JPH06112981A - ディジタル変調回路 - Google Patents
ディジタル変調回路Info
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- JPH06112981A JPH06112981A JP25614792A JP25614792A JPH06112981A JP H06112981 A JPH06112981 A JP H06112981A JP 25614792 A JP25614792 A JP 25614792A JP 25614792 A JP25614792 A JP 25614792A JP H06112981 A JPH06112981 A JP H06112981A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】変調信号を偶数番目変調時点と奇数番目変調時
点の信号に分け、各々波形整形フィルタを通した後、奇
数番目変調時点の波形整形フィルタ出力の位相をπ／４
シフトしてから偶数番目変調時点の波形整形フィルタ出
力と加算合成する。 【効果】波形整形フィルタの入力信号のビット数を１ビ
ットにする事ができ、波形整形フィルタを構成するＲＯ
Ｍの記憶容量を大幅に下げ、ハードウェア量を小さくす
ることが出来る。
点の信号に分け、各々波形整形フィルタを通した後、奇
数番目変調時点の波形整形フィルタ出力の位相をπ／４
シフトしてから偶数番目変調時点の波形整形フィルタ出
力と加算合成する。 【効果】波形整形フィルタの入力信号のビット数を１ビ
ットにする事ができ、波形整形フィルタを構成するＲＯ
Ｍの記憶容量を大幅に下げ、ハードウェア量を小さくす
ることが出来る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル変調回路に係
り、特に、ディジタル移動無線で用いられるπ／４シフ
ト四相位相偏移(ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Ke
ying）変調方式に適用する変調回路に関する。
り、特に、ディジタル移動無線で用いられるπ／４シフ
ト四相位相偏移(ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Ke
ying）変調方式に適用する変調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、移動通信の信頼性を高めるため、
無線にディジタル変調方式を導入する事が検討されてい
る。ディジタル変調方式はディジタルデータにより搬送
波信号を変調して、電波に載せる方式であり、従来のア
ナログ方式に較べ、伝送効率が良い、雑音に強く通信品
質が良い、妨害，盗聴などに対して防御が容易で信頼性
が高いなどの長所を持っている。
無線にディジタル変調方式を導入する事が検討されてい
る。ディジタル変調方式はディジタルデータにより搬送
波信号を変調して、電波に載せる方式であり、従来のア
ナログ方式に較べ、伝送効率が良い、雑音に強く通信品
質が良い、妨害，盗聴などに対して防御が容易で信頼性
が高いなどの長所を持っている。
【０００３】データを搬送波に載せる変調器は、データ
から変調波形を生成する波形整形フィルタと、搬送波信
号と変調波形を掛算して、変調波信号を得る混合器とか
らなる。前者の波形整形フィルタを構成する方法として
は、ＬＳＩ化し易く、小型化，省電力化などに適するデ
ィジタル信号処理による方法がある。中でも回路の簡単
化が容易な読み出し専用メモリ（ＲＯＭ：Read Only Me
mory）を用いたディジタルフィルタ方式は、よく用いら
れている。この方式に関する公知例は、例えば、特開昭
61−234153号“ディジタル変調器”に述べられているも
のがある。本発明の説明の準備として、ＲＯＭを用いて
ディジタル変調器の波形整形フィルタを構成する方法に
ついて説明する。
から変調波形を生成する波形整形フィルタと、搬送波信
号と変調波形を掛算して、変調波信号を得る混合器とか
らなる。前者の波形整形フィルタを構成する方法として
は、ＬＳＩ化し易く、小型化，省電力化などに適するデ
ィジタル信号処理による方法がある。中でも回路の簡単
化が容易な読み出し専用メモリ（ＲＯＭ：Read Only Me
mory）を用いたディジタルフィルタ方式は、よく用いら
れている。この方式に関する公知例は、例えば、特開昭
61−234153号“ディジタル変調器”に述べられているも
のがある。本発明の説明の準備として、ＲＯＭを用いて
ディジタル変調器の波形整形フィルタを構成する方法に
ついて説明する。
【０００４】図１はＲＯＭを用いた波形整形フィルタの
一例である。図において、１1，１2，〜，１Nは遅延素
子、２0，２1，２2，〜，２N-1，２Nは係数掛算器、
３1，３2，〜，３N-1，３Nは加算器、４はＲＯＭであ
る。入力データｘnを遅延素子１1，１2，〜，１Nに入力
して、データ系列ｘn，ｘn-1，ｘn-2，〜，ｘN-1，ｘN
を得る。係数掛算器２0，２1，２2，〜，２N-1，２N に
よって各々のデータにフィルタ係数ａ0，ａ1，ａ2，
〜，ａN-1，ａNを掛け、加算器３1，３2，〜，３N-1，
３Nで積算すると出力データｙnを得る。すなわち、出力
ｙnは、
一例である。図において、１1，１2，〜，１Nは遅延素
子、２0，２1，２2，〜，２N-1，２Nは係数掛算器、
３1，３2，〜，３N-1，３Nは加算器、４はＲＯＭであ
る。入力データｘnを遅延素子１1，１2，〜，１Nに入力
して、データ系列ｘn，ｘn-1，ｘn-2，〜，ｘN-1，ｘN
を得る。係数掛算器２0，２1，２2，〜，２N-1，２N に
よって各々のデータにフィルタ係数ａ0，ａ1，ａ2，
〜，ａN-1，ａNを掛け、加算器３1，３2，〜，３N-1，
３Nで積算すると出力データｙnを得る。すなわち、出力
ｙnは、
【０００５】
【数１】 ｙn＝ａ0ｘn＋ａ1ｘn-1＋ａ2ｘn-2＋…＋ａN-1ｘn-N+1＋ａNｘn-N …（１） となる。数１はディジタルフィルタの動作を表す差分方
程式で、フィルタの特性は係数ａ0，ａ1，ａ2，〜，ａ
N-1，ａNによって決定される。
程式で、フィルタの特性は係数ａ0，ａ1，ａ2，〜，ａ
N-1，ａNによって決定される。
【０００６】図１の係数掛算器および加算器は、入力デ
ータｘn のビット数が少なく、フィルタのタップ数（フ
ィルタ係数の個数）が小さければ、ＲＯＭで実現するこ
とが出来る。
ータｘn のビット数が少なく、フィルタのタップ数（フ
ィルタ係数の個数）が小さければ、ＲＯＭで実現するこ
とが出来る。
【０００７】図１に示した波形整形フィルタをＱＰＳＫ
変調方式に応用したディジタル変調器の構成例を図２に
示す。図において、２１は信号点配置回路、２２，２３
は波形整形フィルタ、２４，２５は混合器、２６は信号
加算器である。図２（ａ）はＱＰＳＫ変調の位相配置図
で、２個のディジタルデータ（Ｉ，Ｑ）＝（(０，０)，
（１，０），（１，１），（０，１））に対して搬送波
信号の位相を４通り（π／４，３π／４，５π／４，７
π／４）に切り換えて変調する。実際には図２（ｂ）の
ように直交変調の回路形式が用いられる。すなわち、デ
ィジタル値（０，１）をとる２ビットのディジタルデー
タＩ，Ｑを、信号点配置回路２１で（１，−１）の信号
振幅値に変換してから波形整形フィルタ２２，２３を通
し、混合器２４，２５で、直交する位相を持つ二つの搬
送波信号cosωｔ，sinωｔと掛け合わせ、信号加算器２
６で加算合成する。
変調方式に応用したディジタル変調器の構成例を図２に
示す。図において、２１は信号点配置回路、２２，２３
は波形整形フィルタ、２４，２５は混合器、２６は信号
加算器である。図２（ａ）はＱＰＳＫ変調の位相配置図
で、２個のディジタルデータ（Ｉ，Ｑ）＝（(０，０)，
（１，０），（１，１），（０，１））に対して搬送波
信号の位相を４通り（π／４，３π／４，５π／４，７
π／４）に切り換えて変調する。実際には図２（ｂ）の
ように直交変調の回路形式が用いられる。すなわち、デ
ィジタル値（０，１）をとる２ビットのディジタルデー
タＩ，Ｑを、信号点配置回路２１で（１，−１）の信号
振幅値に変換してから波形整形フィルタ２２，２３を通
し、混合器２４，２５で、直交する位相を持つ二つの搬
送波信号cosωｔ，sinωｔと掛け合わせ、信号加算器２
６で加算合成する。
【０００８】以上は、ＱＰＳＫ変調方式を例に説明した
が、移動通信用に使われるディジタル変調方式は、π／
４シフトＱＰＳＫ変調方式がある。この変調方式は、図
３に示すように、図３（ｂ）の通常のＱＰＳＫ変調の信
号点（白丸）と、π／４位相シフトした信号点（図３
（ｃ）の黒丸）を、１シンボル周期毎に切り換えて伝送
する変調方式である。この変調器をＲＯＭを用いて実現
した例として、１９９２年電子情報通信学会春季大会で
発表された、講演番号Ｂ−３３８“シンボルタップＲＯ
Ｍ分割法を用いたπ／４シフトＱＰＳＫベースバンド信
号発生器”がある。
が、移動通信用に使われるディジタル変調方式は、π／
４シフトＱＰＳＫ変調方式がある。この変調方式は、図
３に示すように、図３（ｂ）の通常のＱＰＳＫ変調の信
号点（白丸）と、π／４位相シフトした信号点（図３
（ｃ）の黒丸）を、１シンボル周期毎に切り換えて伝送
する変調方式である。この変調器をＲＯＭを用いて実現
した例として、１９９２年電子情報通信学会春季大会で
発表された、講演番号Ｂ−３３８“シンボルタップＲＯ
Ｍ分割法を用いたπ／４シフトＱＰＳＫベースバンド信
号発生器”がある。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術で述べた
ＲＯＭを用いたディジタル変調器で、移動通信用のπ／
４シフトＱＰＳＫ変調方式を実現しようとすると、図３
（ａ）から分かるように、Ｉ，Ｑ各々５個の振幅レベル
（−√２，−１，０，１，√２）が必要となる。これを
ＲＯＭを用いるディジタルフィルタで実現すると、図４
に示すようになる。図で、４１はπ／４シフトＱＰＳＫ
変調の信号点配置回路、４２，４３は波形整形フィルタ
である。信号点配置回路４１の出力は５レベルとなるの
で、１変調信号あたり３ビットの情報が必要となり、波
形整形フィルタ４２，４３の、ROMのアドレスビット数
が増加してＲＯＭ記憶容量が増え、ハードウェア規模の
増大を招く。逆に言えば、タップ数の少ない波形整形フ
ィルタしか構成できない。
ＲＯＭを用いたディジタル変調器で、移動通信用のπ／
４シフトＱＰＳＫ変調方式を実現しようとすると、図３
（ａ）から分かるように、Ｉ，Ｑ各々５個の振幅レベル
（−√２，−１，０，１，√２）が必要となる。これを
ＲＯＭを用いるディジタルフィルタで実現すると、図４
に示すようになる。図で、４１はπ／４シフトＱＰＳＫ
変調の信号点配置回路、４２，４３は波形整形フィルタ
である。信号点配置回路４１の出力は５レベルとなるの
で、１変調信号あたり３ビットの情報が必要となり、波
形整形フィルタ４２，４３の、ROMのアドレスビット数
が増加してＲＯＭ記憶容量が増え、ハードウェア規模の
増大を招く。逆に言えば、タップ数の少ない波形整形フ
ィルタしか構成できない。
【００１０】この問題点を避けるため、従来技術の項で
述べたπ／４シフトＱＰＳＫ変調では、ＲＯＭを複数個
に分割し、各ＲＯＭ出力を加算器で総和して、実現して
いる。この方法ではＲＯＭの記憶容量は実現容易な規模
に抑えられるが、ＲＯＭの個数が多くなり、加算器もＲ
ＯＭの個数に等しい数だけ必要となって、全体のハード
ウェア量は、やはり大きくなってしまう。
述べたπ／４シフトＱＰＳＫ変調では、ＲＯＭを複数個
に分割し、各ＲＯＭ出力を加算器で総和して、実現して
いる。この方法ではＲＯＭの記憶容量は実現容易な規模
に抑えられるが、ＲＯＭの個数が多くなり、加算器もＲ
ＯＭの個数に等しい数だけ必要となって、全体のハード
ウェア量は、やはり大きくなってしまう。
【００１１】本発明の目的は、従来のＲＯＭを用いたπ
／４シフトＱＰＳＫディジタル変調器において、ＲＯＭ
記憶容量および加算器の総数が最小となる、波形整形フ
ィルタの構成法を提供し、ディジタル変調器のハードウ
ェア量の逓減を図ることにある。
／４シフトＱＰＳＫディジタル変調器において、ＲＯＭ
記憶容量および加算器の総数が最小となる、波形整形フ
ィルタの構成法を提供し、ディジタル変調器のハードウ
ェア量の逓減を図ることにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、π／４シフトＱＰＳＫ変調の特徴に着目し、信号点
配置が２個の振幅レベル（１ビット）で表現出来る様に
工夫する。すなわち、図３から、π／４シフトＱＰＳＫ
変調の変調信号点配置は、１変調時点毎にQPSK変調信号
点をπ／４（４５度）ずつ回転しながら変調している事
が分かる。あるいは、偶数番目の変調時点ではＱＰＳＫ
変調と同一の変調点配置を用い、奇数番目の変調時点で
はＱＰＳＫ変調の変調点配置をπ／４シフトしたものに
なっている。そこで、奇数番目の変調時点では図３
（ｃ）に示すようにＩ′，Ｑ′の様な４５度傾けた軸で
入力信号を考え、波形整形フィルタの出力を合成する時
に、奇数番目の変調時点のデータを４５度傾け、偶数番
目の波形整形出力と加算合成する。すなわち、変調デー
タを奇数番目と偶数番目のデータに分割するデマルチプ
レクサと、４個のＲＯＭ波形整形フィルタと、奇数番目
の波形整形フィルタ出力を４５度回転する位相補正器
と、奇数番目と偶数番目のＲＯＭフィルタ出力を加算す
る加算器によってπ／４シフトＱＰＳＫディジタル変調
器が構成できる。
に、π／４シフトＱＰＳＫ変調の特徴に着目し、信号点
配置が２個の振幅レベル（１ビット）で表現出来る様に
工夫する。すなわち、図３から、π／４シフトＱＰＳＫ
変調の変調信号点配置は、１変調時点毎にQPSK変調信号
点をπ／４（４５度）ずつ回転しながら変調している事
が分かる。あるいは、偶数番目の変調時点ではＱＰＳＫ
変調と同一の変調点配置を用い、奇数番目の変調時点で
はＱＰＳＫ変調の変調点配置をπ／４シフトしたものに
なっている。そこで、奇数番目の変調時点では図３
（ｃ）に示すようにＩ′，Ｑ′の様な４５度傾けた軸で
入力信号を考え、波形整形フィルタの出力を合成する時
に、奇数番目の変調時点のデータを４５度傾け、偶数番
目の波形整形出力と加算合成する。すなわち、変調デー
タを奇数番目と偶数番目のデータに分割するデマルチプ
レクサと、４個のＲＯＭ波形整形フィルタと、奇数番目
の波形整形フィルタ出力を４５度回転する位相補正器
と、奇数番目と偶数番目のＲＯＭフィルタ出力を加算す
る加算器によってπ／４シフトＱＰＳＫディジタル変調
器が構成できる。
【００１３】この様にすると、入力信号を奇数番目と偶
数番目に分ける必要があるが、各々はＱＰＳＫ変調波と
同じ信号点配置と同じ配置で済み、ＲＯＭ波形整形フィ
ルタの入力信号のレベル数は５（３ビット）から２（１
ビット）に減少する。Ｎタップの波形整形フィルタの信
号ビット数が減少するので、アドレスビット数は、２Ｎ
ビット減少する。例えば、５タップのフィルタでは１０
ビット減少し、ROM容量は１／１０２４に激減する。こ
れに伴い、ＲＯＭを分割する個数も減るので、ＲＯＭ出
力を加算する加算器の個数も減少する。こうしてπ／４
シフトQPSKディジタル変調器において、ＲＯＭ容量およ
び加算器の個数を縮減し、ハードウェア量の逓減が可能
な構成が実現できる。
数番目に分ける必要があるが、各々はＱＰＳＫ変調波と
同じ信号点配置と同じ配置で済み、ＲＯＭ波形整形フィ
ルタの入力信号のレベル数は５（３ビット）から２（１
ビット）に減少する。Ｎタップの波形整形フィルタの信
号ビット数が減少するので、アドレスビット数は、２Ｎ
ビット減少する。例えば、５タップのフィルタでは１０
ビット減少し、ROM容量は１／１０２４に激減する。こ
れに伴い、ＲＯＭを分割する個数も減るので、ＲＯＭ出
力を加算する加算器の個数も減少する。こうしてπ／４
シフトQPSKディジタル変調器において、ＲＯＭ容量およ
び加算器の個数を縮減し、ハードウェア量の逓減が可能
な構成が実現できる。
【００１４】
【作用】このように、本発明のディジタル変調器では、
ＲＯＭ波形整形フィルタ以外に、デマルチプレクサと、
位相補正器と加算器が余分に必要になるものの、波形整
形フィルタのＲＯＭ容量を大幅に減少できる。この減少
は非常に大きいので、余分に必要となる付加回路による
ハード増加を補って余り有るものである。
ＲＯＭ波形整形フィルタ以外に、デマルチプレクサと、
位相補正器と加算器が余分に必要になるものの、波形整
形フィルタのＲＯＭ容量を大幅に減少できる。この減少
は非常に大きいので、余分に必要となる付加回路による
ハード増加を補って余り有るものである。
【００１５】また、波形整形フィルタは偶数番目のＩ，
Ｑデータ用と、奇数番目のＩ，Ｑデータ用にそれぞれ必
要となるので、都合４個のフィルタが要る。このことは
ROMフィルタの個数は増えることになるが、Ｉ，Ｑフィ
ルタは係数が全く同じであるため、時間多重使用するこ
とが出来て、個数を削減できる。この場合、ＲＯＭのア
ドレスは、１ビット増えるだけであり、さらに加算器も
多重使用することが可能であるので、一層のハードウェ
ア削減が実現できる。
Ｑデータ用と、奇数番目のＩ，Ｑデータ用にそれぞれ必
要となるので、都合４個のフィルタが要る。このことは
ROMフィルタの個数は増えることになるが、Ｉ，Ｑフィ
ルタは係数が全く同じであるため、時間多重使用するこ
とが出来て、個数を削減できる。この場合、ＲＯＭのア
ドレスは、１ビット増えるだけであり、さらに加算器も
多重使用することが可能であるので、一層のハードウェ
ア削減が実現できる。
【００１６】
【実施例】図５は本発明の第１の実施例のブロック図で
ある。図において、５１は信号点配置回路、５２はデマ
ルチプレクサ、５３，５４，５５，５６は波形整形フィ
ルタ、５７は位相補正器、５８，５９は信号加算器であ
る。
ある。図において、５１は信号点配置回路、５２はデマ
ルチプレクサ、５３，５４，５５，５６は波形整形フィ
ルタ、５７は位相補正器、５８，５９は信号加算器であ
る。
【００１７】入力ディジタル信号Ｉ，Ｑは信号点配置回
路５１によって、±１の振幅値に変換される。この変換
は図２（ａ）に示すＱＰＳＫ変調の信号点配置に従って
行う。次に、デマルチプレクサ５２によって偶数番目と
奇数番目の変調時点の信号Ｉｅ，Ｑｅ，Ｉｏ，Ｑｏに分
離する。分離した変調信号は、各々波形整形フィルタ５
３〜５６に入力し、変調波形信号に変換する。フィルタ
５３，５４および５５，５６は、それぞれ全く同一の係
数を持つフィルタであり、偶数番目あるいは奇数番目の
時点のデータしか入力されないが、出力信号はどちらの
時点に対してもデータを出力する。奇数番目の変調時点
の信号に対する波形整形フィルタ５５，５６の出力信号
は、４５度位相補正器５７によって、位相を４５度（π
／４）回転する。こうして、π／４シフトＱＰＳＫ変調
波の奇数番目の変調時点の変調信号波形が得られる。こ
れを加算器５８，５９によって偶数番目の変調時点の変
調信号波形と加算合成すれば、π／４シフトＱＰＳＫ変
調の波形整形機能が達成できる。最終的に変調波を得る
には、図２に示した搬送波変調回路（混合器２４，２５
と信号加算器２６）を通せばよい。この部分はＱＰＳＫ
変調器の場合と全く同一であるので省略する。
路５１によって、±１の振幅値に変換される。この変換
は図２（ａ）に示すＱＰＳＫ変調の信号点配置に従って
行う。次に、デマルチプレクサ５２によって偶数番目と
奇数番目の変調時点の信号Ｉｅ，Ｑｅ，Ｉｏ，Ｑｏに分
離する。分離した変調信号は、各々波形整形フィルタ５
３〜５６に入力し、変調波形信号に変換する。フィルタ
５３，５４および５５，５６は、それぞれ全く同一の係
数を持つフィルタであり、偶数番目あるいは奇数番目の
時点のデータしか入力されないが、出力信号はどちらの
時点に対してもデータを出力する。奇数番目の変調時点
の信号に対する波形整形フィルタ５５，５６の出力信号
は、４５度位相補正器５７によって、位相を４５度（π
／４）回転する。こうして、π／４シフトＱＰＳＫ変調
波の奇数番目の変調時点の変調信号波形が得られる。こ
れを加算器５８，５９によって偶数番目の変調時点の変
調信号波形と加算合成すれば、π／４シフトＱＰＳＫ変
調の波形整形機能が達成できる。最終的に変調波を得る
には、図２に示した搬送波変調回路（混合器２４，２５
と信号加算器２６）を通せばよい。この部分はＱＰＳＫ
変調器の場合と全く同一であるので省略する。
【００１８】図６に図５の実施例で用いる位相補正器の
一構成例を示す。図６で６１，６２は加減算器、６３，
６４は係数掛算器である。Ｉ，Ｑの信号を複素数で表す
と、Ｉ＋ｊＱのようになる。ここで複素数の位相角はφ
＝arctan（Ｑ／Ｉ）で表される。従って信号ｘI＋ｊｘQ
を−π／４位相回転すると、
一構成例を示す。図６で６１，６２は加減算器、６３，
６４は係数掛算器である。Ｉ，Ｑの信号を複素数で表す
と、Ｉ＋ｊＱのようになる。ここで複素数の位相角はφ
＝arctan（Ｑ／Ｉ）で表される。従って信号ｘI＋ｊｘQ
を−π／４位相回転すると、
【００１９】
【数２】 ｙI＋ｊｙQ＝(ｘI＋ｊｘQ)×exp(−ｊπ／４) =(ｘI＋ｊｘQ)×(cosπ／４−ｊsinπ／４) ＝（√２／２）×(１−ｊ)×(ｘI＋ｊｘQ) ＝（√１／２）×（(ｘI＋ｘQ)＋ｊ(ｘQ−ｘI)） …(２） となり、図６の様な構成で実現できることが分かる。図
６では係数掛算器を用いているが、この部分は図５の波
形整形フィルタ５５，５６に含めることが出来る。
６では係数掛算器を用いているが、この部分は図５の波
形整形フィルタ５５，５６に含めることが出来る。
【００２０】以上の説明で分かるとおり、本実施例によ
れば、図３（ａ）に示したπ／４シフトＱＰＳＫ変調方
式の変調器を、図２（ａ）のＱＰＳＫ変調器と同じ構成
の波形整形フィルタを用いて実現することが出来る。す
なわち、図４の従来例のように信号点の多値化によるＲ
ＯＭのアドレスビット数の増加がなく、記憶容量の小さ
いＲＯＭを用いて、ハードウェアを実現することが出来
る。
れば、図３（ａ）に示したπ／４シフトＱＰＳＫ変調方
式の変調器を、図２（ａ）のＱＰＳＫ変調器と同じ構成
の波形整形フィルタを用いて実現することが出来る。す
なわち、図４の従来例のように信号点の多値化によるＲ
ＯＭのアドレスビット数の増加がなく、記憶容量の小さ
いＲＯＭを用いて、ハードウェアを実現することが出来
る。
【００２１】図５に示した第１の実施例では、波形整形
フィルタが４個要り、さらに位相補正器や、加算器など
の付加回路が必要であった。ＲＯＭ波形整形フィルタ５
３，５４および、５５，５６は各々係数が同じであるの
で、多重使用することにより、これらのハードウェアを
一個のＲＯＭの中に実現できる。この考えを用いた本発
明の第２の実施例を以下に示す。
フィルタが４個要り、さらに位相補正器や、加算器など
の付加回路が必要であった。ＲＯＭ波形整形フィルタ５
３，５４および、５５，５６は各々係数が同じであるの
で、多重使用することにより、これらのハードウェアを
一個のＲＯＭの中に実現できる。この考えを用いた本発
明の第２の実施例を以下に示す。
【００２２】図７で７０はＲＯＭフィルタ、７１，７２
は波形整形フィルタ、７３は位相補正器、７４はデマル
チプレクサである。奇数番目の変調時点の信号Ｉｏ，Ｑ
ｏに対して、波形整形フィルタの係数は同じであるの
で、多重使用すれば一個のROMで処理できる。さらに、
同一ＲＯＭで位相補正器７３の機能も実現する。位相補
正器は図６で説明したように、加算器と係数乗算器で構
成できるので、図１に示すＲＯＭで実現する波形整形フ
ィルタで構成できることは容易に分かる。ＲＯＭの出力
ビット数を減らすため、出力端子はＩ，Ｑデータで多重
使用する。このため、デマルチプレクサ７４でＩ，Ｑ各
々の出力を分離し、信号加算器５８，５９で偶数番目の
変調時点のデータと加え合わせる。こうして、図７に説
明した実施例により、ＲＯＭの個数を一個減らし、さら
に位相補正器も削減したπ／４シフトＱＰＳＫ変調器が
構成できる。
は波形整形フィルタ、７３は位相補正器、７４はデマル
チプレクサである。奇数番目の変調時点の信号Ｉｏ，Ｑ
ｏに対して、波形整形フィルタの係数は同じであるの
で、多重使用すれば一個のROMで処理できる。さらに、
同一ＲＯＭで位相補正器７３の機能も実現する。位相補
正器は図６で説明したように、加算器と係数乗算器で構
成できるので、図１に示すＲＯＭで実現する波形整形フ
ィルタで構成できることは容易に分かる。ＲＯＭの出力
ビット数を減らすため、出力端子はＩ，Ｑデータで多重
使用する。このため、デマルチプレクサ７４でＩ，Ｑ各
々の出力を分離し、信号加算器５８，５９で偶数番目の
変調時点のデータと加え合わせる。こうして、図７に説
明した実施例により、ＲＯＭの個数を一個減らし、さら
に位相補正器も削減したπ／４シフトＱＰＳＫ変調器が
構成できる。
【００２３】上述した多重化による方法を偶数番目変調
時点の波形整形フィルタにも用いる事が出来る。この実
施例を図８に示す。図に於いて、８０はＲＯＭフィル
タ、８１，８２は波形整形フィルタ、８３はマルチプレ
クサ、８４は信号加算器、８５はデマルチプレクサであ
る。偶数番目変調時点の信号Ｉｅ，Ｑｅに対しても、波
形整形フィルタの係数は同じであるので、多重使用によ
り一個のＲＯＭで共用することが出来る。この時、ＲＯ
Ｍの出力ビット数を減らすため、出力を時間多重使用す
る。すなわち、マルチプレクサ８３を用いて、波形整形
フィルタ８１，８２の出力を多重する。さらに奇数番目
変調時点の波形整形フィルタの出力との加算合成も、多
重したまま信号加算器８４で行ない、最終出力をデマル
チプレクサ８５で分離すれば、加算合成用の加算器も１
個で済ます事が出来る。
時点の波形整形フィルタにも用いる事が出来る。この実
施例を図８に示す。図に於いて、８０はＲＯＭフィル
タ、８１，８２は波形整形フィルタ、８３はマルチプレ
クサ、８４は信号加算器、８５はデマルチプレクサであ
る。偶数番目変調時点の信号Ｉｅ，Ｑｅに対しても、波
形整形フィルタの係数は同じであるので、多重使用によ
り一個のＲＯＭで共用することが出来る。この時、ＲＯ
Ｍの出力ビット数を減らすため、出力を時間多重使用す
る。すなわち、マルチプレクサ８３を用いて、波形整形
フィルタ８１，８２の出力を多重する。さらに奇数番目
変調時点の波形整形フィルタの出力との加算合成も、多
重したまま信号加算器８４で行ない、最終出力をデマル
チプレクサ８５で分離すれば、加算合成用の加算器も１
個で済ます事が出来る。
【００２４】以上、本発明を用いて、π／４シフトＱＰ
ＳＫ変調用ディジタル変調器のROM波形整形フィルタの
ＲＯＭ容量を縮減する実施例について説明した。本発明
は若干の付加回路が必要となるものの、ＲＯＭ容量の縮
減は２のべき乗で行われるので、ハードウェアの減少は
付加回路の増加を補っても余りあるものである。さらに
波形整形フィルタを多重使用することによって、付加回
路もＲＯＭの中に取り込むことが出来る。
ＳＫ変調用ディジタル変調器のROM波形整形フィルタの
ＲＯＭ容量を縮減する実施例について説明した。本発明
は若干の付加回路が必要となるものの、ＲＯＭ容量の縮
減は２のべき乗で行われるので、ハードウェアの減少は
付加回路の増加を補っても余りあるものである。さらに
波形整形フィルタを多重使用することによって、付加回
路もＲＯＭの中に取り込むことが出来る。
【００２５】
【発明の効果】本発明によれば、π／４シフトＱＰＳＫ
変調方式のディジタル変調器をＲＯＭを用いるディジタ
ル処理で実現する場合、従来法ではＲＯＭ容量が増加す
るため、ＲＯＭおよびＲＯＭ出力を加算合成する加算器
の個数が増加して、ハードウェア量が大きくなるという
問題点を解決する事が出来る。ＲＯＭ以外の若干の付加
回路が必要であるが、本発明によるＲＯＭ容量の減少は
これらの付加回路のハードウェア量を補って余り有るも
のであり、問題とならない。さらには、波形整形フィル
タを多重使用することによって、ＲＯＭ個数および付加
回路もＲＯＭの中に取り込むことが出来、一層のハード
ウェア縮減を達成できる。
変調方式のディジタル変調器をＲＯＭを用いるディジタ
ル処理で実現する場合、従来法ではＲＯＭ容量が増加す
るため、ＲＯＭおよびＲＯＭ出力を加算合成する加算器
の個数が増加して、ハードウェア量が大きくなるという
問題点を解決する事が出来る。ＲＯＭ以外の若干の付加
回路が必要であるが、本発明によるＲＯＭ容量の減少は
これらの付加回路のハードウェア量を補って余り有るも
のであり、問題とならない。さらには、波形整形フィル
タを多重使用することによって、ＲＯＭ個数および付加
回路もＲＯＭの中に取り込むことが出来、一層のハード
ウェア縮減を達成できる。
【図１】波形整形フィルタのブロック図。
【図２】ＱＰＳＫディジタル変調器のブロック図。
【図３】π／４シフトＱＰＳＫ変調方式の信号点の配置
図。
図。
【図４】π／４シフトＱＰＳＫ変調器の部分構成図。
【図５】本発明の第１の実施例のブロック図。
【図６】図５の実施例で用いる位相補正器の説明図。
【図７】本発明の第２の実施例のブロック図。
【図８】本発明の第３の実施例のブロック図。
５１…信号点配置回路、５２…デマルチプレクサ、５
３，５４，５５，５６…波形整形フィルタ、５７…位相
補正器、５８，５９…信号加算器。
３，５４，５５，５６…波形整形フィルタ、５７…位相
補正器、５８，５９…信号加算器。
Claims (4)
- 【請求項１】π／４シフト四相位相偏移変調方式の変調
波信号を得る変調回路において、変調信号を偶数番目と
奇数番目の変調時点の信号に分割し、各々波形整形フィ
ルタで、前記変調波形信号に変換した後、奇数番目変調
時点の変調波形信号の位相をπ／４シフトしてから偶数
番目変調時点の変調波形信号と加算合成して、変調波形
信号を得ることを特徴とするディジタル変調回路。 - 【請求項２】請求項１において、前記波形整形フィルタ
を読み出し専用メモリを用いたディジタル波形整形フィ
ルタで構成し、かつ波形整形フィルタを同相成分と直交
成分とで多重使用するディジタル変調回路。 - 【請求項３】請求項２において、奇数番目変調時点の波
形整形フィルタ出力の位相をπ／４シフトする回路を、
前記波形整形フィルタを構成する読み出し専用メモリを
用いて一括処理するディジタル変調回路。 - 【請求項４】請求項３において、前記偶数番目変調時点
の波形整形フィルタ出力を、同相，直交成分を多重した
まま奇数番目変調時点の波形整形フィルタ出力と加算合
成した後、同相，直交成分に分離して、変調波形信号を
得るディジタル変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25614792A JPH06112981A (ja) | 1992-09-25 | 1992-09-25 | ディジタル変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25614792A JPH06112981A (ja) | 1992-09-25 | 1992-09-25 | ディジタル変調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06112981A true JPH06112981A (ja) | 1994-04-22 |
Family
ID=17288561
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25614792A Pending JPH06112981A (ja) | 1992-09-25 | 1992-09-25 | ディジタル変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06112981A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007221329A (ja) * | 2006-02-15 | 2007-08-30 | Fujitsu Ltd | 周波数分割多重送受信装置及び送受信方法 |
| JP2011061384A (ja) * | 2009-09-08 | 2011-03-24 | Toshiba Corp | 直交変調器、および送信装置 |
| WO2016076002A1 (ja) * | 2014-11-13 | 2016-05-19 | 三菱電機株式会社 | 送信機および受信機 |
-
1992
- 1992-09-25 JP JP25614792A patent/JPH06112981A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007221329A (ja) * | 2006-02-15 | 2007-08-30 | Fujitsu Ltd | 周波数分割多重送受信装置及び送受信方法 |
| JP2011061384A (ja) * | 2009-09-08 | 2011-03-24 | Toshiba Corp | 直交変調器、および送信装置 |
| WO2016076002A1 (ja) * | 2014-11-13 | 2016-05-19 | 三菱電機株式会社 | 送信機および受信機 |
| JPWO2016076002A1 (ja) * | 2014-11-13 | 2017-05-25 | 三菱電機株式会社 | 送信機および受信機 |
| US10122556B2 (en) | 2014-11-13 | 2018-11-06 | Mitsubishi Electric Corporation | Transmitter and receiver |
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