【００１５】正確に較正された速度メータを備えた車輌
に供試センサを積載し、車輌を関連した各速度で走ら
せ、各速度で得られたFFT を記憶することにより種々の
テンプレートが発生される。ｖH が前述のＮの等間隔に
離れた各値を有する時期待されるFFT の実際の個々のテ
ンプレートを含む代わりに、マイクロコンピュータ21の
記憶が関連する査定速度と一致するように適切な因子に
よって時間ごとにシール(seal)される模範的な単一のテ
ンプレートのみを含んでいてもよい。このことは明らか
に記憶領域の節約となり、テンプレートの組の各要素は
それが必要とされるような場合のみかそれが必要とされ
る時に発生される。
に供試センサを積載し、車輌を関連した各速度で走ら
せ、各速度で得られたFFT を記憶することにより種々の
テンプレートが発生される。ｖH が前述のＮの等間隔に
離れた各値を有する時期待されるFFT の実際の個々のテ
ンプレートを含む代わりに、マイクロコンピュータ21の
記憶が関連する査定速度と一致するように適切な因子に
よって時間ごとにシール(seal)される模範的な単一のテ
ンプレートのみを含んでいてもよい。このことは明らか
に記憶領域の節約となり、テンプレートの組の各要素は
それが必要とされるような場合のみかそれが必要とされ
る時に発生される。
【００１６】図１の高周波信号源３の出力周波数ｆ0 が
24GHzの領域の与えられた条件では、角度θは35°、偏
倚Δθは５°、回路22は19kHz のサンプリングレートを
使用して約100ms 毎に新しい512 点のFFT を計算するよ
う制御された。もし望まれるならばＡ／Ｄ変換器17のサ
ンプリングレート、それ故に回路22により計算されるFF
T によりカバーされる全周波数領域は車輌速度ｖH のよ
り高い値用に高められてもよく、それでFFT によりカバ
ーされる周波数領域は比較的低い場合比較的高い場合そ
れぞれで実際に要求されるそれらに適用される。高速フ
ーリエ変換によりＡ／Ｄ変換器17の出力信号のスペクト
ル解析を実行することは勿論本質的なことではない。こ
の代わりの例としてはオックスホード大学のナショナル
アルゴリズム グループ(National Algorithms Group
s(NAG))から得られる最大尤度アルゴリズム(maximum li
kelihood algorithms(MLA))およびいわゆるMUSIC のよ
うな種々のソフトウェアパッケージがある。さらに与え
られたスペクトルがどの速度に対応するかを決定するた
めテンポレートを使用するのは勿論本質的なことではな
い。別に例えば２つの対応する曲線の“重心”を計算す
ることにより２つのピーク（図２参照）の位置を決定す
ることもそうである。
24GHzの領域の与えられた条件では、角度θは35°、偏
倚Δθは５°、回路22は19kHz のサンプリングレートを
使用して約100ms 毎に新しい512 点のFFT を計算するよ
う制御された。もし望まれるならばＡ／Ｄ変換器17のサ
ンプリングレート、それ故に回路22により計算されるFF
T によりカバーされる全周波数領域は車輌速度ｖH のよ
り高い値用に高められてもよく、それでFFT によりカバ
ーされる周波数領域は比較的低い場合比較的高い場合そ
れぞれで実際に要求されるそれらに適用される。高速フ
ーリエ変換によりＡ／Ｄ変換器17の出力信号のスペクト
ル解析を実行することは勿論本質的なことではない。こ
の代わりの例としてはオックスホード大学のナショナル
アルゴリズム グループ(National Algorithms Group
s(NAG))から得られる最大尤度アルゴリズム(maximum li
kelihood algorithms(MLA))およびいわゆるMUSIC のよ
うな種々のソフトウェアパッケージがある。さらに与え
られたスペクトルがどの速度に対応するかを決定するた
めテンポレートを使用するのは勿論本質的なことではな
い。別に例えば２つの対応する曲線の“重心”を計算す
ることにより２つのピーク（図２参照）の位置を決定す
ることもそうである。
【００１７】数多くの構成が図１のアンテナ・システム
２について可能である。例えば対称的に方向付けられた
ビームの発生にもかかわらずヨーロッパ特許公開(EP-A)
第371346号の図１に線図的に示されているように、それ
はビーム９および10をそれぞれ規定する２つの物理的に
はなれた部分を備えていてもよい。また代案として前記
EP-A第371346号にまた開示されているように水平に対し
角度Δθで積載されている適切に離れたマイクロストリ
ップライン放射体の単一のアレイを具えていてもよい。
しかしながら、好適にはそれが唯一の放射体の平面アレ
イ、例えばたとえそれが各目的に水平に積載されている
としても、それが水平と異なった角度をなす１対のビー
ムを規定するような方法で構成される導波管のスロット
の１列を具えているものである。ｎスロットの線形アレ
イが備えられ、それがピッチｄで真っ直ぐな矩形導波管
の１面の中心線から偏倚され、その導波管の一端が閉じ
られそして自由空間では波長λ、導波管内では波長λg
を有する高周波エネルギーで導波管の他端で付勢される
と、高周波エネルギーのビームは共平面ではあるが、導
波管内のエネルギーの伝搬方向に対し角度θ1 と角度
（180 °−θ2)それぞれで放射され、ここでcos θ1 ＝
λ／λg ，ｄ／λg ＋（ｄ／λ）cos θ2 ＝１である。
標準式λ／λg ＝（１−（λ／λ0 ）2 )1/2，ここでλ
0 は導波管のカット・オフ波長であるを与えれば、
２について可能である。例えば対称的に方向付けられた
ビームの発生にもかかわらずヨーロッパ特許公開(EP-A)
第371346号の図１に線図的に示されているように、それ
はビーム９および10をそれぞれ規定する２つの物理的に
はなれた部分を備えていてもよい。また代案として前記
EP-A第371346号にまた開示されているように水平に対し
角度Δθで積載されている適切に離れたマイクロストリ
ップライン放射体の単一のアレイを具えていてもよい。
しかしながら、好適にはそれが唯一の放射体の平面アレ
イ、例えばたとえそれが各目的に水平に積載されている
としても、それが水平と異なった角度をなす１対のビー
ムを規定するような方法で構成される導波管のスロット
の１列を具えているものである。ｎスロットの線形アレ
イが備えられ、それがピッチｄで真っ直ぐな矩形導波管
の１面の中心線から偏倚され、その導波管の一端が閉じ
られそして自由空間では波長λ、導波管内では波長λg
を有する高周波エネルギーで導波管の他端で付勢される
と、高周波エネルギーのビームは共平面ではあるが、導
波管内のエネルギーの伝搬方向に対し角度θ1 と角度
（180 °−θ2)それぞれで放射され、ここでcos θ1 ＝
λ／λg ，ｄ／λg ＋（ｄ／λ）cos θ2 ＝１である。
標準式λ／λg ＝（１−（λ／λ0 ）2 )1/2，ここでλ
0 は導波管のカット・オフ波長であるを与えれば、
【数１】cos θ1 ＝（１−（λ／λ0 ）2)1/2 と （ｄ／λ）（１−（λ／λ0 ）2 )1/2＋（ｄ／λ）cos
θ2 ＝１か cos θ1 ＋cos θ2 ＝λ／ｄ となる。 かくて角度θ1 とθ2 は導波管、使用される高周波エネ
ルギーの周波数、スロットピッチｄを適切に選択するこ
とによって所望の値が与えられる。詳細には24.2GHz
（λ＝0.0124ｍ）の周波数を有する高周波エネルギーで
使用されるアンテナ・システム２の構成の場合、それは
7.21mmのピッチｄで25のスロットの列をその１面に備え
る20cm長のWG20導波管（λ0 ＝0.0213ｍ）の断面を具え
ていた。上述の式にこれらλ，λ0 およびｄの値を与え
ると、導波管の高周波エネルギーの伝搬方向に対し角度
θ1 と180 °−θ2 方向に高周波エネルギーが放射され
ていたことが示され、ここでθ1 ＝35.6°でθ2 ＝25.0
°であった。かくて前述に規定したθとΔθはそれぞれ
30.3°と5.3 °の値をそれぞれ有している。25のスロッ
トを使用すればビームの平面内で6.2 °の１方向３dBの
ビーム幅という結果が得られた。この平面に直角の方向
では３dBのビーム幅は大きく（約100 °) 、それでこの
方向のビームを狭めるため約６cm深さのフレア付ホーン
が適用された。
θ2 ＝１か cos θ1 ＋cos θ2 ＝λ／ｄ となる。 かくて角度θ1 とθ2 は導波管、使用される高周波エネ
ルギーの周波数、スロットピッチｄを適切に選択するこ
とによって所望の値が与えられる。詳細には24.2GHz
（λ＝0.0124ｍ）の周波数を有する高周波エネルギーで
使用されるアンテナ・システム２の構成の場合、それは
7.21mmのピッチｄで25のスロットの列をその１面に備え
る20cm長のWG20導波管（λ0 ＝0.0213ｍ）の断面を具え
ていた。上述の式にこれらλ，λ0 およびｄの値を与え
ると、導波管の高周波エネルギーの伝搬方向に対し角度
θ1 と180 °−θ2 方向に高周波エネルギーが放射され
ていたことが示され、ここでθ1 ＝35.6°でθ2 ＝25.0
°であった。かくて前述に規定したθとΔθはそれぞれ
30.3°と5.3 °の値をそれぞれ有している。25のスロッ
トを使用すればビームの平面内で6.2 °の１方向３dBの
ビーム幅という結果が得られた。この平面に直角の方向
では３dBのビーム幅は大きく（約100 °) 、それでこの
方向のビームを狭めるため約６cm深さのフレア付ホーン
が適用された。
【００１８】説明してきたごとく図１のビーム９と10お
よび軸11を含む平面は地面12に対し直角であるけれど、
このことは本質的でないことは明らかであろう（本質的
なことはこの平面が方向15に平行であり、速度が測定さ
れるということである) 。前述の平面が地面に対し異な
った角度であると、結果的には反射された高周波エネル
ギーの振幅が唯単に削減されるのみで、方向15の動きの
成分はビーム９と10の方向で見られるように同じままで
ある。ここに開示してきたことから、各種の変形、変更
の可能なことは当業者に自明であろうし、かかる変形、
変更はドップラ・レーダ速度センサおよびその部品につ
いての設計、製造および使用に関しすでに知られてお
り、すでに説明してきた特徴にとって代わったりそれに
付加されたりする他の特徴であってよい。
よび軸11を含む平面は地面12に対し直角であるけれど、
このことは本質的でないことは明らかであろう（本質的
なことはこの平面が方向15に平行であり、速度が測定さ
れるということである) 。前述の平面が地面に対し異な
った角度であると、結果的には反射された高周波エネル
ギーの振幅が唯単に削減されるのみで、方向15の動きの
成分はビーム９と10の方向で見られるように同じままで
ある。ここに開示してきたことから、各種の変形、変更
の可能なことは当業者に自明であろうし、かかる変形、
変更はドップラ・レーダ速度センサおよびその部品につ
いての設計、製造および使用に関しすでに知られてお
り、すでに説明してきた特徴にとって代わったりそれに
付加されたりする他の特徴であってよい。
【図１】ほぼブロック線図形態の本発明に係る実施例で
ある。
ある。
【図２】(a) および(b) はともに図１図示実施例の信号
が示す周波数スペクトルの例である。
が示す周波数スペクトルの例である。
【図３】図１図示実施例で生ずる種々の動作を示すなが
れ線図である。
れ線図である。
１ レーダ送信機／受信機回路 ２ 送信／受信アンテナ・システム ３ 高周波信号源 ５ フィーダ ６ カップラ ８ 単相混合器回路配置 17 Ａ／Ｄ変換器 18 増幅器 19 低域通過フィルタ 21 マイクロコンピュータ 22 高速フーリエ変換計算回路
Claims (4)
- 【請求項１】 陸上車輌用であって、アンテナ・システ
ムから両者とも地面と交差する第１および第２の方向そ
れぞれ共通の信号源から導出される高周波信号の第１お
よび第２のビームを送信し、地面と平行にある第３の方
向での前記アンテナ・システムの速度についての情報を
得るため、前記第１および第２の方向から前記アンテナ
・システムにより受信される反射された前記高周波信号
を処理する送信／受信前記アンテナ・システムに連結さ
れるレーダ送信機／受信機回路を具え、前記第１および
第２の方向が前記第３の方向の与えられた向きとそれぞ
れ鋭角と鈍角をなし、前記レーダ送信機／受信機回路が
前記第１および第２の方向それぞれの前記アンテナ・シ
ステムの速度を表わす周波数を有する一対のドップラ周
波数成分を持ったビート信号を発生させるため、前記共
通の信号源から導出される基準信号と受信された信号を
混合するための混合器回路配置と、前記ビート信号のス
ペクトルから前記第３の方向におけるアンテナ・システ
ムの速度を決定するためのスペクトル分析を含むデジタ
ルデータ処理手段とを具えるドップラ・レーダ速度セン
サにおいて、 前記鋭角と鈍角の合計が180 °ではなく、前記混合器回
路配置が単相混合器回路配置であることを特徴とするド
ップラ・レーダ速度センサ。 - 【請求項２】 請求項１記載のセンサにおいて、前記合
計が180 °と少なくとも６°異なることを特徴とするド
ップラ・レーダ速度センサ。 - 【請求項３】 請求項１または２記載のセンサにおい
て、前記アンテナ・システムがその１つの面にスロット
の一列を備える矩形導波管の長手方向を具え、スロット
のその列は前記導波管の長手方向に延在し、前記１つの
面の中心線より偏倚し、導波管の長手方向の一端が前記
共通の信号源の出力と前記混合器回路配置の入力とに連
結され、他端が閉じられ、導波管の長手方向が前記第３
の方向と一致することを特徴とするドップラ・レーダ速
度センサ。 - 【請求項４】 請求項１から３いずれかに記載のセンサ
において、前記デジタルデータ処理手段が前記ビート信
号のスペクトルをそのおのおのが前記第３の方向でのそ
れぞれの速度に対応するテンプレートの組の要素と相関
づける手段を含むことを特徴とするドップラ・レーダ速
度センサ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB919106110A GB9106110D0 (en) | 1991-03-22 | 1991-03-22 | Doppler radar speed sensor |
| GB91061101 | 1991-03-22 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0587915A true JPH0587915A (ja) | 1993-04-09 |
Family
ID=10692026
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4063566A Pending JPH0587915A (ja) | 1991-03-22 | 1992-03-19 | ドツプラ・レーダ速度センサ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5204682A (ja) |
| EP (1) | EP0504993B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0587915A (ja) |
| DE (1) | DE69212675T2 (ja) |
| GB (1) | GB9106110D0 (ja) |
Cited By (3)
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| JP2020016517A (ja) * | 2018-07-25 | 2020-01-30 | 日本無線株式会社 | 速度測定装置、レーダシステム及び速度測定プログラム |
Families Citing this family (27)
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| JP2679559B2 (ja) * | 1992-11-05 | 1997-11-19 | トヨタ自動車株式会社 | アンチロック制御装置 |
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