JPH0594869A - インバータ電子レンジの駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【構成】 ２つのスイッチング素子群と、これを制御す
る制御手段とからなるインバータ回路と、昇圧トランス
と、倍電圧整流回路と、低電圧直流源に並列に接続され
る低圧コンデンサと、該低圧コンデンサの一端に接続さ
れ上記低電圧直流源に直列に接続されるチョークコイル
とから構成し、上記昇圧トランスの１次巻線と上記２つ
のスイッチング素子群とを接続して閉ループを形成し、
２つのスイッチング素子群の接続点と上記昇圧トランス
の１次巻線のセンタータップとを上記低圧コンデンサの
両端に接続する。低圧コンデンサは２個以上設けて、低
圧コンデンサ容量を変化させる。 【効果】 低電圧直流電源を電源とでき、安価でコンパ
クト、かつ高出力に出来る。零電流スイッチングを行う
ことができ、遷移損が非常に小さくなり、スイッチング
損失の低減が図れる。さらに、零電流スイッチング状態
を崩すことなく、インバータ回路の出力電力を制御でき
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は低電圧直流電源を高電圧
の高周波電力に変換し、マグネトロンに電力を供給する
インバータ電子レンジの駆動回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、これまで商用交流電源で使用して
いた電気・電子機器の屋外での使用を考慮した機器が各
種開発されており、現在、家庭内で広く利用されている
インバータ電子レンジにおいても屋外での使用が試みら
れている。

【０００３】従来の一般的なインバータ電子レンジの回
路構成を図８に示す。本回路では商用電源（ＡＣ１００
Ｖ、５０／６０Ｈｚ）から得られた交流電力はまず、整
流回路で直流電力に変換される。この直流電力は一石共
振型インバータ回路で高周波化され、昇圧トランスで数
ｋＶまで昇圧される。トランス出力は倍電圧整流回路で
整流され、マグネトロンに電力を供給する。

【０００４】これに対し、屋外で上記インバータ電子レ
ンジを使用する場合には、直流１２Ｖまたは２４Ｖの蓄
電池等限られたエネルギー源を用いる必要があるため
に、例えば、図９に示すように、蓄電池等の低電圧直流
電源と上記交流１００Ｖを電源とするインバータ電子レ
ンジに用いられる回路との間にＤＣ／ＡＣインバータを
設け、このＤＣ／ＡＣインバータでもって直流低電圧を
交流１００Ｖに変換することにより、インバータ電子レ
ンジを駆動していた。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】インバータ電子レンジ
を蓄電池等を用いて使用する場合、ＤＣ／ＡＣインバー
タを間に挿入する方法では、直流から交流、交流から直
流と交直電力変換を２度行う必要があるため、電力の利
用率が低くなる。またＤＣ／ＡＣインバータを追加する
分、コスト高にもなる。

【０００６】そこで、蓄電池等の低電圧直流電源を用い
て直接にマグネトロンを駆動するインバータ回路が必要
になり、この要望を満たすために、本出願人は低電圧直
流電源に適したインバータ電子レンジの駆動回路を既に
提案している（特願平２ー２００６８９，特願平２ー２
００６９０）。

【０００７】ところで、従来のインバータ回路において
はスイッチング素子のオン・オフ時間の時比率を制御し
て出力電力を制御するＰＷＭ方式が一般的である。しか
しながら上記方式には、スイッチング素子のオン・オフ
時に電流と電圧がともに急峻に変化する期間が存在する
ためにスイッチング損失が大きくなるという欠点があ
る。この欠点を解決する一手段として、コンデンサとコ
イルで構成された直列共振回路を利用する方法がある。
この場合、直列共振回路によりスイッチング素子のオン
時の電流波形が正弦波状となり、上記スイッチング素子
のオン・オフ時に電流、あるいは電圧がほぼ零で交差す
る。そのため、スイッチング損失を著しく減少出来る。
しかしながら上記直列共振型インバータは共振周波数が
一義的に決まっているのに対して、ＰＷＭ制御は時比率
を変化させることにより、出力電力を制御するために、
上記特徴を損なわずに出力電力を変動させることが困難
となる。これに対しては、周波数を変えて制御する方法
もあるが動作する最低周波数でトランスを設計する必要
があるためトランスの形状が大きくなるという欠点を有
している。本発明は以上に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、先に提案したインバータ電子
レンジの駆動回路（特願平２ー２００６８９，特願平２
ー２００６９０）に加え、低電圧直流電源を電源とし
て、安価でコンパクトな高出力かつ高効率のインバータ
電子レンジの駆動回路を提供することにあり、さらに出
力電力制御を容易におこなうことのできる駆動回路を提
供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明のインバータ電子
レンジの駆動回路は、スイッチング素子が１個以上並列
接続された２つのスイッチング素子群と、上記スイッチ
ング素子のオン、オフ動作を行う制御手段とからなるプ
ッシュプル方式インバータ回路と、該プッシュプル方式
インバータ回路からの高周波交流が１次巻線に供給され
て２次巻線に高圧を発生させる昇圧トランスと、該昇圧
トランスの２次巻線に接続され、高圧ダイオードと高圧
コンデンサで構成されたマグネトロンに電力を供給する
倍電圧整流回路と、電源となる低電圧直流源に並列に接
続される低圧コンデンサと、該低圧コンデンサの一端に
接続され上記低電圧直流源に直列に接続されるチョーク
コイルとから構成され、上記昇圧トランスの１次巻線と
上記２つのスイッチング素子群とが接続されて閉ループ
が形成され、２つのスイッチング素子群の接続点と上記
昇圧トランスの１次巻線のセンタータップとが上記低圧
コンデンサの両端に接続されていることを特徴とする。

【０００９】さらに、上記プッシュプル方式インバータ
回路内の制御手段が、上記プッシュプル方式インバータ
回路の出力電流波形の過渡振動の振動周期と上記スイッ
チング素子のオン時間の関係に対して、上記オン時間が
上記振動周期の略半周期から１周期の間に納まるように
設定されていることを特徴とする。

【００１０】さらに、上記低電圧直流源に並列接続され
た低圧コンデンサを２個以上有し、該低圧コンデンサに
直列に接続された回路に対する挿入、切り離しのための
スイッチング手段と、該スイッチング手段を制御して低
圧コンデンサ容量を変化させることで零電流スイッチン
グのタイミングを崩すことなく出力電力制御を行なう切
替回路とを有することを特徴とする。

【００１１】

【作用】プッシュプル方式インバータ回路内の２つのス
イッチング素子群を同時にオフした状態（休止期間）か
ら、一方のスイッチング素子群をオンすると高圧コンデ
ンサは昇圧トランスのリーケージインダクタンス、高圧
コンデンサのキャパシタンス、回路抵抗（但しマグネト
ロンの抵抗分は除く）で定まる振動の弧を描く電流で充
電される。高圧コンデンサの充電電圧の大きさは高圧コ
ンデンサの初期電圧とスイッチング素子群のオン時間の
長さで決まる。次に、前記と同じスイッチング素子群を
オフすると、昇圧トランスに蓄えられた電磁エネルギが
高圧コンデンサに供給されながら電源に回生され、休止
期間となる。

【００１２】次に、休止期間の後、他方のスイッチング
素子群をオンすると、昇圧用トランスのリーケージイン
ダクタンスと高圧コンデンサのキャパシティ、マグネト
ロンの抵抗分を含む回路抵抗で定まる振動の弧を描く電
流でマグネトロンに電気エネルギーが供給される。ここ
でマグネトロンに供給される電力は、高圧コンデンサの
電圧とスイッチング素子群のオン時間の長さで決まる。
そしてスイッチング素子群をオフすると昇圧トランスに
蓄えられた電磁エネルギーがマグネトロンに供給されな
がら電源に回生される。以上のスイッチング動作が繰り
返されてマグネトロンが高周波電力を発振するように駆
動される。

【００１３】またスイッチング素子の電流波形は回路定
数、すなわち主回路内のインダクタンス成分、キャパシ
タンス成分、及び回路抵抗で定まる固有周波数で振動す
るが、このインダクタンス値、キャパシタンス値、ある
いはこの双方を調整して、スイッチング素子のオン時間
を固有周波数の２分の１周期から１周期の間に納める
と、零電流スイッチングを行うことができ、遷移損が非
常に小さくなり、スイッチング損失の低減が図れる。

【００１４】この状態からさらに、低圧コンデンサのキ
ャパシタンス値を変化させてやると、零電流スイッチン
グ状態を崩すことなく、出力電流波形の振動条件の変化
による波形形状の変動により出力電流の平均値が変化
し、出力電力は出力電流平均値に比例するのでインバー
タの出力電力が制御される。

【００１５】

【実施例】以下、添付図面を参照して実施例により本発
明のインバータ電子レンジの駆動回路および回路出力改
善、回路損失低減について詳細に説明する。

【００１６】図１は本発明の第１の実施例の電源回路図
である。本電源回路は低電圧直流電源（例えば自動車用
蓄電池）１の直流電力を高周波電力に変換するプッシュ
プル電圧型のインバータ回路２、電源電圧を昇圧する昇
圧トランス３、昇圧トランス３の出力を整流する倍電圧
半波整流回路４を備えてなり、倍電圧半波整流回路４の
出力によってマグネトロン５を駆動する。また、昇圧ト
ランス３の２次側からは、マグネトロン５のフィラメン
ト加熱用電源も供給される。

【００１７】倍電圧半波整流回路４は、２個の高圧ダイ
オード６ａ、６ｂ及び高圧コンデンサ７により構成され
る。

【００１８】インバータ回路２は、１個あるいは２個以
上の直流を高速でスイッチングするパワーＭＯＳＦＥＴ
（Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transist
orの略）が並列接続された２組のスイッチング素子群８
ａ、８ｂと、スイッチング素子群８ａ、８ｂを駆動する
スイッチング素子ドライブ回路９ａ、９ｂと制御回路１
０とを備えてなる。

【００１９】スイッチング素子群８ａと８ｂを構成して
いるパワーＭＯＳＦＥＴのドレインはそれぞれ昇圧トラ
ンス３の１次巻線の一端３ａと他端３ｂに接続され、こ
れら２つのスイッチング素子群８ａ，８ｂを構成してい
るパワーＭＯＳＦＥＴのソース同士が接続され、さらに
スイッチング素子群８ａ、８ｂを構成しているパワーＭ
ＯＳＦＥＴのゲートがスイッチング素子ドライブ回路９
ａ、９ｂにそれぞれ接続されている。

【００２０】パワーＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチ
ング素子群８ａ，８ｂは、制御回路１０、スイッチング
素子ドライブ回路９ａ、９ｂによって駆動され、昇圧ト
ランス３の１次側を流れる電流が高速にスイッチングさ
れる。

【００２１】直流電源１は、その一端が直列接続された
チョークコイル１１、及び直流電源１とチョークコイル
１１に並列接続された低圧コンデンサ１２を介してスイ
ッチング素子群８ａのソースとスイッチング素子群８ｂ
のソースとの接続点に接続され、他端は昇圧トランス３
の１次巻線のセンタータップ３ｃに接続されている。

【００２２】つぎに本実施例の動作を説明する。スイッ
チング素子群８ａ及び８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴが共に
オフしている状態からスイッチング素子群８ｂのパワー
ＭＯＳＦＥＴがオンされると、昇圧トランス３の２次側
回路は高圧コンデンサ７、高圧ダイオード６ａ、昇圧ト
ランス３の２次巻線の一端３ｅ、２次巻線の他端３ｄの
閉ループに電流が流れ高圧コンデンサ７が充電される。

【００２３】つぎに再び上記と同じスイッチング素子群
８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴをオフすると昇圧トランス３
に蓄えられた電磁エネルギーが高圧コンデンサ７に供給
されながら電源１に回生され、２つのスイッチング素子
群８ａ、８ｂのパワーＭＯＳＦＥＴが同時オフする期間
に移る。

【００２４】次に、スイッチング素子群８ａのパワーＭ
ＯＳＦＥＴがオンすると、昇圧トランス３の２次側回路
は高圧ダイオード６ｂ、高圧コンデンサ７、昇圧トラン
ス３の２次巻線の一端３ｄ、２次巻線の他端３ｅ、マグ
ネトロン５の閉ループに電流が流れ、マグネトロン５に
電気エネルギーが供給される。そしてスイッチング素子
群８ａのパワーＭＯＳＦＥＴをオフすると昇圧トランス
３に蓄えられた電磁エネルギーはマグネトロン５に供給
されながら電源１に回生される。以上の動作が繰り返さ
れてマグネトロン５には高周波電力が供給される。

【００２５】このとき、高圧コンデンサ７には主回路中
の回路インダクタンス、回路キャパシタンス、回路抵
抗、すなわち昇圧トランス３のリーケージインダクタン
ス、高圧コンデンサ７、及び低圧コンデンサ１２のキャ
パシタンス、スイッチング素子オン抵抗、配線抵抗等の
回路抵抗で定まる振動の弧を描くスイッチング素子群８
ｂのパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン電流波形と同様の電
流波形で充電され、またマグネトロン５には昇圧トラン
ス３のリーケージインダクタンスと高圧コンデンサ７、
及び低圧コンデンサ１２のキャパシタンス、スイッチン
グ素子オン抵抗、配線抵抗等の回路抵抗で定まる振動の
弧を描くスイッチング素子群８ａのパワーＭＯＳＦＥＴ
のドレイン電流波形と同様の電流波形で電気エネルギー
が供給される。

【００２６】図２は本実施例におけるパワーＭＯＳＦＥ
Ｔに流れる電流波形の一例を示す図である。同図を参照
して回路出力電力が向上できることを詳細に説明する。
上記電流波形は上述したように昇圧トランス３のリーケ
ージインダクタンス、高圧コンデンサ７、低圧コンデン
サ１２のキャパシタンス、回路抵抗の各値で定まる固有
周波数で振動し、固有周波数Ｆは次式で表わすことがで
きる。

【００２７】

【数１】

【００２８】ここで Ｌ：昇圧トランスのリーケージイ
ンダクタンス Ｃ：高圧コンデンサのキャパシタンス Ｒ：回路抵抗 ｎ：昇圧用トランス巻数比 この波形の２分の１周期から１周期の範囲内にパワーＭ
ＯＳＦＥＴのオン時間を合わせるように上式中のＬ，
Ｃ，Ｒの値を設定すると（１／２Ｆ≦ＴON≦１／Ｆ）、
ＭＯＳＦＥＴのオフ時におけるドレイン電流がほぼゼロ
となり、零電流スイッチングが可能となるため、遷移損
の発生を極力抑えることができ、スイッチング損失の低
減が図れることがわかる。また特にオン時間を２分の１
周期に等しく（１／２Ｆ＝ＴON）することによって、図
２（ａ）に示すようにパワーＭＯＳＦＥＴのオン期間に
おける電流（電流波形のオン期間における積分値）はほ
ぼ最大となり、回路出力電力もほぼ最大にできる。この
固有振動数がオン時間よりも長すぎたり、短すぎたりす
ると、図２（ｂ），図２（ｃ）に示したようにオン期間
中の電流値は小さくなる。

【００２９】一方、上記電流波形が振動の孤を描くこと
を利用して，上記回路定数を変化させることによって，
オン期間中の電流波形の固有振動数を変えることで電流
値を制御する。ここで回路定数である、回路キャパシタ
ンス，回路インダクタンス、回路抵抗のどの値を変化さ
せても、この効果を得ることができるが、ここではその
一例として最も大きな効果が期待でき、しかも容易に実
現可能な方法として低圧コンデンサの容量をリレー接点
を用いて切替える方法とその効果について説明する。

【００３０】図３は本発明の第２の実施例の電源回路図
である。第１の実施例に比べての相違点は、低圧コンデ
ンサを３個（１２ａ,１２ｂ,１２ｃ）並列に挿入し、そ
のうちの２個のコンデンサは、リレー１３ａ，１３ｂを
介して主回路に接続されており、このリレー１３ａ，１
３ｂのオン、オフ制御を行う切替え回路１４が付加され
ている。例えば今この３個の低圧コンデンサの容量がそ
れぞれ４.７μＦ、１０μＦ，２２μＦとし、切替え回
路１４で上記リレー接点のオン、オフを制御すると、リ
レー接点１３ａ、１３ｂのオン・オフで入力コンデンサ
容量は変化し、１３ａ，１３ｂが共にオンの時は３６.
７μＦ、１３ａがオフ、１３ｂがオンの時は２６.７μ
Ｆ，１３ａがオン、１３ｂがオフの時は１４.７μＦ、
１３ａ，１３ｂが共にオフの時は４.７μＦとなる。こ
の結果主回路中における上記回路キャパシタンスが変化
し、マグネトロンに供給される電流波形が図４，図５，
図６，図７に示す実測波形のように変化する。ここで電
流平均値は電流波形の積分値から求めることができ、そ
れぞれの場合では１４６.３ｍＡ、９３.６ｍＡ、５８.
９ｍＡ、３１.１ｍＡとなる。またマグネトロンに供給
される電力は上記電流平均値に比例するため、上述のよ
うに入力コンデンサ容量を切替えることでマグネトロン
への供給電力すなわち電子レンジのパワー制御を容易
に、しかも通常のＰＷＭ制御におけるパワー制御のよう
にスイッチングオン時間を変化させるのではなく、図４
乃至図７に示すようにスイッチングオン時間はそのまま
で電流波形の周期を変化させているため、零電流スイッ
チングを行うという特徴を損なわず、パワー制御を行う
ことができる。このためパワー制御による効率を低下は
ない。

【００３１】尚、同様の動作は高圧コンデンサの容量を
変化させることでも行うことができるが、高圧回路での
接点による切替えは価格的にも技術的にも困難あり、低
圧コンデンサ容量を段階的、あるいは連続的に変化させ
ることによって可能であるという点に本実施例の特徴が
ある。

【００３２】

【発明の効果】本発明によれば、ＤＣ／ＡＣインバータ
を使用する必要がないので、安価で電力利用効率の高
い、かつ高出力なインバータ電子レンジの駆動回路を提
供できる。さらに、低電圧の直流電源を直接高周波電流
に変換しているので、電源回路の中で最も大きく、しか
も重量のある昇圧用トランスの小型化、軽量化が可能と
なり、駆動回路のコンパクト化が図れる。

【００３３】また、スイッチング素子のオン時間と電流
波形の過渡振動の振動周期の制御により、大きな回路出
力が得られ、零電流スイッチングによるスイッチング損
失の低減を実現出来る。

【００３４】さらに、低圧コンデンサ容量の制御によ
り、零電流スイッチングの効果を損なうことなく、出力
パワー制御を実現できる。

【００３５】以上のことから、本発明の駆動回路を電子
レンジに用いれば、通常調理、食品解凍等、調理内容に
応じたパワーでの使用が可能となり、しかも高効率であ
るという、これまでは実現不可能であった低電圧直流電
源駆動の電子レンジが実現する。尚、本発明は広くマグ
ネトロン駆動に利用できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の電源回路図である。

【図２】第１の実施例のパワーＭＯＳＦＥＴのスイッチ
ング電流波形を説明する図である。

【図３】本発明の第２の実施例の電源回路図である。

【図４】第２の実施例におけるマグネトロンに供給され
る電流波形を示す図である。

【図５】第２の実施例におけるマグネトロンに供給され
る電流波形を示す図である。

【図６】第２の実施例におけるマグネトロンに供給され
る電流波形を示す図である。

【図７】第２の実施例におけるマグネトロンに供給され
る電流波形を示す図である。

【図８】従来の商用電源で駆動するインバータ電子レン
ジの回路ブロック図である。

【図９】低電圧直流電源を用いて従来のインバータ電子
レンジを駆動する方法を説明する図である。

【符号の説明】

１：直流電源 ２：インバー
タ回路 ３：昇圧トランス ４：倍電圧半
波整流回路 ５：マグネトロン ６：高圧ダイ
オード ７：高圧コンデンサ ８ａ、８ｂ：
スイッチング素子群 ９ａ、９ｂ：スイッチング素子駆動回路 １０：制御回
路 １１：チョークコイル １２：低圧コ
ンデンサ １３：リレー １４：切替え
回路

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】スイッチング素子が１個以上並列接続され
   た２つのスイッチング素子群と、上記スイッチング素子
   のオン、オフ動作を行う制御手段とからなるプッシュプ
   ル方式インバータ回路と、 該プッシュプル方式インバータ回路からの高周波交流が
   １次巻線に供給されて２次巻線に高圧を発生させる昇圧
   トランスと、 該昇圧トランスの２次巻線に接続され、高圧ダイオード
   と高圧コンデンサで構成されたマグネトロンに電力を供
   給する倍電圧整流回路と、 電源となる低電圧直流源に並列に接続される低圧コンデ
   ンサと、 該低圧コンデンサの一端に接続され上記低電圧直流源に
   直列に接続されるチョークコイルとから構成され、 上記昇圧トランスの１次巻線と上記２つのスイッチング
   素子群とが接続されて閉ループが形成され、２つのスイ
   ッチング素子群の接続点と上記昇圧トランスの１次巻線
   のセンタータップとが上記低圧コンデンサの両端に接続
   されていることを特徴とするインバータ電子レンジの駆
   動回路。
2. 【請求項２】上記プッシュプル方式インバータ回路内の
   制御手段が、上記プッシュプル方式インバータ回路の出
   力電流波形の過渡振動の振動周期と上記スイッチング素
   子のオン時間の関係に対して、上記オン時間が上記振動
   周期の略半周期から１周期の間に納まるように設定され
   ていることを特徴とする請求項１記載のインバータ電子
   レンジの駆動回路。
3. 【請求項３】上記低電圧直流源に並列接続された低圧コ
   ンデンサを２個以上有し、該低圧コンデンサに直列に接
   続された回路に対する挿入、切り離しのためのスイッチ
   ング手段と、該スイッチング手段を制御して低圧コンデ
   ンサ容量を変化させることで零電流スイッチングのタイ
   ミングを崩すことなく出力電力制御を行なう切替回路と
   を有することを特徴とする請求項２記載のインバータ電
   子レンジの駆動回路。