JPH06101773B2 - ハイインピ−ダンス回路 - Google Patents
ハイインピ−ダンス回路Info
- Publication number
- JPH06101773B2 JPH06101773B2 JP27299984A JP27299984A JPH06101773B2 JP H06101773 B2 JPH06101773 B2 JP H06101773B2 JP 27299984 A JP27299984 A JP 27299984A JP 27299984 A JP27299984 A JP 27299984A JP H06101773 B2 JPH06101773 B2 JP H06101773B2
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- JP
- Japan
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- current
- circuit
- load
- output
- switch
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
- H04M19/001—Current supply source at the exchanger providing current to substations
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M3/00—Automatic or semi-automatic exchanges
- H04M3/22—Arrangements for supervision, monitoring or testing
- H04M3/2272—Subscriber line supervision circuits, e.g. call detection circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は電子回路的に等価インダクダンスを構成したハ
イインピーダンス回路に係り、特に電話交換機の加入者
回路の電流供給回路に好適なハイインピーダンス回路に
関する。
イインピーダンス回路に係り、特に電話交換機の加入者
回路の電流供給回路に好適なハイインピーダンス回路に
関する。
電話交換機の加入者回路に用いられる電流供給回路は、
加入者端末である電話器に大きな通話電流を流すと同時
に電話器から送られてくる音声信号を損失なく受けるた
めに交流信号に対してハイインピーダンスにする必要が
あり、このため従来はレターコイル等の電磁部品が用い
られていた。しかしこれら電磁部品は重くて大型になる
ので、この小型化を目的として電子化の試みが行なわれ
ている（例えば特開昭53-41917参照）。これには直流的
には低抵抗で交流的にはハイインピーダンスを示すいわ
ば等価インダクタンス回路を回路的に作る必要がある。
しかしながら電子回路的に等価インダクタンスを構成し
た場合に、出力のオン、オフ制御を行なった時に出力電
流の変化状態が実際のインダクタンスと異なって大きな
振動を伴なう場合が生じ問題となる場合があった。
加入者端末である電話器に大きな通話電流を流すと同時
に電話器から送られてくる音声信号を損失なく受けるた
めに交流信号に対してハイインピーダンスにする必要が
あり、このため従来はレターコイル等の電磁部品が用い
られていた。しかしこれら電磁部品は重くて大型になる
ので、この小型化を目的として電子化の試みが行なわれ
ている（例えば特開昭53-41917参照）。これには直流的
には低抵抗で交流的にはハイインピーダンスを示すいわ
ば等価インダクタンス回路を回路的に作る必要がある。
しかしながら電子回路的に等価インダクタンスを構成し
た場合に、出力のオン、オフ制御を行なった時に出力電
流の変化状態が実際のインダクタンスと異なって大きな
振動を伴なう場合が生じ問題となる場合があった。
第１図は従来のハイインピーダンス回路を示す。同図に
於てオペアンプOP1とトランジスタQ1よりなる電流増幅
器１は負荷RLに電流ILを供給する。負荷電圧検出抵抗Ri
とコンデンサCDCとはローパスフィルタを構成し、これ
により電流増幅器１は直流的には十分な負帰還がかかり
その出力抵抗が十分小さくなるが、交流的には負帰還が
かからないためハイインピーダンス出力となる。スイッ
チSW1は負帰還を直流的に遮断して出力電流ILを０にす
る遮断器であり、この様に電子回路により回路を構成す
ることにより等価インダクタンス回路のオンオフ制御が
容易になる。しかしながらスイッチSW1を閉じて電流増
幅器１の出力を遮断すると負荷RLに電流ILが流れなくな
って電源電圧が電圧検出抵抗RiとコンデンサCDCから成
るローパスフィルタに直接印加され、このためコンデン
サCDC両端の電圧はスイッチSW1が開いている時よりも著
しく大きくなる。従って次にスイッチSW1を開いて負荷
電流ILを供給開始しようとすると、電流増幅器１の入力
であるコンデンサCDCの端子電圧が定常値より異常に大
きくなっているため、過渡的に大電流が負荷側に流れ、
負荷に容量分CLがあると負荷電流に振動波形が生じる。
第２図はこのスイッチSW1の開閉タイミングに対応する
負荷電流ILの波形を示すもので、時刻t1にスイッチSW1
を閉じてその後時刻t2に開いた時の様子を示している。
この様な振動波形は負荷電流のモニターにより、負荷側
の状態検出を行なおうとするシステム、例えば電話交換
機の加入者回路のループ検出機能にとっては極めて有害
である。
於てオペアンプOP1とトランジスタQ1よりなる電流増幅
器１は負荷RLに電流ILを供給する。負荷電圧検出抵抗Ri
とコンデンサCDCとはローパスフィルタを構成し、これ
により電流増幅器１は直流的には十分な負帰還がかかり
その出力抵抗が十分小さくなるが、交流的には負帰還が
かからないためハイインピーダンス出力となる。スイッ
チSW1は負帰還を直流的に遮断して出力電流ILを０にす
る遮断器であり、この様に電子回路により回路を構成す
ることにより等価インダクタンス回路のオンオフ制御が
容易になる。しかしながらスイッチSW1を閉じて電流増
幅器１の出力を遮断すると負荷RLに電流ILが流れなくな
って電源電圧が電圧検出抵抗RiとコンデンサCDCから成
るローパスフィルタに直接印加され、このためコンデン
サCDC両端の電圧はスイッチSW1が開いている時よりも著
しく大きくなる。従って次にスイッチSW1を開いて負荷
電流ILを供給開始しようとすると、電流増幅器１の入力
であるコンデンサCDCの端子電圧が定常値より異常に大
きくなっているため、過渡的に大電流が負荷側に流れ、
負荷に容量分CLがあると負荷電流に振動波形が生じる。
第２図はこのスイッチSW1の開閉タイミングに対応する
負荷電流ILの波形を示すもので、時刻t1にスイッチSW1
を閉じてその後時刻t2に開いた時の様子を示している。
この様な振動波形は負荷電流のモニターにより、負荷側
の状態検出を行なおうとするシステム、例えば電話交換
機の加入者回路のループ検出機能にとっては極めて有害
である。
本発明の目的は上述した従来技術の欠点をなくし、オン
オフ制御時に負荷電流が滑らかに変化するよう構成した
ハイインピーダンス回路を提供することにある。
オフ制御時に負荷電流が滑らかに変化するよう構成した
ハイインピーダンス回路を提供することにある。
本発明は、ローパスフィルタと電流増幅器より構成され
るハイインピーダンス回路において、負荷電流を供給す
る電流増幅器の遮断と同時にローパスフィルタ回路を電
気的に切り離す手段を設けることにより、負荷電流遮断
時におけるローパスフィルタの蓄積電荷の異常増大を防
止する構成としたことを特徴とするものである。
るハイインピーダンス回路において、負荷電流を供給す
る電流増幅器の遮断と同時にローパスフィルタ回路を電
気的に切り離す手段を設けることにより、負荷電流遮断
時におけるローパスフィルタの蓄積電荷の異常増大を防
止する構成としたことを特徴とするものである。
以下、本発明を実施例によって説明する。第３図は本発
明の第１の実施例を示すもので、同図は従来の第１図と
比べてコンデンサCDCに直列にスイッチSW2を設けたとこ
ろが異っており、他の構成は同じである。このスイッチ
SW2はローパスフィルタを構成するコンデンサCDCを回路
より切り離すことにより蓄積エネルギーを一時保持する
ために設けられている。この実施例では、第１図の場合
と同様にスイッチSW1開、スイッチSW2閉の時直流的には
十分な負帰還がかかり低抵抗に、交流的にはローパスフ
ィルタにより帰還が停止するためハイインピーダンスに
なるという出力特性となる。第４図は第３図の回路の負
荷電流ILの応答波形を示すものでｔ＜t1ではスイッチSW
1開放、スイッチSW2閉で第３図のハイインピーダンス回
路は負荷抵抗RLに定常的に電流を供給している。ｔ＝t1
でスイッチSW1を閉じると電流増幅器１の出力が遮断さ
れ、負荷RLには電圧検出抵抗Riに流れる電流だけが流れ
るがこれは極めて小さくほぼ０とみなせる。従って電源
電圧VBBはほぼそのままの大半がRiとコンデンサCDCの直
列回路に印加され、この結果電圧検出抵抗の電流が増大
し、コンデンサCDCの充電電荷も増大するから、負荷電
流の供給開始時には過渡的に大電流が流れる。そこで本
発明ではスイッチSW1の閉路と同時にスイッチSW2を開放
し、コンデンサCDCの電荷を負荷電流遮断時直前の状態
に保持し、コンデンサCDCの端子間電圧が増大しないよ
うにしている。従ってｔ＝t2でスイッチSW1を開放し、
スイッチSW2を閉じると、電流増幅器１は再び負荷電流I
Lの供給を開始するが、その初期値は、電流増幅器１の
入力となるコンデンサCDCの電圧が出力遮断時の直前の
値に保持されているために、ほとんど定常値と等しい電
流値となる。実際にはスイッチSW2開放時にコンデンサC
DC自己放電により若干電位が下がるため、第４図に示す
ように定常値よりやや低い値より負荷電流ILを供給開始
し、ただちに定常値に達する。このように出力遮断時に
ローパスフィルタの蓄積電荷を出力遮断直前の状態に保
持し、負荷電流の再投入開始時に保持状態を解放するよ
うハイインピーダンス回路をオンオフ制御することで、
負荷電流の滑らかなオンオフ制御が可能となる。
明の第１の実施例を示すもので、同図は従来の第１図と
比べてコンデンサCDCに直列にスイッチSW2を設けたとこ
ろが異っており、他の構成は同じである。このスイッチ
SW2はローパスフィルタを構成するコンデンサCDCを回路
より切り離すことにより蓄積エネルギーを一時保持する
ために設けられている。この実施例では、第１図の場合
と同様にスイッチSW1開、スイッチSW2閉の時直流的には
十分な負帰還がかかり低抵抗に、交流的にはローパスフ
ィルタにより帰還が停止するためハイインピーダンスに
なるという出力特性となる。第４図は第３図の回路の負
荷電流ILの応答波形を示すものでｔ＜t1ではスイッチSW
1開放、スイッチSW2閉で第３図のハイインピーダンス回
路は負荷抵抗RLに定常的に電流を供給している。ｔ＝t1
でスイッチSW1を閉じると電流増幅器１の出力が遮断さ
れ、負荷RLには電圧検出抵抗Riに流れる電流だけが流れ
るがこれは極めて小さくほぼ０とみなせる。従って電源
電圧VBBはほぼそのままの大半がRiとコンデンサCDCの直
列回路に印加され、この結果電圧検出抵抗の電流が増大
し、コンデンサCDCの充電電荷も増大するから、負荷電
流の供給開始時には過渡的に大電流が流れる。そこで本
発明ではスイッチSW1の閉路と同時にスイッチSW2を開放
し、コンデンサCDCの電荷を負荷電流遮断時直前の状態
に保持し、コンデンサCDCの端子間電圧が増大しないよ
うにしている。従ってｔ＝t2でスイッチSW1を開放し、
スイッチSW2を閉じると、電流増幅器１は再び負荷電流I
Lの供給を開始するが、その初期値は、電流増幅器１の
入力となるコンデンサCDCの電圧が出力遮断時の直前の
値に保持されているために、ほとんど定常値と等しい電
流値となる。実際にはスイッチSW2開放時にコンデンサC
DC自己放電により若干電位が下がるため、第４図に示す
ように定常値よりやや低い値より負荷電流ILを供給開始
し、ただちに定常値に達する。このように出力遮断時に
ローパスフィルタの蓄積電荷を出力遮断直前の状態に保
持し、負荷電流の再投入開始時に保持状態を解放するよ
うハイインピーダンス回路をオンオフ制御することで、
負荷電流の滑らかなオンオフ制御が可能となる。
第５図は本発明の第２の実施例を示すもので、電話交換
機の加入者回路用電流供給回路に本発明を用いた場合で
ある。同図では負荷としての電話機12へシンク形の電流
増幅器１とソース形の電流増幅器11により電流が供給さ
れる。PNP形のレントミラー4,5,6の等価回路は第６図に
示されており、入力電流IINと等しい電流IOUTが出力さ
れる。またNPN形のカレントミラー７〜10の等価回路は
第７図に示されており、PNP形と電流方向が逆の他は動
作は同じである。RDC,CDCはローパスフィルタを構成す
る。トランジスタQ3,Q4は電流増幅器1,11の遮断器で第
３図のスイッチSW1に相当し、トランジスタQ5,Q6はダイ
オードＤと共にコンデンサCDCを回路より切り離す動作
をするカレントスイッチで第３図のスイッチSW2に相当
する。以下に第５図の回路動作を説明する。抵抗R1,R2
により、2WB,2WA間の負荷電圧を検出するカレントミラ
ー５にはＢ線側（2WB）の電圧に比例した電流が流れ、
カレントミラー７にはＡ線側（2WA）の電圧に比例した
電流が流れる。Ｂ線側検出電流はカレントミラー８で電
流反転されカレントミラー６にカレントミラー７の出力
電流と共に流入することにより、カレントミラー６の出
力よりＡ線側電圧とＢ線側電圧の和に比例した電流、す
なわち負荷電圧に比例した電流が流出する。負荷へ電流
供給時（定常時）にはスイッチSW3は開放であり、トラ
ンジスタQ5がオン、トランジスタQ3,Q4がオフしてい
る。そして負荷電圧検出電流はCDC,RDCよりなるローパ
スフィルタを通りここで交流信号成分が除去され、カレ
ントミラー9,4をへて電流増幅器1,11を駆動する。従っ
て２線負荷側（2WA,2WB）より回路側を見ると、直流的
には十分な負帰還がかかっているため低抵抗に見え、交
流的には帰還が停止しているためハイインピーダンスに
見える。さてスイッチSW3を閉じてバイアス電流IBによ
りトランジスタQ3,Q4をオン駆動することにより出力遮
断すると、第３図と同様に負荷電流がほぼ０となるとと
もに電圧検出抵抗R1,R2に電源電圧の大半がかかり、R1,
R2の電流が増大しこれがカレントミラー５〜８を介して
コンデンサCDCの充電電荷の増大をもたらす可能性があ
るが、本実施例ではスイッチSW3のオンと同時にカレン
トミラー10を介してトランジスタQ6のカレントスイッチ
をオン、従ってトランジスタQ5をオフとする。このため
カレントミラー６より流れ出る負荷電圧検出電流は、抵
抗RDCには流れるがダイオードＤの整流作用によりコン
デンサCDCには流入しなくなる。従ってスイッチSW3オン
時にコンデンサCDCの端子電圧は増大せず、その電位は
出力遮断直前の定常法に保持される。次いでスイッチSW
3をオフにもどすと、電流増幅器11,1の遮断用トランジ
スタQ3,Q4もオフするので負荷電流が再び流れ始める。
また、カレントスイッチQ5,Q6もQ5側に切り変えられる
ため、カレントミラー６の出力より流れてくる負荷電圧
検出電流はダイオードＤを通ってカレントミラー９に流
入するようになり、抵抗RDCと容量CDCのローパスフィル
タが動作し始める。ここで電流増幅器1,11の入力はカレ
ントミラー９の入力電流、すなわちコンデンサCDCの端
子電圧で定まるため負荷電流再投入時の出力電流は出力
遮断直前の値に等しくなることから、第４図の場合と同
様に過渡振動のない滑らかな立上り電流波形が得られ
る。一般に電流供給回路は電話機12に通話電流を供給す
る機能の他に電話機のオン．フック，オフ．フック状態
を検出する機能が必要である。電話機側の状態に変化が
なく電流供給回路側のオンオフ制御を行う場合に従来例
のように負荷電流に過渡振動が生じると電話機側の状態
監視回路（図示せず）に誤った検出情報を与える。しか
し本実施例のような構成とすればこのような誤動作を防
ぐことができる。
機の加入者回路用電流供給回路に本発明を用いた場合で
ある。同図では負荷としての電話機12へシンク形の電流
増幅器１とソース形の電流増幅器11により電流が供給さ
れる。PNP形のレントミラー4,5,6の等価回路は第６図に
示されており、入力電流IINと等しい電流IOUTが出力さ
れる。またNPN形のカレントミラー７〜10の等価回路は
第７図に示されており、PNP形と電流方向が逆の他は動
作は同じである。RDC,CDCはローパスフィルタを構成す
る。トランジスタQ3,Q4は電流増幅器1,11の遮断器で第
３図のスイッチSW1に相当し、トランジスタQ5,Q6はダイ
オードＤと共にコンデンサCDCを回路より切り離す動作
をするカレントスイッチで第３図のスイッチSW2に相当
する。以下に第５図の回路動作を説明する。抵抗R1,R2
により、2WB,2WA間の負荷電圧を検出するカレントミラ
ー５にはＢ線側（2WB）の電圧に比例した電流が流れ、
カレントミラー７にはＡ線側（2WA）の電圧に比例した
電流が流れる。Ｂ線側検出電流はカレントミラー８で電
流反転されカレントミラー６にカレントミラー７の出力
電流と共に流入することにより、カレントミラー６の出
力よりＡ線側電圧とＢ線側電圧の和に比例した電流、す
なわち負荷電圧に比例した電流が流出する。負荷へ電流
供給時（定常時）にはスイッチSW3は開放であり、トラ
ンジスタQ5がオン、トランジスタQ3,Q4がオフしてい
る。そして負荷電圧検出電流はCDC,RDCよりなるローパ
スフィルタを通りここで交流信号成分が除去され、カレ
ントミラー9,4をへて電流増幅器1,11を駆動する。従っ
て２線負荷側（2WA,2WB）より回路側を見ると、直流的
には十分な負帰還がかかっているため低抵抗に見え、交
流的には帰還が停止しているためハイインピーダンスに
見える。さてスイッチSW3を閉じてバイアス電流IBによ
りトランジスタQ3,Q4をオン駆動することにより出力遮
断すると、第３図と同様に負荷電流がほぼ０となるとと
もに電圧検出抵抗R1,R2に電源電圧の大半がかかり、R1,
R2の電流が増大しこれがカレントミラー５〜８を介して
コンデンサCDCの充電電荷の増大をもたらす可能性があ
るが、本実施例ではスイッチSW3のオンと同時にカレン
トミラー10を介してトランジスタQ6のカレントスイッチ
をオン、従ってトランジスタQ5をオフとする。このため
カレントミラー６より流れ出る負荷電圧検出電流は、抵
抗RDCには流れるがダイオードＤの整流作用によりコン
デンサCDCには流入しなくなる。従ってスイッチSW3オン
時にコンデンサCDCの端子電圧は増大せず、その電位は
出力遮断直前の定常法に保持される。次いでスイッチSW
3をオフにもどすと、電流増幅器11,1の遮断用トランジ
スタQ3,Q4もオフするので負荷電流が再び流れ始める。
また、カレントスイッチQ5,Q6もQ5側に切り変えられる
ため、カレントミラー６の出力より流れてくる負荷電圧
検出電流はダイオードＤを通ってカレントミラー９に流
入するようになり、抵抗RDCと容量CDCのローパスフィル
タが動作し始める。ここで電流増幅器1,11の入力はカレ
ントミラー９の入力電流、すなわちコンデンサCDCの端
子電圧で定まるため負荷電流再投入時の出力電流は出力
遮断直前の値に等しくなることから、第４図の場合と同
様に過渡振動のない滑らかな立上り電流波形が得られ
る。一般に電流供給回路は電話機12に通話電流を供給す
る機能の他に電話機のオン．フック，オフ．フック状態
を検出する機能が必要である。電話機側の状態に変化が
なく電流供給回路側のオンオフ制御を行う場合に従来例
のように負荷電流に過渡振動が生じると電話機側の状態
監視回路（図示せず）に誤った検出情報を与える。しか
し本実施例のような構成とすればこのような誤動作を防
ぐことができる。
本発明によって電子回路的に構成したハイインピーダン
ス回路のオンオフ制御時の電流波形の過渡振動が制御さ
れ、有害な雑音の発生が防止できるとともに、電話交換
機の電流供給回路に用いた場合電話機側の状態監視を精
度良く行うことができるという効果がある。
ス回路のオンオフ制御時の電流波形の過渡振動が制御さ
れ、有害な雑音の発生が防止できるとともに、電話交換
機の電流供給回路に用いた場合電話機側の状態監視を精
度良く行うことができるという効果がある。
第１図は従来のハイインピーダンス回路を示す図、第２
図は第１図の回路における負荷電流の応答波形を示す
図、第３図は本発明の第１の実施例を示す図、第４図は
第３図の回路における負荷電流の応答波形を示す図、第
５図は本発明の第２の実施例を示す図、第６図及び第７
図はカレントミラーの等価回路図である。 1,11……電流増幅器、 4,5,6……PNP形カレントミラー、 7,8,9,10……NPN形カレントミラー、 12……電話機、 CDC……コンデンサ、 Ｄ……ダイオード、 SW1,SW2,SW3……スイッチ。
図は第１図の回路における負荷電流の応答波形を示す
図、第３図は本発明の第１の実施例を示す図、第４図は
第３図の回路における負荷電流の応答波形を示す図、第
５図は本発明の第２の実施例を示す図、第６図及び第７
図はカレントミラーの等価回路図である。 1,11……電流増幅器、 4,5,6……PNP形カレントミラー、 7,8,9,10……NPN形カレントミラー、 12……電話機、 CDC……コンデンサ、 Ｄ……ダイオード、 SW1,SW2,SW3……スイッチ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 林 敏夫 神奈川県厚木市小野1839番地 日本電信電 話公社厚木電気通信研究所内 (72)発明者 木村 忠勝 神奈川県厚木市小野1839番地 日本電信電 話公社厚木電気通信研究所内
Claims (1)
- 【請求項１】交流成分を除去するローパスフィルタを電
流増幅回路のフィードバックループに設けることによっ
てその出力インピーダンスが直流に対しては十分低く音
声周波に対しては十分高くなるように構成され、かつ電
流増幅回路の出力を遮断する出力遮断器を備えたハイイ
ンピーダンス回路に於て、上記出力遮断器による出力遮
断時に上記ローパスフィルタの電気エネルギーを一時的
に保持するよう制御する保持回路を設けたことを特徴と
するハイインピーダンス回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27299984A JPH06101773B2 (ja) | 1984-12-26 | 1984-12-26 | ハイインピ−ダンス回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27299984A JPH06101773B2 (ja) | 1984-12-26 | 1984-12-26 | ハイインピ−ダンス回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61152158A JPS61152158A (ja) | 1986-07-10 |
| JPH06101773B2 true JPH06101773B2 (ja) | 1994-12-12 |
Family
ID=17521734
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27299984A Expired - Fee Related JPH06101773B2 (ja) | 1984-12-26 | 1984-12-26 | ハイインピ−ダンス回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06101773B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04165808A (ja) * | 1990-10-30 | 1992-06-11 | Nec Corp | 電子化インダクタンス回路 |
-
1984
- 1984-12-26 JP JP27299984A patent/JPH06101773B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61152158A (ja) | 1986-07-10 |
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