JPH05888B2 - - Google Patents
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- JPH05888B2 JPH05888B2 JP57008220A JP822082A JPH05888B2 JP H05888 B2 JPH05888 B2 JP H05888B2 JP 57008220 A JP57008220 A JP 57008220A JP 822082 A JP822082 A JP 822082A JP H05888 B2 JPH05888 B2 JP H05888B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- resonant circuit
- parallel resonant
- coil
- stage
- side terminal
- Prior art date
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
- H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
- H03H7/1775—Parallel LC in shunt or branch path
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/075—Ladder networks, e.g. electric wave filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
- H03H7/1708—Comprising bridging elements, i.e. elements in a series path without own reference to ground and spanning branching nodes of another series path
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Cell Separators (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は帯域通過フイルタに関するものであ
り、特に広い周波数帯域でアナログ信号又はデジ
タル信号を濾波することを可能にし、且つ、この
周波数帯域での群遅延特性を平坦にして、位相ひ
ずみを小さくし得る帯域通過フイルタに関する。
り、特に広い周波数帯域でアナログ信号又はデジ
タル信号を濾波することを可能にし、且つ、この
周波数帯域での群遅延特性を平坦にして、位相ひ
ずみを小さくし得る帯域通過フイルタに関する。
このようなフイルタは特に無線受信機で有用で
ある。このような受信機の特別な構成では群遅延
時間のひずみを修正しない従来からの電気フイル
ムが用いられる。しかしこれはしばしば信号の伝
送にとつては不利な点となる。帯域の様々な周波
数での群遅延時間は一定ではない。従来群遅延特
性の修正は能動素子を含む１個又は複数のセルに
より構成される２個の修正ネツトワークによりお
こなわれる。修正ネツトワークにいくつかのセル
があるとき、各々のセルはトランジスタにより隣
接セルから絶縁される。これらの修正ネツトワー
クはフイルタに従つてカスケード接続される。無
線受信機の場合、カスケード状の２個のセルを用
いるのが従来のやり方である。２個のセルの中心
周波数は、夫々補償が求められる帯域通過フイル
タの中心周波数の両側に位置している。
ある。このような受信機の特別な構成では群遅延
時間のひずみを修正しない従来からの電気フイル
ムが用いられる。しかしこれはしばしば信号の伝
送にとつては不利な点となる。帯域の様々な周波
数での群遅延時間は一定ではない。従来群遅延特
性の修正は能動素子を含む１個又は複数のセルに
より構成される２個の修正ネツトワークによりお
こなわれる。修正ネツトワークにいくつかのセル
があるとき、各々のセルはトランジスタにより隣
接セルから絶縁される。これらの修正ネツトワー
クはフイルタに従つてカスケード接続される。無
線受信機の場合、カスケード状の２個のセルを用
いるのが従来のやり方である。２個のセルの中心
周波数は、夫々補償が求められる帯域通過フイル
タの中心周波数の両側に位置している。
超高周波の場合、狭帯域マイクロ波フイルタが
用いられる。群遅延特性の修正は多重結合空胴を
用いることによりおこななれる。これらのフイル
タの構成は次の技術文献で説明されている。即
ち、J.D.RHODESによる“直接結合空胴による
リニアフエーズを用いたゼネラルフイルタ
「Generalfilter with linear phase by direct
cuplingcavity」”（LEE Transactions MTT、
Volume MTT18、No.６、1970年６月、pp.308−
313；A.E.Atia他により“狭帯域通過同派フイル
タ、「Narrow−band pass waveguide filter」”、
（Leee Transactions MTT、Volume MTT
18、No.４、1972年４月、pp.258−264；A.E.Atia
他による“狭帯域多重結合空胴、「Synthesis of
narrow−bandmultiple−coupled cavity」”、
（LEEE Transactions CAS−21、No.５、1974年
９月、pp.649−655）である。
用いられる。群遅延特性の修正は多重結合空胴を
用いることによりおこななれる。これらのフイル
タの構成は次の技術文献で説明されている。即
ち、J.D.RHODESによる“直接結合空胴による
リニアフエーズを用いたゼネラルフイルタ
「Generalfilter with linear phase by direct
cuplingcavity」”（LEE Transactions MTT、
Volume MTT18、No.６、1970年６月、pp.308−
313；A.E.Atia他により“狭帯域通過同派フイル
タ、「Narrow−band pass waveguide filter」”、
（Leee Transactions MTT、Volume MTT
18、No.４、1972年４月、pp.258−264；A.E.Atia
他による“狭帯域多重結合空胴、「Synthesis of
narrow−bandmultiple−coupled cavity」”、
（LEEE Transactions CAS−21、No.５、1974年
９月、pp.649−655）である。
上述のフイルタの不利な点を以下で説明する。
多重結合された空胴を用いた狭帯域のマイクロ波
フイルタは低い周波数又は中間の周波数では使用
出来ない。修正ネツトワークが備えられた従来か
らフイルタは能動セルのための特別な電源供給シ
ステムを必要とする。更にそれらは寸法が大き
く、常に信頼できるものではない。
多重結合された空胴を用いた狭帯域のマイクロ波
フイルタは低い周波数又は中間の周波数では使用
出来ない。修正ネツトワークが備えられた従来か
らフイルタは能動セルのための特別な電源供給シ
ステムを必要とする。更にそれらは寸法が大き
く、常に信頼できるものではない。
本発明は上述の諸点に鑑みてなされたものであ
り、その目的とするところは、能動素子を使用せ
ず、帯域が広く、且つ群遅延特性が中心周波数に
関し対称且つ平坦であつて位相ひずみの小さい帯
域通過フイルタを提供することにある。
り、その目的とするところは、能動素子を使用せ
ず、帯域が広く、且つ群遅延特性が中心周波数に
関し対称且つ平坦であつて位相ひずみの小さい帯
域通過フイルタを提供することにある。
本発明によれば前記目的は、リアクタンス受動
素子を介してカスケード接続された８段の並列共
振回路と、１段目の並列共振回路の非接地側の端
子と８段目の並列共振回路の非接地側の端子との
間に接続された第１コイルと、２段目列共振回路
の非接地側の端子と７段目の並列共振回路の非接
地側の端子との間に接続された第１コンデンサ
と、３段目の並列共振回路の非接地側の端子と６
段目の並列共振回路の非接地側の端子との間に接
続され前記第１コンデンサよりも大なる容量を有
する第２コンデンサとを含み、帯域内におけるフ
イルタの振幅特性及び群遅延特性を中心周波数に
関して対称とすべく、前記１段目の並列共振回路
の共振周波数は前記８段目の並列共振回路の共振
周波数と同一であり、前記２段目の並列共振回路
の共振周波数は前記７段目の並列共振回路の共振
周波数と同一であり、前記３段目の並列共振回路
の共振周波数は前記６段目の並列共振回路の共振
周波数と同一であり、前記４段目の並列共振回路
の共振周波数は前記５段目の並列共振回路の共振
周波数と同一であり、前記１段目の並列共振回路
の非接地側端子と前記２段目の並列共振回路の非
接地側端子との間に接続されたリアクタンス受動
素子は前記第１コイルよりも小さいインダクタン
スを有する第２コイルであり、前記２段目の並列
共振回路の非接地側端子と前記３段目の並列共振
回路の非接地側端子との間に接続されたリアクタ
ンス受動素子は前記第１コイルよりも小さくかつ
前記第２コイルより大きいインダクタンスを有す
る第３コイルであり、前記３段目の並列共振回路
の非接地側端子と前記４段目の並列共振回路の非
接地側端子との間に接続されたリアクタンス受動
素子は前記第１コイルよりも小さくかつ前記第３
コイルより大きいインダクタンスを有する第４コ
イルであり、前記４段目の並列共振回路の非接地
側端子と前記５段目の並列共振回路の非接地側端
子との間に接続されたリアクタンス受動素子は前
記第２コンデンサよりも大きい容量を有する第３
コンデンサであり、前記５段目の並列共振回路の
非接地側端子と前記６段目の並列共振回路の非接
地側端子との間に接続されたリアクタンス受動素
子は前記第４コイルと同一のインダクタンスを有
する第５コイルであり、前記６段目の並列共振回
路の非接地側端子と前記７段目の並列共振回路の
非接地側端子との間に接続されたリアクタンス受
動素子は前記第３コイルと同一のインダクタンス
を有する第６コイルであり、前記７段目の並列共
振回路の非接地側端子と前記８段目の並列共振回
路の非接地側端子との間に接続されたリアクタン
ス受動素子は前記第２コイルと同一のインダクタ
ンスを有する第７コイルである帯域通過フイルタ
によつて達成される。
素子を介してカスケード接続された８段の並列共
振回路と、１段目の並列共振回路の非接地側の端
子と８段目の並列共振回路の非接地側の端子との
間に接続された第１コイルと、２段目列共振回路
の非接地側の端子と７段目の並列共振回路の非接
地側の端子との間に接続された第１コンデンサ
と、３段目の並列共振回路の非接地側の端子と６
段目の並列共振回路の非接地側の端子との間に接
続され前記第１コンデンサよりも大なる容量を有
する第２コンデンサとを含み、帯域内におけるフ
イルタの振幅特性及び群遅延特性を中心周波数に
関して対称とすべく、前記１段目の並列共振回路
の共振周波数は前記８段目の並列共振回路の共振
周波数と同一であり、前記２段目の並列共振回路
の共振周波数は前記７段目の並列共振回路の共振
周波数と同一であり、前記３段目の並列共振回路
の共振周波数は前記６段目の並列共振回路の共振
周波数と同一であり、前記４段目の並列共振回路
の共振周波数は前記５段目の並列共振回路の共振
周波数と同一であり、前記１段目の並列共振回路
の非接地側端子と前記２段目の並列共振回路の非
接地側端子との間に接続されたリアクタンス受動
素子は前記第１コイルよりも小さいインダクタン
スを有する第２コイルであり、前記２段目の並列
共振回路の非接地側端子と前記３段目の並列共振
回路の非接地側端子との間に接続されたリアクタ
ンス受動素子は前記第１コイルよりも小さくかつ
前記第２コイルより大きいインダクタンスを有す
る第３コイルであり、前記３段目の並列共振回路
の非接地側端子と前記４段目の並列共振回路の非
接地側端子との間に接続されたリアクタンス受動
素子は前記第１コイルよりも小さくかつ前記第３
コイルより大きいインダクタンスを有する第４コ
イルであり、前記４段目の並列共振回路の非接地
側端子と前記５段目の並列共振回路の非接地側端
子との間に接続されたリアクタンス受動素子は前
記第２コンデンサよりも大きい容量を有する第３
コンデンサであり、前記５段目の並列共振回路の
非接地側端子と前記６段目の並列共振回路の非接
地側端子との間に接続されたリアクタンス受動素
子は前記第４コイルと同一のインダクタンスを有
する第５コイルであり、前記６段目の並列共振回
路の非接地側端子と前記７段目の並列共振回路の
非接地側端子との間に接続されたリアクタンス受
動素子は前記第３コイルと同一のインダクタンス
を有する第６コイルであり、前記７段目の並列共
振回路の非接地側端子と前記８段目の並列共振回
路の非接地側端子との間に接続されたリアクタン
ス受動素子は前記第２コイルと同一のインダクタ
ンスを有する第７コイルである帯域通過フイルタ
によつて達成される。
本発明の帯域通過フイルタにおいては、共振周
波数に関して１段目の並列共振回路と８段目の並
列共振回路とが同一、２段目の並列共振回路と７
段目の並列共振回路とが同一、３段目の並列共振
回路と６段目の並列共振回路とが同一、及び４段
目の並列共振回路と５段目の並列共振回路とが同
一であり、インダクタンスに関して第２コイル、
第３コイル、第４コイルの順、及び第７コイル、
第６コイル、第５コイルの順に大きく、かつ第２
コイルと第７コイルとが同一、第３コイルと第６
コイルとが同一、第４コイルと第５コイルとが同
一であるが故に、電気フイルタの振幅特性及び群
遅延特性を中心周波数に関して数学的に対称とし
得、通過帯域における群遅延特性の変化を最小と
し得、且つ群遅延特性を自己補正し得る。
波数に関して１段目の並列共振回路と８段目の並
列共振回路とが同一、２段目の並列共振回路と７
段目の並列共振回路とが同一、３段目の並列共振
回路と６段目の並列共振回路とが同一、及び４段
目の並列共振回路と５段目の並列共振回路とが同
一であり、インダクタンスに関して第２コイル、
第３コイル、第４コイルの順、及び第７コイル、
第６コイル、第５コイルの順に大きく、かつ第２
コイルと第７コイルとが同一、第３コイルと第６
コイルとが同一、第４コイルと第５コイルとが同
一であるが故に、電気フイルタの振幅特性及び群
遅延特性を中心周波数に関して数学的に対称とし
得、通過帯域における群遅延特性の変化を最小と
し得、且つ群遅延特性を自己補正し得る。
本発明を非限定的具体例と添付図面に基いて以
下に詳細に説明する。
下に詳細に説明する。
基本回路が第１図に図示されている帯域通過フ
イルタはフイルタ入力部を構成する入力端子Ｅ
１，Ｅ２により入力信号を受信する。入力インピ
ーダンス整合手段２．１はこの信号を受信し、整
合させ、フイルタリング手段に伝送する。入力イ
ンピーダンス整合手段２．１の出力はフイルタリ
ング手段３の入力に接続されている。フイルタリ
ング手段はｎ段の共振回路により構成されてい
る。ｎは２よりも大きい偶数である。回路図では
ｎは８に限定されている。各々の共振回路はカス
ケード接続されている。フイルタリング手段３の
出力は出力インピーダンス整合手段２．２に接続
されている。フイルタリング手段３の出力は最後
の共振回路の出力である。出力インピーダンス整
合手段２．２の出力は出力端子Ｓ１，Ｓ２に接続
されている。これらの２個の端子フイルタの出力
部を構成する。カツプリング手段４は隣接カツプ
リング４．５によりフイルタリング手段３に接続
されている。隣接カツプリングはリアクタンス受
動素子からなるカツプリングMi、ｊで表される。
各々の共振回路は隣接カツプリングMi、ｊを介
して隣接の共振回路に接続されている。上記Mi、
ｊにおいて、ｉ＝１、２、……ｎ−１であり、ｊ
＝ｉ＋１である。
イルタはフイルタ入力部を構成する入力端子Ｅ
１，Ｅ２により入力信号を受信する。入力インピ
ーダンス整合手段２．１はこの信号を受信し、整
合させ、フイルタリング手段に伝送する。入力イ
ンピーダンス整合手段２．１の出力はフイルタリ
ング手段３の入力に接続されている。フイルタリ
ング手段はｎ段の共振回路により構成されてい
る。ｎは２よりも大きい偶数である。回路図では
ｎは８に限定されている。各々の共振回路はカス
ケード接続されている。フイルタリング手段３の
出力は出力インピーダンス整合手段２．２に接続
されている。フイルタリング手段３の出力は最後
の共振回路の出力である。出力インピーダンス整
合手段２．２の出力は出力端子Ｓ１，Ｓ２に接続
されている。これらの２個の端子フイルタの出力
部を構成する。カツプリング手段４は隣接カツプ
リング４．５によりフイルタリング手段３に接続
されている。隣接カツプリングはリアクタンス受
動素子からなるカツプリングMi、ｊで表される。
各々の共振回路は隣接カツプリングMi、ｊを介
して隣接の共振回路に接続されている。上記Mi、
ｊにおいて、ｉ＝１、２、……ｎ−１であり、ｊ
＝ｉ＋１である。
即ち、Mi、ｊはｉ段目の共振回路とｊ段目の
共振回路間を接続する素子である。ｊ段目の共振
回路について説明する。カツプリング手段４はリ
アクタンス受動素子からなるカツプリングMk、
ｌで表される非隣接カツプリング４．６を含む。
これらの非隣接カツプリングはｋ段目の共振回路
の非接地側の端子とｌ段目の共振回路の非接地側
の端子との間に接続されており、ｋは１、２……
（ｎ−２）／２に等しく、ｌはｎ−（ｋ−１）に等
しい。ｎ＝８の場合次の非隣接カツプリングが得
られる。
共振回路間を接続する素子である。ｊ段目の共振
回路について説明する。カツプリング手段４はリ
アクタンス受動素子からなるカツプリングMk、
ｌで表される非隣接カツプリング４．６を含む。
これらの非隣接カツプリングはｋ段目の共振回路
の非接地側の端子とｌ段目の共振回路の非接地側
の端子との間に接続されており、ｋは１、２……
（ｎ−２）／２に等しく、ｌはｎ−（ｋ−１）に等
しい。ｎ＝８の場合次の非隣接カツプリングが得
られる。
第１段及び第８段の共振回路間のM1、８
第２段及び第７段の共振回路間のM2、７
第３段及び第６段の共振回路間のM3、６
第４図及び第５図は共振回路を示している。
第４図では共振回路は、並列接続されたコイル
とコンデンサとからなり、この共振回路に対応す
る隣接カツプリングは該共振回路の非接地側の端
子に接続されている。
とコンデンサとからなり、この共振回路に対応す
る隣接カツプリングは該共振回路の非接地側の端
子に接続されている。
第５図は一つの点で第４図と異なる。この場合
非隣接カツプリングはコイルの中点に接続され
る。
非隣接カツプリングはコイルの中点に接続され
る。
第２図は本発明による帯域通過フイルタの第１
の具体例を示している。この例ではフイルタは
70MHzを中心周波数としている。帯域幅は17.5M
Hzであり従来のフイルタと比較して広い帯域幅を
有している。
の具体例を示している。この例ではフイルタは
70MHzを中心周波数としている。帯域幅は17.5M
Hzであり従来のフイルタと比較して広い帯域幅を
有している。
又、第３図に示されているように、群遅延特性
Ｔは帯域内において比較的平坦であり従つて位相
ひずみが小さい。フイルタにはゼネレータＧとし
て図に表わされた受信機混合器により、周波数
70MHzの信号が供給される。ゼネレータＧの内部
のインピーダンスＲは75Ωである。ゼネレータに
より送り出された信号は入力端子Ｅ１及びＥ２間
に印加される。入力端子Ｅ２は単位０にある。イ
ンピーダンス整合手段２．１及び２．２はコンデ
ンサCE及びCSである。コンデンサCEは入力端
子Ｅ１と１段目の共振回路Ｒ１の非接地側の端子
との間に接続されている。コンデンサCSは出力
端子Ｓ１と最終段の共振回路Ｒ８との間で直列に
つながれている。２個のコンデンサはこの具体例
では信号発生手段を考慮に入れて、24.96pFに等
しい。フイルタリング手段３は８段の共振回路Ｒ
１，Ｒ２，……Ｒ８により構成されている。各々
の共振回路は第４図に図示されている共振回路と
同じである。各々の共振回路の非接地側の端子は
接続点Ｎ１，Ｎ２……Ｎ８を構成する。各々の共
振回路は４段目の共振回路と５段目の共振回路と
を接続するコンデンサを除き、コイルにより隣接
の共振回路に接続されている。１段目の共振回路
及び８段目の共振回路間の非隣接カツプリング
M1、８はコイルである。２段目の共振回路と７
段目の共振回路間、及び３段目の共振回路と６段
目の共振回路間の非隣接カツプリングM2、７及
びM3、６は夫々コンデンサである。
Ｔは帯域内において比較的平坦であり従つて位相
ひずみが小さい。フイルタにはゼネレータＧとし
て図に表わされた受信機混合器により、周波数
70MHzの信号が供給される。ゼネレータＧの内部
のインピーダンスＲは75Ωである。ゼネレータに
より送り出された信号は入力端子Ｅ１及びＥ２間
に印加される。入力端子Ｅ２は単位０にある。イ
ンピーダンス整合手段２．１及び２．２はコンデ
ンサCE及びCSである。コンデンサCEは入力端
子Ｅ１と１段目の共振回路Ｒ１の非接地側の端子
との間に接続されている。コンデンサCSは出力
端子Ｓ１と最終段の共振回路Ｒ８との間で直列に
つながれている。２個のコンデンサはこの具体例
では信号発生手段を考慮に入れて、24.96pFに等
しい。フイルタリング手段３は８段の共振回路Ｒ
１，Ｒ２，……Ｒ８により構成されている。各々
の共振回路は第４図に図示されている共振回路と
同じである。各々の共振回路の非接地側の端子は
接続点Ｎ１，Ｎ２……Ｎ８を構成する。各々の共
振回路は４段目の共振回路と５段目の共振回路と
を接続するコンデンサを除き、コイルにより隣接
の共振回路に接続されている。１段目の共振回路
及び８段目の共振回路間の非隣接カツプリング
M1、８はコイルである。２段目の共振回路と７
段目の共振回路間、及び３段目の共振回路と６段
目の共振回路間の非隣接カツプリングM2、７及
びM3、６は夫々コンデンサである。
実際にこれらのフイルタの製造に際し、最適化
の結果インダクタンスあるいはコンデンサの容量
が高すぎるか低すぎるかして非隣接結合の数値が
直接物理的に実現不能のとき、非隣接結合は同等
の部材で代替し得る。
の結果インダクタンスあるいはコンデンサの容量
が高すぎるか低すぎるかして非隣接結合の数値が
直接物理的に実現不能のとき、非隣接結合は同等
の部材で代替し得る。
上記の非隣接カツプリングは、コンデンサと直
列に接続されたコイル又はコンデンサと並列に接
続されたコイルか又はＴ状に接続された３個のコ
イル即ち、第２のコイルとこれに直列の第１のコ
イルと、２個のコイルの共通点と与えられた電位
との間で接続された第３のコイル等のエレメント
により置換され得る。
列に接続されたコイル又はコンデンサと並列に接
続されたコイルか又はＴ状に接続された３個のコ
イル即ち、第２のコイルとこれに直列の第１のコ
イルと、２個のコイルの共通点と与えられた電位
との間で接続された第３のコイル等のエレメント
により置換され得る。
隣接カツプリング又は非隣接カツプリングの値
はフイルタ合成方法に基き決定される。この合成
方法は必要とされるフイルタの伝送機能を得るた
めカツプリングマトリツクスと不整合係数を見つ
け出すことから成る。それは狭い帯域幅で知られ
ている。従つて、得られた結果は最適化されな
い。カツプリングのインダクタンス及びキヤパシ
タンスの計算は次の式に基きおこなわれる。
はフイルタ合成方法に基き決定される。この合成
方法は必要とされるフイルタの伝送機能を得るた
めカツプリングマトリツクスと不整合係数を見つ
け出すことから成る。それは狭い帯域幅で知られ
ている。従つて、得られた結果は最適化されな
い。カツプリングのインダクタンス及びキヤパシ
タンスの計算は次の式に基きおこなわれる。
Lij＝Ｒ・Rn／2πfoMij、
Cij＝Mij／2πfoR・Rn
共振回路のインダクタンス及びキヤパシタンス
は次の式より計算される。
は次の式より計算される。
Ｌ＝Ｒ・Rn（fp／fo−fo／fp）／2πfo、
Ｃ＝１／4π2fo2L
foはフイルタの中心周波数であり、fpは最後の
リプルより高い周波数であり、Ｒはゼネレータの
内部抵抗であり、Rnは負荷抵抗である。Mi、ｊ
はカツプリングマトリツクスＭのオーダｉ、ｊの
項である。
リプルより高い周波数であり、Ｒはゼネレータの
内部抵抗であり、Rnは負荷抵抗である。Mi、ｊ
はカツプリングマトリツクスＭのオーダｉ、ｊの
項である。
これらの式に基いて得られた結果に、技術文献
“ネツトワークの自動化ミニマツクスデザイン、
「Automated Minimax Design of networks」”、
（IEEE cir and Syst.、Vol.CAS−22、No.10、
1975年10月、pp.791−795）に説明されているK.
MADSEN、H.SCHIAER−JACOBSEN及びJ.
VOLDBYによる最適化方法が適用される。この
最適化方法は所与の周波数Fjにおけるフイルタの
理想的なレスポンスＨ（Fi）と実際のレスポンス
Ho（Fj）間の偏差を減らすことを可能にする。実
際のレスポンスの質を測定するため及び質を改良
するため最適化を導くため２つの基準が考えられ
た。ｍ関数Ｈ（Fj）の標準偏差 が、あるいはｍ関数Ｈ（Fj）の最大偏差 Enax＝maxj（Ｈ（Fj）−Ho（Fj）） が考慮される。
“ネツトワークの自動化ミニマツクスデザイン、
「Automated Minimax Design of networks」”、
（IEEE cir and Syst.、Vol.CAS−22、No.10、
1975年10月、pp.791−795）に説明されているK.
MADSEN、H.SCHIAER−JACOBSEN及びJ.
VOLDBYによる最適化方法が適用される。この
最適化方法は所与の周波数Fjにおけるフイルタの
理想的なレスポンスＨ（Fi）と実際のレスポンス
Ho（Fj）間の偏差を減らすことを可能にする。実
際のレスポンスの質を測定するため及び質を改良
するため最適化を導くため２つの基準が考えられ
た。ｍ関数Ｈ（Fj）の標準偏差 が、あるいはｍ関数Ｈ（Fj）の最大偏差 Enax＝maxj（Ｈ（Fj）−Ho（Fj）） が考慮される。
本発明の具体例のインダクタンス及び容量に関
する数値はいずれも前述のLij、Cij、Ｌ、Ｃの計
算をしてのち、通過帯域における群遅延特性の変
化を最小にするために、コンピユータを使用して
順次上述の最適化法で計算され設定される。この
最適化の結果、振幅と群遅延特性との数学的対称
性をもたらす。
する数値はいずれも前述のLij、Cij、Ｌ、Ｃの計
算をしてのち、通過帯域における群遅延特性の変
化を最小にするために、コンピユータを使用して
順次上述の最適化法で計算され設定される。この
最適化の結果、振幅と群遅延特性との数学的対称
性をもたらす。
最適化方法は各々のエレメントの損失を考慮に
入れる。従つてこの方法は、各々のエレメントが
共振周波数で損失、即ち抵抗特性を有しているた
め各々のエレメントは完全ではないということを
前提とする。例えばコイルL0はL2πf0／Q1に等し
い抵抗Ｒとこれに直列のインダクタンスＬに等し
く、ここでQ1はインダクタンスＬの過電圧係数
であり、Ｒは損失を表わしている。又、コンデン
サC0はQC／C2πf0に等しい抵抗Ｒと、これに並列
キヤパシタンスにＣに等しく、ここでQCはキヤ
パシタンスＣの過電圧係数である。
入れる。従つてこの方法は、各々のエレメントが
共振周波数で損失、即ち抵抗特性を有しているた
め各々のエレメントは完全ではないということを
前提とする。例えばコイルL0はL2πf0／Q1に等し
い抵抗Ｒとこれに直列のインダクタンスＬに等し
く、ここでQ1はインダクタンスＬの過電圧係数
であり、Ｒは損失を表わしている。又、コンデン
サC0はQC／C2πf0に等しい抵抗Ｒと、これに並列
キヤパシタンスにＣに等しく、ここでQCはキヤ
パシタンスＣの過電圧係数である。
最適化方法は反覆方法である。各々の反覆に対
し解決されるべき非直線問題は直線近似法によつ
て置換される。必要とされる正確さが得られると
反覆は中止される。この結果は更に周波数の関数
と共に得られたカツプリングを調整することによ
り最適化される。このようにして得られたフイル
タの振幅特性は又中止周波数F0に関し数学的対
称を有している。このようにして群遅延特性の数
学的対称も又得られる。
し解決されるべき非直線問題は直線近似法によつ
て置換される。必要とされる正確さが得られると
反覆は中止される。この結果は更に周波数の関数
と共に得られたカツプリングを調整することによ
り最適化される。このようにして得られたフイル
タの振幅特性は又中止周波数F0に関し数学的対
称を有している。このようにして群遅延特性の数
学的対称も又得られる。
本具体例に対し次の結果が得られる。
M1，２＝M7，８＝530.37nH
M2，３＝M6，７＝799.49nH
M3，４＝M5，６＝1055.63nH
M4.5＝3.52pF
M3，６＝1.63pF
M2，７＝０
M1，８＝10492.7nH
C1＝C8＝26.11pF
C2＝C7＝47.00pF
C3＝C6＝41.53pF
C4＝C5＝34.25pF
L1＝160nH＝L2＝L3＝L4＝L5＝６＝L7＝L8
従つてこの特別な場合には２個の中央の共振回
路Ｒ４とＲ５との間の仮想軸に関し、値に対称性
がある。
路Ｒ４とＲ５との間の仮想軸に関し、値に対称性
がある。
第３図にはフイルタの振幅特性Ａが示されてい
る。横座標はMH2での周波数の値が示されてお
り、縦座標には振幅減衰又はデシベルでの利得が
示されている。フイルタの数学的対称は中心周波
数に関する曲線の対称性により表わされている。
25bBの減衰帯域まで数学的対称性がある。これ
は25bBの減衰帯域までカツトオフ周波数を超え
てまだ対称性があるということを意味する。この
減衰曲線はフイルタに特有な数学的対称性により
実質的に２つのカツトオフ周波数に対し、同じ形
をした急傾斜を有する。
る。横座標はMH2での周波数の値が示されてお
り、縦座標には振幅減衰又はデシベルでの利得が
示されている。フイルタの数学的対称は中心周波
数に関する曲線の対称性により表わされている。
25bBの減衰帯域まで数学的対称性がある。これ
は25bBの減衰帯域までカツトオフ周波数を超え
てまだ対称性があるということを意味する。この
減衰曲線はフイルタに特有な数学的対称性により
実質的に２つのカツトオフ周波数に対し、同じ形
をした急傾斜を有する。
第３図には又群遅延特性Ｔが示されている。横
座標にはＭHzでの周波数が示されており、縦座標
にはナノセカンドでの時間が示されている。群遅
延特性は振幅特性と同じ特徴、即ち数学的対称性
を有しているということが理解される。更に63M
Hzと77MHz間には大きな遅延時間の変化はないと
いうことも理解される。77MHzから63MHzまでの
帯域はフイルタの有効帯域の大体80％を表わして
いる。従つて、有効帯域の80％において群遅延特
性が極めて良好に補正されている。
座標にはＭHzでの周波数が示されており、縦座標
にはナノセカンドでの時間が示されている。群遅
延特性は振幅特性と同じ特徴、即ち数学的対称性
を有しているということが理解される。更に63M
Hzと77MHz間には大きな遅延時間の変化はないと
いうことも理解される。77MHzから63MHzまでの
帯域はフイルタの有効帯域の大体80％を表わして
いる。従つて、有効帯域の80％において群遅延特
性が極めて良好に補正されている。
ここでこれらの共振回路の同調周波数は最適化
に由来する。実際の同調周波数を知るためには結
合の構成要素の値の影響を考慮にいれなければな
らない。例えば第２共振回路の要素L2は160nH、
C2は47pFであり固有共振周波数は約58MHzであ
る。誘導性の結合要素M1，２＝530.37nH、及び
M2，３＝799.49nH並びに他の共振回路も考慮に
いれてコンピユータで厳密に計算してみると、共
振回路の総量L2／C2は減少しておりその共振周
波数は減少する。
に由来する。実際の同調周波数を知るためには結
合の構成要素の値の影響を考慮にいれなければな
らない。例えば第２共振回路の要素L2は160nH、
C2は47pFであり固有共振周波数は約58MHzであ
る。誘導性の結合要素M1，２＝530.37nH、及び
M2，３＝799.49nH並びに他の共振回路も考慮に
いれてコンピユータで厳密に計算してみると、共
振回路の総量L2／C2は減少しておりその共振周
波数は減少する。
以下に述べる他の具体例についても実際の同調
周波数を知るためには結合の構成要素の値の影響
が考慮される。
周波数を知るためには結合の構成要素の値の影響
が考慮される。
上述の第一の具体例と同じ供給及び負荷状態下
で17.5MHzよりも更に広い帯域幅を有する他の２
つの構成もなされる。これらの構成の一方はその
中心周波数が大体70MHzのフイルタであり、その
帯域幅は実質的に20MHzに等しい。第６図には振
幅特性Ａ１と群遅延特性Ｔ１が示されている。構
成の他方はその中心周波数が約70MHzのフイルタ
であり、その帯域幅は実質的に36MHz、即ち中心
周波数値の大体50％に等しい。第６図には振幅特
性Ａ２と群遅延特性Ｔ２が示されている。第２図
に前記例と同様これらの２個のフイルタを図式的
に示す。
で17.5MHzよりも更に広い帯域幅を有する他の２
つの構成もなされる。これらの構成の一方はその
中心周波数が大体70MHzのフイルタであり、その
帯域幅は実質的に20MHzに等しい。第６図には振
幅特性Ａ１と群遅延特性Ｔ１が示されている。構
成の他方はその中心周波数が約70MHzのフイルタ
であり、その帯域幅は実質的に36MHz、即ち中心
周波数値の大体50％に等しい。第６図には振幅特
性Ａ２と群遅延特性Ｔ２が示されている。第２図
に前記例と同様これらの２個のフイルタを図式的
に示す。
前記の帯域幅が実質的に20MHzに等しい第２の
具体例のフイルタに対し得られた結果は次の通り
である。
具体例のフイルタに対し得られた結果は次の通り
である。
M1，２＝M7，８＝550.8nH
M2，３，M6，７＝786.9nH
M3，４＝M5，６＝1073.2nH
M4.5＝2.8pF
M3，６＝1.9pF
M2，７＝0.5pF
M1，８＝22723nH
C1＝C8＝23.9pF
C2＝C7＝43.4pF
C3＝C6＝38.5pF
C4＝C5＝31.9pF
L1＝L2＝L3……＝L8＝175nH
前記の帯域幅が実質的に36MHzに等しい第３の
具体例のフイルタに対し得られた結果は次の通り
である。
具体例のフイルタに対し得られた結果は次の通り
である。
M1，２＝M7，８＝171.2nH
M2，３＝M6，７＝223.7nH
M3，４＝M5，６＝305.7nH
M4，５＝12.2pF
M3，６＝6.9pF
M2，７＝0.5pF
M1，８＝5959nH
C1＝C8＝56.0pF
C2＝C7＝76.5pF
C3＝C6＝60.5pF
C4＝C5＝42.3pF
L1＝L2＝L3……＝L8＝160nH
より広い帯域幅に対応するこれら他の２つの具
体例により、25dB減衰帯域まで数学的対称性を
有する振幅特性Ａ１，Ａ２と、有効帯域の80％の
帯域で非常に良い群遅延特性Ｔ１，Ｔ２とを得る
ことが可能になる。
体例により、25dB減衰帯域まで数学的対称性を
有する振幅特性Ａ１，Ａ２と、有効帯域の80％の
帯域で非常に良い群遅延特性Ｔ１，Ｔ２とを得る
ことが可能になる。
この場合結合要素の値（M1，２，M2，３…）
が共振器の値に非常に近似している。例えば第１
共振回路ではM1，２は171.2nHでありL1は
160nHでありこのことからこの第１共振回路Ｌ
１／Ｃ１の固有共振周波数の値が非常に低いこと
が説明される。
が共振器の値に非常に近似している。例えば第１
共振回路ではM1，２は171.2nHでありL1は
160nHでありこのことからこの第１共振回路Ｌ
１／Ｃ１の固有共振周波数の値が非常に低いこと
が説明される。
前記の３つの具体例のフイルタは温度変化テス
トを受けた。−30℃の最低温度と＋70℃の最高温
度との間でテストはおこなわれた。これらのテス
トの後、群遅延特性と振幅特性とは僅少な変化を
受けたが、フイルタの理想的なレスポンスのすぐ
近傍にとどまつた。
トを受けた。−30℃の最低温度と＋70℃の最高温
度との間でテストはおこなわれた。これらのテス
トの後、群遅延特性と振幅特性とは僅少な変化を
受けたが、フイルタの理想的なレスポンスのすぐ
近傍にとどまつた。
前記の具体例により得られる結果は従来の能動
素子を用いた修正ネツトワークを伴うフイルタに
より得られる結果と同じである。しかし全体的な
寸法は50％減らされ、更に能動素子を使用しない
ため、熱的不安定性はみられなかつた。
素子を用いた修正ネツトワークを伴うフイルタに
より得られる結果と同じである。しかし全体的な
寸法は50％減らされ、更に能動素子を使用しない
ため、熱的不安定性はみられなかつた。
もちろん本発明の構造を用いて特に他の中心周
波数及び又は他の通過帯域で本発明に対応する他
のフイルタを計算し最適化を図ることも可能であ
る。
波数及び又は他の通過帯域で本発明に対応する他
のフイルタを計算し最適化を図ることも可能であ
る。
第１図はフイルタの基本回路図、第２図は本発
明によるフイルタの具体例の構成図、第３図は第
１の具体例の所与の周波数と所与の帯域幅に対す
る群遅延特性及び振幅特性の説明図、第４図は共
振回路のための第一の接続方法の説明図、第５図
は共振回路のための第二の接続方法の説明図、第
６図は第２の具体例及び第３の具体例の群遅延特
性及び振幅特性である。 ２．１……入力インピーダンス整合手段、２．
２……出力インピーダンス整合手段、３……フイ
ルタリング手段、４……カツプリング手段、CE，
CS……コンデンサ、Ｅ１，Ｅ２……入力端子、
Ｓ１，Ｓ２……出力端子、１Ｅ，２Ｅ……入力、
１Ｓ，２Ｓ……出力、Ｒ１，Ｒ２……Ｒ８……共
振回路。
明によるフイルタの具体例の構成図、第３図は第
１の具体例の所与の周波数と所与の帯域幅に対す
る群遅延特性及び振幅特性の説明図、第４図は共
振回路のための第一の接続方法の説明図、第５図
は共振回路のための第二の接続方法の説明図、第
６図は第２の具体例及び第３の具体例の群遅延特
性及び振幅特性である。 ２．１……入力インピーダンス整合手段、２．
２……出力インピーダンス整合手段、３……フイ
ルタリング手段、４……カツプリング手段、CE，
CS……コンデンサ、Ｅ１，Ｅ２……入力端子、
Ｓ１，Ｓ２……出力端子、１Ｅ，２Ｅ……入力、
１Ｓ，２Ｓ……出力、Ｒ１，Ｒ２……Ｒ８……共
振回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ リアクタンス受動素子を介してカスケード接
続された８段の並列振回路と、１段目の並列共振
回路の非接地側の端子と８段目の並列共振回路の
非接地側の端子との間に接続された第１コイル
と、２段目の並列共振回路の非接地側の端子と７
段目の並列共振回路の非接地側の端子との間に接
続された第１コンデンサと、３段目の並列共振回
路の非接地側の端子と６段目の並列共振回路の非
接地側の端子との間に接続され前記第１コンデン
サよりも大なる容量を有する第２コンデンサとを
含み、帯域内におけるフイルタの振幅特性及び群
遅延特性を中心周波数に関して対称とすべく、前
記１段目の並列共振回路の共振周波数は前記８段
目の並列共振回路の共振周波数と同一であり、前
記２段目の並列共振回路の共振周波数は前記７段
目の並列共振回路の共振周波数と同一であり、前
記３段目の並列共振回路の共振周波数は前記６段
目の並列共振回路の共振周波数と同一であり、前
記４段目の並列共振回路の共振周波数は前記５段
目の並列共振回路の共振周波数と同一であり、前
記１段目の並列共振回路の非接地側端子と前記２
段目の並列共振回路の非接地側端子との間に接続
されたリアクタンス受動素子は前記第１コイルよ
りも小さいインダクタンスを有する第２コイルで
あり、前記２段目の並列共振回路の非接地側端子
と前記３段目の並列共振回路の非接地側端子との
間に接続されたリアクタンス受動素子は前記第１
コイルよりも小さくかつ前記第２コイルより大き
いインダクタンスを有する第３コイルであり、前
記３段目の並列共振回路の非接地側端子と前記４
段目の並列共振回路の非接地側端子との間に接続
されたリアクタンス受動素子は前記第１コイルよ
りも小さくかつ前記第３コイルより大きいインダ
クタンスを有する第４コイルであり、前記４段目
の並列共振回路の非接地側端子と前記５段目の並
列共振回路の非接地側端子との間に接続されたリ
アクタンス受動素子は前記第２コンデンサよりも
大きい容量を有する第３コンデンサであり、前記
５段目の並列共振回路の非接地側端子と前記６段
目の並列共振回路の非接地側端子との間に接続さ
れたリアクタンス受動素子は前記第４コイルと同
一のインダクタンスを有する第５コイルであり、
前記６段目の並列共振回路の非接地側端子と前記
７段目の並列共振回路の非接地側端子との間に接
続されたリアクタンス受動素子は前記第３コイル
と同一のインダクタンスを有する第６コイルであ
り、前記７段目の並列共振回路の非接地側端子と
前記８段目の並列共振回路の非接地側端子との間
に接続されたリアクタンス受動素子は前記第２コ
イルと同一のインダクタンスを有する第７コイル
である帯域通過フイルタ。 ２ 前記中心周波数が70MHzである特許請求の範
囲第１項に記載の帯域通過フイルタ。 ３ 帯域幅が17.5MHzである特許請求の範囲第１
項又は第２項に記載の帯域通過フイルタ。 ４ 帯域幅が20MHzである特許請求の範囲第１項
又は第２項に記載の帯域通過フイルタ。 ５ 帯域幅が36MHzである特許請求の範囲第１項
又は第２項に記載の帯域通過フイルタ。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8101294A FR2498846B1 (fr) | 1981-01-23 | 1981-01-23 | Filtres electriques autocorriges en temps de propagation de groupe |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57141116A JPS57141116A (en) | 1982-09-01 |
| JPH05888B2 true JPH05888B2 (ja) | 1993-01-07 |
Family
ID=9254460
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57008220A Granted JPS57141116A (en) | 1981-01-23 | 1982-01-21 | Self correctable electric filter |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4437075A (ja) |
| EP (1) | EP0057112B1 (ja) |
| JP (1) | JPS57141116A (ja) |
| AT (1) | ATE17067T1 (ja) |
| DE (1) | DE3267946D1 (ja) |
| FR (1) | FR2498846B1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2502425B1 (fr) * | 1981-03-20 | 1988-09-02 | Thomson Csf | Filtres electriques autocorriges d'ordre impair |
| US4633425A (en) * | 1981-10-13 | 1986-12-30 | Intel Corporation | Switched capacitor filter utilizing a differential input and output circuit |
| JPS61109225U (ja) * | 1984-12-21 | 1986-07-10 | ||
| GB2170970B (en) * | 1986-04-04 | 1989-11-29 | Johnson Matthey Plc | A low pass filter system for an electrical circuit |
| US5042085A (en) * | 1989-05-12 | 1991-08-20 | Motorola, Inc. | Radio frequency data communication band pass filter |
| US5120909A (en) * | 1991-04-26 | 1992-06-09 | Ag Communication Systems Corporation | Terminating devices detection and verification circuit |
| US6204812B1 (en) * | 1998-10-09 | 2001-03-20 | Cell-Loc Inc. | Methods and apparatus to position a mobile receiver using downlink signals, part II |
| US9928948B2 (en) * | 2014-12-09 | 2018-03-27 | Northrop Grumman Systems Corporation | Superconducting switch system |
| US10540603B2 (en) | 2018-06-19 | 2020-01-21 | Northrop Grumman Systems Corporation | Reconfigurable quantum routing |
| CN112187209B (zh) * | 2020-10-23 | 2021-08-10 | 嘉兴佳利电子有限公司 | 一种基于ltcc工艺的超宽通带五阶带通滤波器 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3060389A (en) | 1959-03-19 | 1962-10-23 | Leonard R Kahn | Audio signal peak energy equalization |
| US3132313A (en) | 1959-08-13 | 1964-05-05 | Alford Andrew | Impedance matching filter |
| JPS4511378Y1 (ja) * | 1966-11-28 | 1970-05-21 | ||
| JPS5011349A (ja) * | 1973-05-30 | 1975-02-05 |
-
1981
- 1981-01-23 FR FR8101294A patent/FR2498846B1/fr not_active Expired
-
1982
- 1982-01-05 EP EP82400007A patent/EP0057112B1/fr not_active Expired
- 1982-01-05 DE DE8282400007T patent/DE3267946D1/de not_active Expired
- 1982-01-05 AT AT82400007T patent/ATE17067T1/de not_active IP Right Cessation
- 1982-01-07 US US06/337,751 patent/US4437075A/en not_active Expired - Fee Related
- 1982-01-21 JP JP57008220A patent/JPS57141116A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3267946D1 (en) | 1986-01-30 |
| FR2498846A1 (fr) | 1982-07-30 |
| EP0057112B1 (fr) | 1985-12-18 |
| US4437075A (en) | 1984-03-13 |
| JPS57141116A (en) | 1982-09-01 |
| EP0057112A2 (fr) | 1982-08-04 |
| EP0057112A3 (en) | 1982-08-11 |
| ATE17067T1 (de) | 1986-01-15 |
| FR2498846B1 (fr) | 1986-10-10 |
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