JPH06111973A

JPH06111973A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH06111973A
Application number: JP4257025A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Sako; 浩行迫; Kazuhiro Goshima; 和宏五島; Akinori Hiramatsu; 明則平松
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1992-09-25
Filing date: 1992-09-25
Publication date: 1994-04-22

Abstract

(57)【要約】【目的】放電灯が外されたり、寿命末期等の負荷異常が
生じたときに、負荷の異常を報知できる放電灯点灯装置
を高い回路効率を維持しながら実現する。【構成】負荷異常時にダイオードＤ₃，Ｄ₄の接続点と
トランスＴ₃の１次巻線のタップの間に流れる電流を取
り出して平滑した直流電圧を発生する異常時電源回路４
を設け、この異常時電源回路４によって付勢されて負荷
異常を報知するための制御回路２を設けた。【効果】負荷異常時にのみインバータ回路内に生じる異
常な電圧を取り出す異常時電源回路４を利用して負荷異
常を報知することにより、正常時には無駄な消費電力を
確保する必要がなくなり、回路効率を改善できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、放電灯を共振型のイン
バータ回路により点灯させる放電灯点灯装置に関するも
のであり、さらに詳しくは、放電灯が外されたり、寿命
末期等の負荷異常が生じたときに動作する保護回路に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１１は従来例（米国特許第４，４６
１，９８０号）の回路図である。この従来例では、交流
電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢにより全波整流し、
コンデンサＣ₀により平滑して直流電源としている。イ
ンバータ回路は、インダクタＬとコンデンサＣの共振回
路を備えると共に、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂ、コン
デンサＣｘ，Ｃｙによりハーフブリッジ回路構成となっ
ている。スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの駆動は、トラン
スＴｘによって共振電流を検出し、交互にスイッチング
素子Ｑａ，Ｑｂを駆動する向きに電圧を発生させる自励
方式となっている。放電灯Ｗは、共振コンデンサＣの両
端に接続されている。また、抵抗Ｒｉ、コンデンサＣ
ｉ、トリガー素子Ｑｃにより起動回路が構成されてい
る。スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのオン／オフによって
インバータ回路が発振し、インダクタＬとコンデンサＣ
等を含む共振回路により高周波のエネルギーを発生し、
放電灯Ｗを高周波点灯させるものである。その共振回路
内のインダクタＬの１次巻線には中間タップを設けて、
その中間タップにダイオードＤｘ，Ｄｙを接続してあ
る。放電灯Ｗが外されたり、寿命末期等の負荷異常が生
じたときに、インダクタＬの１次巻線に発生する電圧が
電源電圧に対して大きくなると、その異常電圧のエネル
ギーをダイオードＤｘ，Ｄｙを介して電源側に帰還す
る。その際、インダクタＬの異常電圧をインダクタＬの
中間タップからバイタルスイッチ回路Ｂのヒータ部Ｈを
介して、ダイオードＤｘ，Ｄｙにより電源側のコンデン
サＣ０へ帰還させ、バイメタルスイッチ回路Ｂのヒータ
部Ｈに電流が流れると、バイメタルスイッチ回路Ｂの接
点Ｓがオンするものである。このバイメタルスイッチ回
路Ｂの接点Ｓは、発振用のスイッチング素子Ｑｂの制御
電極間に接続されているので、バイメタルスイッチ回路
Ｂの接点Ｓがオンすることにより、インバータ回路の発
振が停止するものである。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上述の従来例では、放
電灯Ｗが外されたり、寿命末期等の負荷異常が生じたと
きに、インダクタＬの１次巻線に発生する電圧を検出し
て、インバータ回路の発振を停止させるものであるが、
上記の回路方式では、異常時にインバータ回路の発振が
停止した後、正常状態に戻した後でも、バイメタルスイ
ッチ回路Ｂの接点Ｓが閉じた状態であり、この接点Ｓが
開離するまでに時間を要するという問題がある。また、
インバータ回路の発振停止が放電灯Ｗの寿命末期等に突
然発生すると、回路動作上は保護できるが、照明器具を
使用しているユーザーにとっては、放電灯Ｗが寿命末期
に近いということが分からずに、いきなり放電灯Ｗが消
えてしまうことになり、夜などの灯りが是非必要なとき
などに、放電灯Ｗを交換するまでの間、非常に不便であ
るという問題がある。かといって、寿命末期だけに必要
な回路を付加し、放電灯Ｗの寿命を報知するなどの機能
を付加すると、正常時に不必要な回路を付加することに
なり、その回路の消費電力を確保する必要が生じるため
に、回路効率が悪くなるという欠点もある。

【０００４】そこで、本発明は、放電灯が外されたり、
寿命末期等の負荷異常が生じたときに、負荷の異常を報
知するための回路に異常時に発生する電圧を利用して電
源供給を行い、正常動作時には電源供給しないことによ
り回路効率を高く維持できる放電灯点灯装置を提供する
ことを目的とするものである。また、本発明の他の目的
とするところは、負荷異常時に、単にインバータ回路の
発振を停止させるのではなく、ユーザーが不便でない程
度の光出力を維持しながら発振出力を抑制するようにし
た放電灯点灯装置を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明では、上記の課題
を解決するために、図１に示すように、直流電源Ｅ₀に
第１及び第２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路
を並列接続され、第１及び第２のスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂に第１及び第２のダイオードＤ₁，Ｄ₂をそ
れぞれ逆並列接続され、第１又は第２のスイッチング素
子Ｑ₁，Ｑ₂にインダクタＬ₁とコンデンサＣ₂の共振
回路を並列接続され、前記インダクタＬ₁又はコンデン
サＣ₂と並列的に１次巻線を接続されたトランスＴ₃の
２次巻線に放電灯Ｒ₀を接続され、第３及び第４のダイ
オードＤ₃，Ｄ₄の直列回路を前記直流電源Ｅ₀に対し
て逆並列接続され、第３及び第４のダイオードＤ₃，Ｄ
₄の接続点が前記トランスＴの１次巻線に設けられたタ
ップに接続された放電灯点灯装置において、負荷異常時
に第３及び第４のダイオードＤ₃，Ｄ₄の接続点と前記
トランスＴ₃の１次巻線のタップの間に流れる電流を取
り出して平滑した直流電圧を発生する異常時電源回路４
を設け、この異常時電源回路４によって付勢されて負荷
異常を報知するための制御回路２を有することを特徴と
するものである。

【０００６】ここで、直流電源Ｅ₀は交流電源を整流平
滑した電源であっても良い。また、トランスＴ₃を省略
して、図６に示すように、共振用のインダクタＬ₁に設
けたタップから負荷異常時の電流を取り出しても良い。
さらに、図７に示すように、一石式のインバータ回路に
本発明を適用しても良い。

【０００７】

【作用】本発明によれば、負荷異常時に共振回路に異常
な電圧が発生すると、この電圧がダイオードＤ₃，Ｄ₄
を介して直流電源Ｅ₀に帰還され、その帰還電流を取り
出すことにより、負荷異常時にのみ電源を供給すること
ができる。この電源を利用して負荷異常を報知すること
により、正常時には無駄な消費電力を確保する必要がな
くなり、回路効率を改善できるものである。なお、イン
バータ回路の発振出力を抑制することにより負荷異常を
報知すれば、負荷異常時におけるインバータ回路のスト
レスを低減できると共に、ユーザーにとっても必要最小
限の光は確保できるので、完全に消えてしまう場合に比
べて、不便の度合いが少なくて済むものである。

【０００８】

【実施例】図１は本発明の一実施例の回路図である。以
下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅ₀に
は、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路が並列的に
接続されている。各スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂には、
それぞれダイオードＤ₁，Ｄ ₂が逆並列接続されてい
る。一方のスイッチング素子Ｑ₁の両端には、カップリ
ング用のコンデンサＣ₁を介して、共振用のインダクタ
Ｌ₁とコンデンサＣ₂の直列回路が接続されている。コ
ンデンサＣ₂の両端には、トランスＴ₃の１次巻線が接
続されている。トランスＴ₃の２次巻線には放電灯負荷
Ｒ₀が接続されている。コンデンサＣ₂はインダクタＬ
₁と共にＬＣ直列共振回路を構成している。また、カッ
プリング用のコンデンサＣ₁は、コンデンサＣ₂に比べ
て十分に容量が大きく、共振には寄与しない。

【０００９】スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂は制御回路１
によって駆動される。また、直流電源Ｅ₀と並列にダイ
オードＤ₃，Ｄ₄の直列回路が接続されており、ダイオ
ードＤ₃とＤ₄の接続点は、トランスＴ₁の１次巻線を
介して、トランスＴ₃の１次巻線の中点タップに接続さ
れている。このトランスＴ₁の２次巻線には、ダイオー
ドＤ₅、抵抗Ｒ₃、電解コンデンサＣ₃によって異常時
電源回路４が構成されており、この異常時電源回路４に
よって制御回路２が動作するものである。制御回路２の
具体的な回路例については後述するが、放電灯Ｒ₀の光
出力を抑制・制限して異常を報知する動作を行うもので
ある。

【００１０】本実施例において、負荷異常時に、トラン
スＴ₃の１次巻線に発生する異常電圧をダイオード
Ｄ₃，Ｄ₄により直流電源Ｅ₀へ帰還させる動作につい
て説明する。図２はダイオードＤ₃を介して直流電源Ｅ
₀へ帰還する電流ｉ₃の流れを示しており、図３はダイ
オードＤ₄を介して直流電源Ｅ₀へ帰還する電流ｉ₄の
流れを示している。まず、図３に示すように、トランス
Ｔ₃の１次巻線の一端と中点タップの間に、図示された
極性の電圧ｖ₃が発生すると、共振用のインダクタＬ₁
に発生する電圧をｖ₁とすれば、ｖ₁＋ｖ₃＞Ｅ₀にな
ろうとすると、電流ｉ₃が図示されたように、ダイオー
ドＤ₃，Ｄ₂を介して直流電源Ｅ₀へ帰還する向きに流
れる。そのため、電圧（ｖ₁＋ｖ₃）は電源電圧Ｅ₀を
越えることなく、異常電圧が制限されるものである。同
様に、図３に示すように、図示された極性の異常電圧ｖ
₃が発生し、上記と同じく（ｖ₁＋ｖ₃）＞Ｅ₀になろ
うとすると、電流ｉ₄がダイオードＤ₁，Ｄ₄を介し
て、直流電源Ｅ₀へ供給される。そのため、電圧（ｖ₁
＋ｖ₃）は電源電圧Ｅ₀を越えることなく、異常電圧が
制限されるものである。以上がダイオードＤ₃，Ｄ₄に
よるクランプ回路の動作である。

【００１１】よって、異常電圧が発生すると、トランス
Ｔ₁の１次巻線に電流が流れ、トランスＴ₁の２次巻線
に誘起電圧が発生するので、その電圧をダイオード
Ｄ₅、抵抗Ｒ₃、コンデンサＣ₃により整流平滑して電
源電圧を得ることにより、制御回路２を動作させること
ができる。つまり、制御回路２は正常点灯時には電源電
圧が供給されないので、全く電力を消費せず、異常電圧
が発生したときにのみ、その不必要なエネルギーの供給
により制御回路２に電源電圧が供給されるため、回路効
率としては、正常時にロスの無い方式となっている。

【００１２】図４は本発明の第１実施例の更に具体的な
回路構成を示している。この回路では、スイッチング素
子Ｑ₁，Ｑ₂は共振トランスＴ₂の２次巻線ｎ₂，ｎ₃
の振動電圧によって駆動され、更に、スイッチング素子
Ｑ₂のオフ信号は制御回路１によって与えられるもので
ある。本実施例によれば、放電灯Ｒ₀が外されたり、寿
命末期等の負荷異常が生じたときに、異常時電源回路４
から供給される電源により制御回路２が動作して、スイ
ッチング素子Ｑ₂のオフ・タイミングを制御するための
制御回路１の定数を変化させ、インバータ回路の発振出
力を抑制するようにしたので、完全に発振を停止させる
場合に比べると、ユーザーに不便を掛ける度合いが格段
に小さく、しかも、光出力が低下することにより、異常
があることを知らせることができるものである。また、
このような異常時の出力抑制の制御を行う回路には、負
荷異常が生じたときに、その異常電圧により電源供給を
行うようにしたので、正常時には無駄な消費電力を確保
する必要がなく、回路効率を高めることができるもので
ある。

【００１３】図５は制御回路１及び２の具体的な回路構
成を示している。図４及び図５の符号Ａ〜Ｈを付した箇
所は互いに接続されている。図５の制御回路１では、端
子Ａから出力されるスイッチング素子Ｑ₂のオフ信号
を、トランジスタＱ₃のオン／オフにより制御してい
る。トランジスタＱ₃がオンすると、スイッチング素子
Ｑ ₂はオフする。トランジスタＱ₃のオン／オフは、コ
ンパレータＣＰ₁の比較動作によって決定され、コンパ
レータＣＰ₁の非反転入力端子の電位が反転入力端子の
電位よりも低いときに、コンパレータＣＰ₁の出力はＬ
ｏｗレベルとなり、トランジスタＱ₃がオフとなる。逆
に、コンパレータＣＰ₁の非反転入力端子の電位が反転
入力端子の電位よりも高いときは、トランジスタＱ₃は
オンとなる。コンパレータＣＰ₁の非反転入力端子の電
圧は、抵抗Ｒ₇とコンデンサＣ₆の時定数によって決ま
り、また、反転入力端子の電圧は抵抗Ｒ₁₀とＲ₁₁の分圧
比によって決まる。ここで、スイッチング素子Ｑ₂がオ
フする向きに巻線ｎ₃の誘起電圧が発生しているとき、
トランスＴ₂の巻線ｎ₅に発生する誘起電圧によって、
トランジスタＱ₅がオフ、Ｑ₄がオンしているので、コ
ンデンサＣ₆は充電されず、コンパレータＣＰ₁の出力
もＬｏｗレベルとなり、トランジスタＱ₃はオフ状態で
ある。次に、スイッチング素子Ｑ₂がオンする向きに、
巻線ｎ₃の誘起電圧が発生すると、逆にトランジスタＱ
₅がオン、トランジスタＱ₄がオフする。これにより、
コンデンサＣ₆は抵抗Ｒ₇で決まる充電電流で充電さ
れ、その充電電圧が抵抗Ｒ₁₀，Ｒ₁₁で決まる電圧を越え
ると、コンパレータＣＰ₁の出力がＨｉｇｈレベルとな
り、トランジスタＱ₃がオンするので、スイッチング素
子Ｑ₂はオフとなる。つまり、コンデンサＣ₆の充電電
圧がコンパレータＣＰ₁の反転入力端子の電圧を越える
まで、スイッチング素子Ｑ₂はオンしているので、この
反転入力端子の電圧を抵抗Ｒ₁₀とＲ₁₁の分圧比によって
調整することにより、スイッチング素子Ｑ₂のオン幅を
自由に設定できるものである。トランスＴ₂の巻線ｎ₄
は制御回路１の電源用であり、その誘起電圧をダイオー
ドＤ₆とコンデンサＣ₄によって整流平滑して電源回路
を構成している。

【００１４】ここで、負荷異常時にトランスＴ₃の１次
巻線に発生した電圧ｖにより、先に説明した動作で異常
時電源回路４のコンデンサＣ₃に充電電圧が発生する。
その電圧を制御回路２の抵抗Ｒ₂₁，Ｒ₂₂により分圧した
Ｈｉｇｈレベルの電圧信号を反転回路Ｎ₁の入力端に印
加することにより、反転回路Ｎ₁の出力端はＬｏｗレベ
ル（接地電位）となり、抵抗Ｒ₂₃が制御回路１の抵抗Ｒ
₁₁に並列的に接続される。このため、コンパレータＣＰ
₁の反転入力端子の電圧が下がり、コンデンサＣ₆の充
電電圧が低い状態でコンパレータＣＰ₁の出力レベルが
反転し、トランジスタＱ₃がオンするので、スイッチン
グ素子Ｑ₂がオフすることになり、スイッチング素子Ｑ
₂のオン時間は短くなる。よって、異常電圧が発生する
と、スイッチング素子Ｑ₂のオン幅を短くし、インバー
タ回路の共振を弱めてインバータの出力を抑制するもの
である。

【００１５】このように、本実施例では、異常時のイン
バータ回路の出力を低下させて、放電灯Ｒ₀は消さずに
調光状態にて点灯させることにより、回路上のストレス
状態を回避させるものであり、従来例のように完全にイ
ンバータ回路の発振を停止させるものではない。また、
制御回路２は、異常時に抵抗Ｒ₂₃を制御回路１の端子Ｄ
に接続し、その端子Ｄの電圧を抵抗分圧によって下げる
動作を行うものであり、その制御回路２の端子Ｅの電圧
は異常時にのみ生じるので、正常時にはこの制御回路２
は全く動作しないものである。なお、図のようにダイオ
ードＤ₇を接続することにより、異常電圧によって供給
された制御電源を制御回路１の電源回路に供給すること
で、異常電圧のエネルギーを多少は有効に利用できると
いう効果もある。

【００１６】図１の実施例において、出力トランスＴ₃
が無い実施例を図６に示す。また、出力トランスＴ₃が
無く、一石式のインバータ回路を用いた実施例を図７に
示す。これらの２つの実施例は、共振用のインダクタＬ
₁に中間タップを設け、インダクタＬ₁に発生する電源
電圧Ｅ₀を越える異常電圧をクランプするものであり、
クランプ動作は、図１の構成例と同じなので、説明を省
略する。

【００１７】図８は本発明の第２実施例の回路構成を示
している。この実施例では、直流電源Ｅ０の代わりに、
昇圧チョッパー回路の出力電圧をインバータ回路の電源
としている。この昇圧チョッパー回路は、交流電源ＡＣ
をダイオードブリッジＤＢにより全波整流し、インダク
タＬ₀とスイッチング素子Ｑ₀、ダイオードＤ₀よりな
るチョッパー回路の出力にてコンデンサＣ₀を充電し、
その昇圧された直流電圧Ｖｄｃをインバータ回路の電源
としている。この直流電圧Ｖｄｃは交流電源ＡＣを整流
平滑した直流電圧よりも昇圧された電圧である。チョッ
パー回路のスイッチング素子Ｑ₀は、制御回路３により
制御されている。この制御回路３の電源は、チョッパー
回路のインダクタＬ₀に２次巻線を設け、その誘起電圧
をダイオードＤ₉、抵抗Ｒ₁₇、コンデンサＣ₉により整
流平滑することにより得ている。また、インバータ回路
は共振用のトランスＴ₂に設けられた２次巻線の誘起電
圧により、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を交互にオン／
オフさせる自励式の回路方式である。

【００１８】この実施例においては、負荷異常時に異常
電圧が発生すると、コンデンサＣ₃に電圧が充電され、
その電圧により抵抗Ｒ₁₆を介してトランジスタＱ₆がオ
ンし、制御回路３の電源電圧を低下させて、チョッパー
回路の動作を停止させるものである。このため、コンデ
ンサＣ₀には交流電源ＡＣを整流平滑した電圧しか充電
されないので、インバータ回路に供給される電圧が下が
り、インバータ回路の出力が低下する。また、インバー
タ回路の電源電圧が下がるので、ダイオードＤ ₃，Ｄ₄
により異常電圧を電源に帰還する電流も増えて、更に異
常電圧を抑制する動作を行うものである。

【００１９】図９は本発明の第３実施例の回路構成を示
している。本実施例は、異常時の不要な電力を放電灯始
動時のフィラメント先行予熱に利用したものである。電
源投入時、放電灯Ｒ₀が始動点灯するまでの短い時間
は、いわゆる無負荷状態となり、トランスＴ₃の設計に
よっては、始動時にダイオードＤ₃、Ｄ₄を介してトラ
ンスＴ₁の１次巻線に電流が流れ、それによってトラン
スＴ₁の２次巻線に誘起電圧が発生し、その電圧で放電
灯負荷Ｒ₀のフィラメントに予熱電流を流して、放電灯
Ｒ₀を始動点灯しやすくしている。また、正常点灯時に
は、ダイオードＤ ₃，Ｄ₄を介する電流が流れないの
で、フィラメントには殆ど電流が流れない。

【００２０】図１０は本発明の第４実施例の回路構成を
示している。この回路では、異常時の電源回路４を電源
として、白熱ランプＬｐを点灯させるものであり、負荷
異常時の不必要なエネルギーを白熱ランプＬｐの光とし
て変換し、異常を知らせる報知機能を持たせたものであ
る。以上の実施例では、スイッチング素子としてバイポ
ーラトランジスタを使用し、そのコレクタ・エミッタ間
にダイオードを逆並列接続したが、スイッチング素子と
してパワーＭＯＳＦＥＴを使用しても良く、その場合に
は、ドレイン・ソース間に逆並列ダイオードが寄生する
ので、スイッチング素子の外部に逆並列ダイオードを接
続する必要は無い。

【００２１】

【発明の効果】本発明によれば、放電灯が外れたり、寿
命末期等の負荷異常時に、放電灯を点灯維持しながら負
荷異常を報知し、その負荷異常を報知するための回路は
異常時にのみ供給される電源によって動作するので、正
常点灯時には不必要な消費電力を確保する必要がなく、
回路効率の良い放電灯点灯装置を提供できるという効果
がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の概略構成を示す回路図で
ある。

【図２】本発明の第１実施例の第１の動作を説明するた
めの回路図である。

【図３】本発明の第１実施例の第２の動作を説明するた
めの回路図である。

【図４】本発明の第１実施例の具体的な構成を示す回路
図である。

【図５】本発明の第１実施例に用いる制御回路の回路図
である。

【図６】本発明の第１実施例の一変形例を示す回路図で
ある。

【図７】本発明の第１実施例の他の変形例を示す回路図
である。

【図８】本発明の第２実施例の回路図である。

【図９】本発明の第３実施例の回路図である。

【図１０】本発明の第４実施例の回路図である。

【図１１】従来例の回路図である。

【符号の説明】

Ｅ₀ 直流電源Ｒ₀ 放電灯負荷Ｑ₁ スイッチング素子Ｑ₂ スイッチング素子Ｄ₁ ダイオードＤ₂ ダイオードＬ₁ 共振用のインダクタＣ₂ 共振用のコンデンサＤ₃ ダイオードＤ₄ ダイオード４異常時電源回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源に第１及び第２のスイッチン
グ素子の直列回路を並列接続され、第１及び第２のスイ
ッチング素子に第１及び第２のダイオードをそれぞれ逆
並列接続され、第１又は第２のスイッチング素子にイン
ダクタとコンデンサの共振回路を並列接続され、前記イ
ンダクタ又はコンデンサと並列的に１次巻線を接続され
たトランスの２次巻線に放電灯負荷を接続され、第３及
び第４のダイオードの直列回路を前記直流電源に対して
逆並列接続され、第３及び第４のダイオードの接続点が
前記トランスの１次巻線に設けられたタップに接続され
た放電灯点灯装置において、負荷異常時に第３及び第４
のダイオードの接続点と前記トランスの１次巻線のタッ
プの間に流れる電流を取り出して平滑した直流電圧を発
生する異常時電源回路を設け、この異常時電源回路によ
って付勢されて負荷異常を報知するための回路を有する
ことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】直流電源に第１及び第２のスイッチン
グ素子の直列回路を並列接続され、第１及び第２のスイ
ッチング素子に第１及び第２のダイオードをそれぞれ逆
並列接続され、第１又は第２のスイッチング素子にイン
ダクタとコンデンサの共振回路を並列接続され、前記イ
ンダクタ又はコンデンサと並列的に放電灯負荷を接続さ
れ、第３及び第４のダイオードの直列回路を前記直流電
源に対して逆並列接続され、第３及び第４のダイオード
の接続点が前記インダクタに設けられたタップに接続さ
れた放電灯点灯装置において、負荷異常時に第３及び第
４のダイオードの接続点と前記インダクタのタップの間
に流れる電流を取り出して平滑した直流電圧を発生する
異常時電源回路を設け、この異常時電源回路によって付
勢されて負荷異常を報知するための回路を有することを
特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項３】第１又は第２のスイッチング素子のい
ずれか一方を、インダクタとコンデンサで構成される共
振回路によって置き換えたことを特徴とする請求項１又
は２に記載の放電灯点灯装置。