JPH0614549A - 非線形インピーダンス回路及び単相整流回路 - Google Patents
非線形インピーダンス回路及び単相整流回路Info
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- JPH0614549A JPH0614549A JP19159692A JP19159692A JPH0614549A JP H0614549 A JPH0614549 A JP H0614549A JP 19159692 A JP19159692 A JP 19159692A JP 19159692 A JP19159692 A JP 19159692A JP H0614549 A JPH0614549 A JP H0614549A
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- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 3
- 239000004615 ingredient Substances 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 簡単な構成により、電流または電圧の極性に
応じて回路のインピーダンスを可変とする。単相整流回
路において、何ら制御動作を要することなく電源側力率
を改善し、入力電流の高調波成分を除去する。 【構成】 出力端子Ｔ1，Ｔ2間にコンデンサＣ1とダイ
オードＤ2とコンデンサＣ2とを直列に接続し、コンデン
サＣ1及びダイオードＤ2の直列回路の両端にダイオード
Ｄ3を接続する。ダイオードＤ2及びコンデンサＣ2の直
列回路の両端にダイオードＤ1を接続して非線形インピ
ーダンス回路１０を構成する。二つの非線形インピーダ
ンス回路１０，１０′を、交流リアクトルＬａを介した
交流電源ＡＣの一端と、整流回路の正負の直流出力端子
間に接続し、交流電源ＡＣの他端をダイオードＤ13，Ｄ
14の直列接続点に接続する。
応じて回路のインピーダンスを可変とする。単相整流回
路において、何ら制御動作を要することなく電源側力率
を改善し、入力電流の高調波成分を除去する。 【構成】 出力端子Ｔ1，Ｔ2間にコンデンサＣ1とダイ
オードＤ2とコンデンサＣ2とを直列に接続し、コンデン
サＣ1及びダイオードＤ2の直列回路の両端にダイオード
Ｄ3を接続する。ダイオードＤ2及びコンデンサＣ2の直
列回路の両端にダイオードＤ1を接続して非線形インピ
ーダンス回路１０を構成する。二つの非線形インピーダ
ンス回路１０，１０′を、交流リアクトルＬａを介した
交流電源ＡＣの一端と、整流回路の正負の直流出力端子
間に接続し、交流電源ＡＣの他端をダイオードＤ13，Ｄ
14の直列接続点に接続する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電流または電圧の極性
に応じてインピーダンスが変化する非線形インピーダン
ス回路、及び、この非線形インピーダンス回路を用いた
単相整流回路に関する。
に応じてインピーダンスが変化する非線形インピーダン
ス回路、及び、この非線形インピーダンス回路を用いた
単相整流回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、単相整流回路は家電製品
等をはじめとしてＯＡ機器やＦＡ機器、小形電気機器、
照明器具等に広く使用されている。この整流回路の交流
入力電流は多くの高調波を含んでおり、周囲の電気機器
にラジオノイズを与えたり力率改善用コンデンサを破壊
する等の問題を生じている。このため、最近では、この
種の高調波に対する法的規制等も検討され始めている。
一方、単相整流回路の交流入力電流は交流電源電圧があ
る一定値以上の期間しか流れないことから、電源側の力
率が悪く、この力率の改善も強く要請されている。
等をはじめとしてＯＡ機器やＦＡ機器、小形電気機器、
照明器具等に広く使用されている。この整流回路の交流
入力電流は多くの高調波を含んでおり、周囲の電気機器
にラジオノイズを与えたり力率改善用コンデンサを破壊
する等の問題を生じている。このため、最近では、この
種の高調波に対する法的規制等も検討され始めている。
一方、単相整流回路の交流入力電流は交流電源電圧があ
る一定値以上の期間しか流れないことから、電源側の力
率が悪く、この力率の改善も強く要請されている。
【０００３】上記のような背景により、電源側力率及び
波形を改善するために従来から種々の回路が提供されて
おり、例えば、 単相整流回路の入力側（電源側）にリアクトルを挿入
して交流入力電流の通流幅を拡げ、力率及び波形を改善
する方法 単相整流回路の後段に電流制御用の昇圧チョッパを接
続し、このチョッパにより電流制御して交流入力電流を
正弦波的に制御する方法 電流制御用インバータを回生動作させてコンバータと
して交流入力電流を正弦波的に制御する方法 等が知られている。
波形を改善するために従来から種々の回路が提供されて
おり、例えば、 単相整流回路の入力側（電源側）にリアクトルを挿入
して交流入力電流の通流幅を拡げ、力率及び波形を改善
する方法 単相整流回路の後段に電流制御用の昇圧チョッパを接
続し、このチョッパにより電流制御して交流入力電流を
正弦波的に制御する方法 電流制御用インバータを回生動作させてコンバータと
して交流入力電流を正弦波的に制御する方法 等が知られている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の方
法は制御が不要なため便利ではあるが、交流入力電流に
含まれる高調波成分が多く、規制を満足しないという欠
点がある。また、，の方法によると規制には十分適
合できるが、チョッパやインバータの半導体スイッチ素
子をスイッチング制御する制御回路が必要であるため、
主回路をも含めて装置構成が複雑かつ高価になり、スイ
ッチングノイズやスイッチング損失が発生して効率が悪
いという問題がある。
法は制御が不要なため便利ではあるが、交流入力電流に
含まれる高調波成分が多く、規制を満足しないという欠
点がある。また、，の方法によると規制には十分適
合できるが、チョッパやインバータの半導体スイッチ素
子をスイッチング制御する制御回路が必要であるため、
主回路をも含めて装置構成が複雑かつ高価になり、スイ
ッチングノイズやスイッチング損失が発生して効率が悪
いという問題がある。
【０００５】ここで、発明者は、ダイオード及び容量性
インピーダンス素子または誘導性インピーダンス素子を
組合わせることにより、電流または電圧の極性に応じて
インピーダンスが変化する非線形インピーダンス回路を
実現できることに着目し、この非線形インピーダンス回
路を単相整流回路に適用すれば、上記問題を解決できる
との知見を得た。すなわち、本発明の目的とするところ
は、簡単な構成からなる非線形インピーダンス回路を提
供し、また、この回路を利用することにより、スイッチ
素子等の制御を要することなく交流入力電流の高調波成
分を除去し、しかも電源側力率を向上させると共に、構
成簡単、高効率かつ安価な単相整流回路を提供すること
にある。
インピーダンス素子または誘導性インピーダンス素子を
組合わせることにより、電流または電圧の極性に応じて
インピーダンスが変化する非線形インピーダンス回路を
実現できることに着目し、この非線形インピーダンス回
路を単相整流回路に適用すれば、上記問題を解決できる
との知見を得た。すなわち、本発明の目的とするところ
は、簡単な構成からなる非線形インピーダンス回路を提
供し、また、この回路を利用することにより、スイッチ
素子等の制御を要することなく交流入力電流の高調波成
分を除去し、しかも電源側力率を向上させると共に、構
成簡単、高効率かつ安価な単相整流回路を提供すること
にある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明にかかる非線形インピーダンス回路は、第１
及び第２の出力端子間に、すべてが容量性インピーダン
ス素子または誘導性インピーダンス素子であるｎ（ｎは
２以上の整数）個のインピーダンス素子と（ｎ−１）個
のダイオードとを交互に直列接続し、各インピーダンス
素子とダイオードとの接続点のうち第１の出力端子に近
いものから順に、各々ダイオードを介して、第２の出力
端子、第１の出力端子の順番で交互に各出力端子に接続
したものである。ここで、すべてのインピーダンス素子
は、容量値の等しいコンデンサまたはインダクタンス値
の等しいリアクトルによって構成される。
め、本発明にかかる非線形インピーダンス回路は、第１
及び第２の出力端子間に、すべてが容量性インピーダン
ス素子または誘導性インピーダンス素子であるｎ（ｎは
２以上の整数）個のインピーダンス素子と（ｎ−１）個
のダイオードとを交互に直列接続し、各インピーダンス
素子とダイオードとの接続点のうち第１の出力端子に近
いものから順に、各々ダイオードを介して、第２の出力
端子、第１の出力端子の順番で交互に各出力端子に接続
したものである。ここで、すべてのインピーダンス素子
は、容量値の等しいコンデンサまたはインダクタンス値
の等しいリアクトルによって構成される。
【０００７】また、本発明にかかる単相整流回路は、交
流電源と、この交流電源の出力側において互いに直列接
続された少なくとも二つのダイオードと、これらのダイ
オードの直列回路両端の直流出力端子間に接続された電
解コンデンサを備え、前記直流出力端子間に接続された
負荷に直流電力を供給する単相整流回路において、前記
非線形インピーダンス回路を二つ備え、これらの非線形
インピーダンス回路の各第１の出力端子を正負の前記直
流出力端子にそれぞれ接続し、前記非線形インピーダン
ス回路の各第２の出力端子を一括して前記交流電源の一
端に接続すると共に、前記交流電源の他端を前記二つの
ダイオードの直列接続点に接続したものである。
流電源と、この交流電源の出力側において互いに直列接
続された少なくとも二つのダイオードと、これらのダイ
オードの直列回路両端の直流出力端子間に接続された電
解コンデンサを備え、前記直流出力端子間に接続された
負荷に直流電力を供給する単相整流回路において、前記
非線形インピーダンス回路を二つ備え、これらの非線形
インピーダンス回路の各第１の出力端子を正負の前記直
流出力端子にそれぞれ接続し、前記非線形インピーダン
ス回路の各第２の出力端子を一括して前記交流電源の一
端に接続すると共に、前記交流電源の他端を前記二つの
ダイオードの直列接続点に接続したものである。
【０００８】なお、上記単相整流回路において、交流電
源の出力側に単相ダイオードブリッジを接続し、その交
流入力端子の一方を、非線形インピーダンス回路の各第
２の出力端子に接続すると共に、前記交流入力端子の他
方を、前記交流電源の他端に接続することが好ましい。
更に、前記交流電源の一端を、交流リアクトルを介して
非線形インピーダンス回路の各第２の出力端子に接続す
ることが望ましい。
源の出力側に単相ダイオードブリッジを接続し、その交
流入力端子の一方を、非線形インピーダンス回路の各第
２の出力端子に接続すると共に、前記交流入力端子の他
方を、前記交流電源の他端に接続することが好ましい。
更に、前記交流電源の一端を、交流リアクトルを介して
非線形インピーダンス回路の各第２の出力端子に接続す
ることが望ましい。
【０００９】
【作用】本発明の非線形インピーダンス回路では、イン
ピーダンス素子をコンデンサとした場合には、出力端子
間を流れる電流の極性に応じて合成容量値が変化する。
また、インピーダンス素子をリアクトルとした場合に
は、出力端子間に印加される電圧の極性に応じて合成イ
ンダクタンス値が変化する。これにより、電流または電
圧の極性に応じて回路のインピーダンスを変化させるこ
とができる。
ピーダンス素子をコンデンサとした場合には、出力端子
間を流れる電流の極性に応じて合成容量値が変化する。
また、インピーダンス素子をリアクトルとした場合に
は、出力端子間に印加される電圧の極性に応じて合成イ
ンダクタンス値が変化する。これにより、電流または電
圧の極性に応じて回路のインピーダンスを変化させるこ
とができる。
【００１０】本発明の単相整流回路では、交流電源の一
端と正負の直流出力端子との間に前記非線形インピーダ
ンス回路をそれぞれ接続することにより、何ら制御動作
を行わなくても交流入力電流の通流幅が増加して電源電
圧とほぼ同位相で流れるようになり、電源側力率をほぼ
１とすることができる。同時に交流入力電流に含まれる
高調波成分も低減され、電流波形が改善される。特に、
交流電源の出力側に交流リアクトルを付加すれば、一層
の波形改善作用が得られる。
端と正負の直流出力端子との間に前記非線形インピーダ
ンス回路をそれぞれ接続することにより、何ら制御動作
を行わなくても交流入力電流の通流幅が増加して電源電
圧とほぼ同位相で流れるようになり、電源側力率をほぼ
１とすることができる。同時に交流入力電流に含まれる
高調波成分も低減され、電流波形が改善される。特に、
交流電源の出力側に交流リアクトルを付加すれば、一層
の波形改善作用が得られる。
【００１１】
【実施例】以下、図に沿って本発明の実施例を説明す
る。図１は、本発明の非線形インピーダンス回路の第１
実施例を示している。図において、第１及び第２の出力
端子Ｔ1，Ｔ2間には、容量性インピーダンス素子として
のコンデンサＣ1と、ダイオードＤ2と、コンデンサＣ2
とが直列に接続されている。また、コンデンサＣ1及び
ダイオードＤ2の接続点（ダイオードＤ2のアノード）と
第２の出力端子Ｔ2との間には、ダイオードＤ1が図示の
極性で接続されている。更に、ダイオードＤ2及びコン
デンサＣ2の接続点（ダイオードＤ2のカソード）と第１
の出力端子Ｔ1との間には、ダイオードＤ3が図示の極性
で接続されている。ここで、コンデンサＣ1，Ｃ2の容量
値をその符号通りＣ1，Ｃ2として表すと、これらの容量
値は等しくＣ1＝Ｃ2＝Ｃとなっている。
る。図１は、本発明の非線形インピーダンス回路の第１
実施例を示している。図において、第１及び第２の出力
端子Ｔ1，Ｔ2間には、容量性インピーダンス素子として
のコンデンサＣ1と、ダイオードＤ2と、コンデンサＣ2
とが直列に接続されている。また、コンデンサＣ1及び
ダイオードＤ2の接続点（ダイオードＤ2のアノード）と
第２の出力端子Ｔ2との間には、ダイオードＤ1が図示の
極性で接続されている。更に、ダイオードＤ2及びコン
デンサＣ2の接続点（ダイオードＤ2のカソード）と第１
の出力端子Ｔ1との間には、ダイオードＤ3が図示の極性
で接続されている。ここで、コンデンサＣ1，Ｃ2の容量
値をその符号通りＣ1，Ｃ2として表すと、これらの容量
値は等しくＣ1＝Ｃ2＝Ｃとなっている。
【００１２】次に、この実施例の動作を説明する。な
お、電圧及び電流は図１の方向を正方向とする。いま、
コンデンサＣ1，Ｃ2が共に電圧Ｅまで充電されていると
すると、放電電流ｉは端子Ｔ2→ダイオードＤ1→コンデ
ンサＣ1→端子Ｔ1の経路と、端子Ｔ2→コンデンサＣ2→
ダイオードＤ3→端子Ｔ1の経路とに流れ、ダイオードに
おける順方向電圧降下を無視すれば端子間電圧ｅ＝Ｅと
なる。すなわち、出力端子Ｔ1，Ｔ2から見れば、コンデ
ンサＣ1，Ｃ2が並列に接続されるため、図２に示すよう
に合成容量値は２Ｃとなる。
お、電圧及び電流は図１の方向を正方向とする。いま、
コンデンサＣ1，Ｃ2が共に電圧Ｅまで充電されていると
すると、放電電流ｉは端子Ｔ2→ダイオードＤ1→コンデ
ンサＣ1→端子Ｔ1の経路と、端子Ｔ2→コンデンサＣ2→
ダイオードＤ3→端子Ｔ1の経路とに流れ、ダイオードに
おける順方向電圧降下を無視すれば端子間電圧ｅ＝Ｅと
なる。すなわち、出力端子Ｔ1，Ｔ2から見れば、コンデ
ンサＣ1，Ｃ2が並列に接続されるため、図２に示すよう
に合成容量値は２Ｃとなる。
【００１３】逆に、電流ｉが負方向に流れる場合には、
充電電流ｉの経路は端子Ｔ1→コンデンサＣ1→ダイオー
ドＤ2→コンデンサＣ2→端子Ｔ2となり、出力端子Ｔ1，
Ｔ2から見れば、コンデンサＣ1，Ｃ2が直列に接続され
て合成容量値は図２に示すごとくＣ／２となり、端子間
電圧ｅ＝２Ｅとなる。ただし、この回路では、出力端子
Ｔ1，Ｔ2間でダイオードＤ1，Ｄ2，Ｄ3が順方向に直列
接続されているため、短絡を防ぐために端子間電圧ｅは
ｅ≧０であることが必要である。
充電電流ｉの経路は端子Ｔ1→コンデンサＣ1→ダイオー
ドＤ2→コンデンサＣ2→端子Ｔ2となり、出力端子Ｔ1，
Ｔ2から見れば、コンデンサＣ1，Ｃ2が直列に接続され
て合成容量値は図２に示すごとくＣ／２となり、端子間
電圧ｅ＝２Ｅとなる。ただし、この回路では、出力端子
Ｔ1，Ｔ2間でダイオードＤ1，Ｄ2，Ｄ3が順方向に直列
接続されているため、短絡を防ぐために端子間電圧ｅは
ｅ≧０であることが必要である。
【００１４】このように本実施例によれば、出力端子Ｔ
1，Ｔ2間を流れる電流ｉの極性を変えれば回路の合成容
量値を変化させることができるので、非線形インピーダ
ンス回路を簡単に実現することができる。
1，Ｔ2間を流れる電流ｉの極性を変えれば回路の合成容
量値を変化させることができるので、非線形インピーダ
ンス回路を簡単に実現することができる。
【００１５】図３は非線形インピーダンス回路の第２実
施例であり、第１実施例における２段構成のコンデンサ
Ｃ1，Ｃ2に代えて、３段構成のコンデンサＣ1〜Ｃ3を備
えたものである。なお、Ｄ1〜Ｄ6はダイオードを示して
いる。この実施例によれば、第１実施例と同様の原理に
より、図４に示すごとく、電流ｉの極性に応じて回路の
合成容量値を３Ｃ（電流ｉが正極性）またはＣ／３（電
流ｉが負極性）に変化させることができる。
施例であり、第１実施例における２段構成のコンデンサ
Ｃ1，Ｃ2に代えて、３段構成のコンデンサＣ1〜Ｃ3を備
えたものである。なお、Ｄ1〜Ｄ6はダイオードを示して
いる。この実施例によれば、第１実施例と同様の原理に
より、図４に示すごとく、電流ｉの極性に応じて回路の
合成容量値を３Ｃ（電流ｉが正極性）またはＣ／３（電
流ｉが負極性）に変化させることができる。
【００１６】上記各実施例において、一般的には、ｎ
（ｎは２以上の整数）個のコンデンサを（ｎ−１）個の
ダイオードを介して交互に直列接続し、これらコンデン
サ及びダイオードの接続点を、第１の出力端子Ｔ1に近
い方から第２の出力端子Ｔ2、第１の出力端子Ｔ1の順で
各々ダイオードを介して各出力端子Ｔ2，Ｔ1に接続すれ
ばよい。ｎ個のコンデンサを用いる場合には、合成容量
値をｎ・ＣとＣ／ｎとの間で変化させることができる。
（ｎは２以上の整数）個のコンデンサを（ｎ−１）個の
ダイオードを介して交互に直列接続し、これらコンデン
サ及びダイオードの接続点を、第１の出力端子Ｔ1に近
い方から第２の出力端子Ｔ2、第１の出力端子Ｔ1の順で
各々ダイオードを介して各出力端子Ｔ2，Ｔ1に接続すれ
ばよい。ｎ個のコンデンサを用いる場合には、合成容量
値をｎ・ＣとＣ／ｎとの間で変化させることができる。
【００１７】次いで、図５及び図６は非線形インピーダ
ンス回路の第３、第４実施例を示している。これらの実
施例は、第１、第２実施例の電気的双対回路として、イ
ンピーダンス素子をリアクトルに置き換えたものであ
る。すなわち、図５の第３実施例は、第１実施例におけ
るコンデンサＣ1，Ｃ2をリアクトルＬ1，Ｌ2に置き換
え、かつダイオードＤ1，Ｄ3の極性を変えたものであ
り、また、図６の第４実施例は、第３実施例を基本とし
て第２実施例と同様に、３段構成のリアクトルＬ1〜Ｌ3
を備えたものである。
ンス回路の第３、第４実施例を示している。これらの実
施例は、第１、第２実施例の電気的双対回路として、イ
ンピーダンス素子をリアクトルに置き換えたものであ
る。すなわち、図５の第３実施例は、第１実施例におけ
るコンデンサＣ1，Ｃ2をリアクトルＬ1，Ｌ2に置き換
え、かつダイオードＤ1，Ｄ3の極性を変えたものであ
り、また、図６の第４実施例は、第３実施例を基本とし
て第２実施例と同様に、３段構成のリアクトルＬ1〜Ｌ3
を備えたものである。
【００１８】このうち、基本的な第３実施例の動作を説
明すると、この回路では、端子Ｔ1，Ｔ2間に印加される
電圧ｅの極性に応じて合成インダクタンス値が変化す
る。前記同様に、リアクトルＬ1，Ｌ2のインダクタンス
値をＬ1＝Ｌ2＝Ｌとすると、電圧ｅが正極性で印加され
るとき、リアクトルＬ1，Ｌ2は並列接続されるので合成
インダクタンス値はＬ／２となり、また、電圧ｅが負極
性で印加されるとき、リアクトルＬ1，Ｌ2は直列接続さ
れるので合成インダクタンス値は２Ｌとなる。各リアク
トルＬ1，Ｌ2に流れる電流を一定値Ｉ0とすると、端子
Ｔ1，Ｔ2間を流れる電流ｉは、ｅ＞０のときｉ＝２
Ｉ0、ｅ＜０のときｉ＝Ｉ0となる。ここで、電流ｉの方
向は一定である。
明すると、この回路では、端子Ｔ1，Ｔ2間に印加される
電圧ｅの極性に応じて合成インダクタンス値が変化す
る。前記同様に、リアクトルＬ1，Ｌ2のインダクタンス
値をＬ1＝Ｌ2＝Ｌとすると、電圧ｅが正極性で印加され
るとき、リアクトルＬ1，Ｌ2は並列接続されるので合成
インダクタンス値はＬ／２となり、また、電圧ｅが負極
性で印加されるとき、リアクトルＬ1，Ｌ2は直列接続さ
れるので合成インダクタンス値は２Ｌとなる。各リアク
トルＬ1，Ｌ2に流れる電流を一定値Ｉ0とすると、端子
Ｔ1，Ｔ2間を流れる電流ｉは、ｅ＞０のときｉ＝２
Ｉ0、ｅ＜０のときｉ＝Ｉ0となる。ここで、電流ｉの方
向は一定である。
【００１９】以上のように、第３実施例では端子Ｔ1，
Ｔ2間に印加する電圧ｅの極性を変えるだけで回路の合
成インダクタンス値を変化させることができ、非線形イ
ンピーダンス回路を簡単に実現することができる。上記
動作は、第４実施例についても基本的に同一である。こ
れらの実施例においても、一般にｎ個のリアクトルと
（ｎ−１）個のダイオードを出力端子Ｔ1，Ｔ2間に交互
に直列接続し、各接続点を所定の出力端子Ｔ2，Ｔ1に各
々ダイオードを介して接続することにより所定の作用効
果を得ることができる。ｎ個のリアクトルを用いる場合
には、合成インダクタンス値をＬ／ｎとｎ・Ｌとの間で
変化させることが可能である。
Ｔ2間に印加する電圧ｅの極性を変えるだけで回路の合
成インダクタンス値を変化させることができ、非線形イ
ンピーダンス回路を簡単に実現することができる。上記
動作は、第４実施例についても基本的に同一である。こ
れらの実施例においても、一般にｎ個のリアクトルと
（ｎ−１）個のダイオードを出力端子Ｔ1，Ｔ2間に交互
に直列接続し、各接続点を所定の出力端子Ｔ2，Ｔ1に各
々ダイオードを介して接続することにより所定の作用効
果を得ることができる。ｎ個のリアクトルを用いる場合
には、合成インダクタンス値をＬ／ｎとｎ・Ｌとの間で
変化させることが可能である。
【００２０】次に、上記非線形インピーダンス回路の一
応用例として、本発明にかかる単相整流回路の第１実施
例を図７に基づき説明する。この単相整流回路は、先の
非線形インピーダンス回路を整流回路の交流入力側に接
続することにより、整流回路の交流入力電流の通流幅を
拡げ、これによって電源側力率及び入力電流波形を改善
したものである。
応用例として、本発明にかかる単相整流回路の第１実施
例を図７に基づき説明する。この単相整流回路は、先の
非線形インピーダンス回路を整流回路の交流入力側に接
続することにより、整流回路の交流入力電流の通流幅を
拡げ、これによって電源側力率及び入力電流波形を改善
したものである。
【００２１】図７において、ＡＣは交流電源（瞬時値ｅ
＝Ｅmsinωｔ）であり、その両端は交流リアクトルＬａ
を介して、ダイオードＤ11〜Ｄ14からなる単相ダイオー
ドブリッジ２０の交流入力端子に接続されている。この
ダイオードブリッジ２０の直流出力端子には電解コンデ
ンサＣd及び負荷ＬＤが互いに並列に接続されている。
＝Ｅmsinωｔ）であり、その両端は交流リアクトルＬａ
を介して、ダイオードＤ11〜Ｄ14からなる単相ダイオー
ドブリッジ２０の交流入力端子に接続されている。この
ダイオードブリッジ２０の直流出力端子には電解コンデ
ンサＣd及び負荷ＬＤが互いに並列に接続されている。
【００２２】そして、ダイオードブリッジ２０内のダイ
オードＤ11，Ｄ12の接続点と直流出力端子の正極及び負
極との間には、前述した図１の非線形インピーダンス回
路１０，１０′がそれぞれ接続されている。すなわち、
非線形インピーダンス回路１０，１０′は、各第１の出
力端子Ｔ1が直流出力端子の正極及び負極に接続され、
各第２の出力端子Ｔ2が一括してダイオードＤ11，Ｄ12
の接続点（交流リアクトルＬａの非電源側端子）に接続
されている。なお、交流電源ＡＣの他端はダイオードＤ
13，Ｄ14の接続点に接続されている。
オードＤ11，Ｄ12の接続点と直流出力端子の正極及び負
極との間には、前述した図１の非線形インピーダンス回
路１０，１０′がそれぞれ接続されている。すなわち、
非線形インピーダンス回路１０，１０′は、各第１の出
力端子Ｔ1が直流出力端子の正極及び負極に接続され、
各第２の出力端子Ｔ2が一括してダイオードＤ11，Ｄ12
の接続点（交流リアクトルＬａの非電源側端子）に接続
されている。なお、交流電源ＡＣの他端はダイオードＤ
13，Ｄ14の接続点に接続されている。
【００２３】この実施例では、非線形インピーダンス回
路１０，１０′がコンデンサを２段接続した回路によっ
て構成されており、Ｃ1，Ｃ2，Ｃ1′，Ｃ2′はコンデン
サ、Ｄ1〜Ｄ3，Ｄ1′〜Ｄ3′はダイオードを示してい
る。ここで、コンデンサＣ1，Ｃ2，Ｃ1′，Ｃ2′の容量
値はすべて等しくＣ1＝Ｃ2＝Ｃ1′＝Ｃ2′＝Ｃである。
路１０，１０′がコンデンサを２段接続した回路によっ
て構成されており、Ｃ1，Ｃ2，Ｃ1′，Ｃ2′はコンデン
サ、Ｄ1〜Ｄ3，Ｄ1′〜Ｄ3′はダイオードを示してい
る。ここで、コンデンサＣ1，Ｃ2，Ｃ1′，Ｃ2′の容量
値はすべて等しくＣ1＝Ｃ2＝Ｃ1′＝Ｃ2′＝Ｃである。
【００２４】次に、本実施例の動作を説明する。この回
路では電源電圧の半周期ごとに対称な動作を行うので、
以下では電源電圧ｅが正である半周期について述べる。
電源電圧ｅが正の半周期に入ると、交流入力電流ｉaが
交流リアクトルＬａ→コンデンサＣ2′→ダイオード
Ｄ2′→コンデンサＣ1′→ダイオードＤ14の経路で流れ
るため、下アームの非線形インピーダンス回路１０′の
コンデンサＣ2′，Ｃ1′が直列に充電される。この充電
動作は、前述のように合成容量値がＣ／２である各コン
デンサＣ2′，Ｃ1′に対して入力電圧が最大になるまで
行われ、コンデンサＣ2′，Ｃ1′はそれぞれ電圧がＥm
／２になるまで充電される。
路では電源電圧の半周期ごとに対称な動作を行うので、
以下では電源電圧ｅが正である半周期について述べる。
電源電圧ｅが正の半周期に入ると、交流入力電流ｉaが
交流リアクトルＬａ→コンデンサＣ2′→ダイオード
Ｄ2′→コンデンサＣ1′→ダイオードＤ14の経路で流れ
るため、下アームの非線形インピーダンス回路１０′の
コンデンサＣ2′，Ｃ1′が直列に充電される。この充電
動作は、前述のように合成容量値がＣ／２である各コン
デンサＣ2′，Ｃ1′に対して入力電圧が最大になるまで
行われ、コンデンサＣ2′，Ｃ1′はそれぞれ電圧がＥm
／２になるまで充電される。
【００２５】一方、上アームの非線形インピーダンス回
路１０について見ると、上記同様の充電動作により、電
源電圧ｅの負の半周期においてコンデンサＣ1，Ｃ2はそ
れぞれＥm／２まで充電されている。従って、電源電圧
ｅの正の半周期において、電解コンデンサＣdの電圧を
Ｅdとすると、ｅ＝Ｅd−Ｅm／２となった時点でダイオ
ードＤ1，Ｄ3，Ｄ14が導通し始め、直流側に電流を供給
し始める。
路１０について見ると、上記同様の充電動作により、電
源電圧ｅの負の半周期においてコンデンサＣ1，Ｃ2はそ
れぞれＥm／２まで充電されている。従って、電源電圧
ｅの正の半周期において、電解コンデンサＣdの電圧を
Ｅdとすると、ｅ＝Ｅd−Ｅm／２となった時点でダイオ
ードＤ1，Ｄ3，Ｄ14が導通し始め、直流側に電流を供給
し始める。
【００２６】すなわち、本実施例では、電源電圧ｅが正
の半周期に入ると直ちに下アームのコンデンサＣ1′，
Ｃ2′の充電電流ｉaが流れ、その後、ｅ＝Ｅd−Ｅm／２
となった時点からコンデンサＣ1，Ｃ2の放電電流と同一
方向の電流ｉaが引き続き流れるので、交流入力電流ｉa
の通流幅が拡がると共に、この電流ｉaを電圧ｅのゼロ
クロス点である電気角２ｎπ（ｎ＝０，１，２，……）
から流すことができる。これにより、電源側力率をほぼ
１にすることができると共に、電流の高調波成分も抑制
される。また、交流リアクトルＬａを付加することによ
り、一層の波形改善作用を得ることができる。
の半周期に入ると直ちに下アームのコンデンサＣ1′，
Ｃ2′の充電電流ｉaが流れ、その後、ｅ＝Ｅd−Ｅm／２
となった時点からコンデンサＣ1，Ｃ2の放電電流と同一
方向の電流ｉaが引き続き流れるので、交流入力電流ｉa
の通流幅が拡がると共に、この電流ｉaを電圧ｅのゼロ
クロス点である電気角２ｎπ（ｎ＝０，１，２，……）
から流すことができる。これにより、電源側力率をほぼ
１にすることができると共に、電流の高調波成分も抑制
される。また、交流リアクトルＬａを付加することによ
り、一層の波形改善作用を得ることができる。
【００２７】なお、ダイオードＤ1，Ｄ3，Ｄ14の導通に
伴って上アームのコンデンサＣ1，Ｃ2が放電し、電源電
圧ｅの正の半周期終了前に各コンデンサＣ1，Ｃ2の電圧
が零になったらダイオードＤ11が導通する。以後は通常
の単相整流回路の動作によりダイオードＤ11，Ｄ14を介
して直流側に電流ｉdが供給される。コンデンサＣ1′，
Ｃ2′またはＣ1，Ｃ2の充電時のように交流入力電流ｉa
が負荷ＬＤ側にまで供給されない場合には、電解コンデ
ンサＣdに蓄積された電荷による放電電流が負荷ＬＤに
供給されるため、負荷電流ｉdの連続性を保つことがで
きる。
伴って上アームのコンデンサＣ1，Ｃ2が放電し、電源電
圧ｅの正の半周期終了前に各コンデンサＣ1，Ｃ2の電圧
が零になったらダイオードＤ11が導通する。以後は通常
の単相整流回路の動作によりダイオードＤ11，Ｄ14を介
して直流側に電流ｉdが供給される。コンデンサＣ1′，
Ｃ2′またはＣ1，Ｃ2の充電時のように交流入力電流ｉa
が負荷ＬＤ側にまで供給されない場合には、電解コンデ
ンサＣdに蓄積された電荷による放電電流が負荷ＬＤに
供給されるため、負荷電流ｉdの連続性を保つことがで
きる。
【００２８】上記実施例において、ダイオードブリッジ
２０内のダイオードＤ11，Ｄ12は各々ダイオードＤ1〜
Ｄ3及びＤ1′〜Ｄ3′に対し並列に接続されているた
め、ダイオードＤ11，Ｄ12を省略してダイオードＤ1〜
Ｄ3及びＤ1′〜Ｄ3′によりその機能を置き換えること
が可能であり、これによって部品数を少なくすることが
できる。しかるに、各３個のダイオードによる電圧降下
を考慮すると、素子数は増えるもののダイオードＤ11，
Ｄ12をそのまま用いる方が望ましいといえる。
２０内のダイオードＤ11，Ｄ12は各々ダイオードＤ1〜
Ｄ3及びＤ1′〜Ｄ3′に対し並列に接続されているた
め、ダイオードＤ11，Ｄ12を省略してダイオードＤ1〜
Ｄ3及びＤ1′〜Ｄ3′によりその機能を置き換えること
が可能であり、これによって部品数を少なくすることが
できる。しかるに、各３個のダイオードによる電圧降下
を考慮すると、素子数は増えるもののダイオードＤ11，
Ｄ12をそのまま用いる方が望ましいといえる。
【００２９】発明者は、上記実施例において、電源電圧
ｅの実効値を１００〔Ｖ〕、交流リアクトルＬａを４.
３〔ｍＨ〕、コンデンサＣ1，Ｃ2，Ｃ1′，Ｃ2′を１５
７〔μＦ〕、電解コンデンサＣdを４０００〔μＦ〕、
負荷電流ｉdを１０〔Ａ〕としてシミュレーションを行
い、力率及び電流波形の改善効果を確認した。図８は電
源電圧ｅの波形を、図９は交流入力電流ｉaの波形をそ
れぞれ示しており、これらの図から、交流入力電流ｉa
の波形がほぼ正弦波状に近くなっていると共に、力率も
改善されているのが判る。また、図１０は交流入力電流
の周波数スペクトルであり、グラフ中の数字は各調波電
流の振幅〔Ａ〕である。この図から、第３高調波、第５
高調波等の高調波成分の割合が大きく低減されているの
が明らかである。
ｅの実効値を１００〔Ｖ〕、交流リアクトルＬａを４.
３〔ｍＨ〕、コンデンサＣ1，Ｃ2，Ｃ1′，Ｃ2′を１５
７〔μＦ〕、電解コンデンサＣdを４０００〔μＦ〕、
負荷電流ｉdを１０〔Ａ〕としてシミュレーションを行
い、力率及び電流波形の改善効果を確認した。図８は電
源電圧ｅの波形を、図９は交流入力電流ｉaの波形をそ
れぞれ示しており、これらの図から、交流入力電流ｉa
の波形がほぼ正弦波状に近くなっていると共に、力率も
改善されているのが判る。また、図１０は交流入力電流
の周波数スペクトルであり、グラフ中の数字は各調波電
流の振幅〔Ａ〕である。この図から、第３高調波、第５
高調波等の高調波成分の割合が大きく低減されているの
が明らかである。
【００３０】更に、図１１は、図７の実施例の単相整流
回路と、非線形インピーダンス回路１０，１０′を有し
ない従来の単相整流回路との力率、直流出力電圧Ｅd、
交流入力電流（実効値）Ｉaを各々比較した負荷特性図
であり、本発明を(２)、従来技術を(１)として示してあ
る。この図から明らかなように、本発明では入力力率が
最大で０.９８１、効率が９７％となっており、力率改
善及び効率向上が達成されている。
回路と、非線形インピーダンス回路１０，１０′を有し
ない従来の単相整流回路との力率、直流出力電圧Ｅd、
交流入力電流（実効値）Ｉaを各々比較した負荷特性図
であり、本発明を(２)、従来技術を(１)として示してあ
る。この図から明らかなように、本発明では入力力率が
最大で０.９８１、効率が９７％となっており、力率改
善及び効率向上が達成されている。
【００３１】また、図１２は、図１１と同一の方法によ
る本発明と従来技術との比較結果であり、交流入力電流
（実効値）Ｉaに含まれる基本波Ｉ1，第３高調波Ｉ3，
第５高調波Ｉ5の電流振幅を示してある。本発明によれ
ば、第３高調波Ｉ3，第５高調波Ｉ5の何れについても、
共にＩＥＣ（International Electrotechnical Commi
ssion）の高調波規制値（図中、破線にて示す）以下に
抑制されていることが判る。
る本発明と従来技術との比較結果であり、交流入力電流
（実効値）Ｉaに含まれる基本波Ｉ1，第３高調波Ｉ3，
第５高調波Ｉ5の電流振幅を示してある。本発明によれ
ば、第３高調波Ｉ3，第５高調波Ｉ5の何れについても、
共にＩＥＣ（International Electrotechnical Commi
ssion）の高調波規制値（図中、破線にて示す）以下に
抑制されていることが判る。
【００３２】図１３は、単相整流回路の第２実施例を示
しており、この実施例は、非線形インピーダンス回路１
０Ａ，１０Ａ′として図５に示した２段構成のインダク
タンスＬ1，Ｌ2，Ｌ1′，Ｌ2′からなるものを用い、か
つ、図７におけるダイオードブリッジ２０のダイオード
Ｄ11，Ｄ12を省略したものである。この実施例の動作は
原理的に図７の実施例と同一であるため詳述しないが、
図１４の波形図から明らかなように、この実施例では、 ｅ＜Ｅd（ｅL＜０）のとき、ｉ＝Ｉ0 ｅ＞Ｅd（ｅL＞０）のとき、ｉ＝２Ｉ0 となる。ここで、ｅLは各インダクタンス両端の電圧、
Ｉ0は各インダクタンスを流れる電流である。この実施
例においても、電源側力率をほぼ１にすることができ、
しかも交流入力電流波形の改善が可能になる。
しており、この実施例は、非線形インピーダンス回路１
０Ａ，１０Ａ′として図５に示した２段構成のインダク
タンスＬ1，Ｌ2，Ｌ1′，Ｌ2′からなるものを用い、か
つ、図７におけるダイオードブリッジ２０のダイオード
Ｄ11，Ｄ12を省略したものである。この実施例の動作は
原理的に図７の実施例と同一であるため詳述しないが、
図１４の波形図から明らかなように、この実施例では、 ｅ＜Ｅd（ｅL＜０）のとき、ｉ＝Ｉ0 ｅ＞Ｅd（ｅL＞０）のとき、ｉ＝２Ｉ0 となる。ここで、ｅLは各インダクタンス両端の電圧、
Ｉ0は各インダクタンスを流れる電流である。この実施
例においても、電源側力率をほぼ１にすることができ、
しかも交流入力電流波形の改善が可能になる。
【００３３】
【発明の効果】以上のように本発明の非線形インピーダ
ンス回路によれば、インピーダンス素子をコンデンサと
した場合には、出力端子間を流れる電流の極性に応じて
合成容量値が変化し、また、インピーダンス素子をリア
クトルとした場合には、出力端子間に印加される電圧の
極性に応じて合成インダクタンス値が変化する。これに
より、電流または電圧の極性に応じて回路のインピーダ
ンスが変化する非線形回路を簡単な構成によって実現す
ることができ、単相整流回路等をはじめとして種々の回
路に応用することができる。
ンス回路によれば、インピーダンス素子をコンデンサと
した場合には、出力端子間を流れる電流の極性に応じて
合成容量値が変化し、また、インピーダンス素子をリア
クトルとした場合には、出力端子間に印加される電圧の
極性に応じて合成インダクタンス値が変化する。これに
より、電流または電圧の極性に応じて回路のインピーダ
ンスが変化する非線形回路を簡単な構成によって実現す
ることができ、単相整流回路等をはじめとして種々の回
路に応用することができる。
【００３４】また、本発明の単相整流回路によれば、交
流電源の一端と整流回路の正負の直流出力端子との間に
前記非線形インピーダンス回路をそれぞれ接続すること
により、交流入力電流の通流幅が増加して電源電圧とほ
ぼ同位相で交流入力電流が流れ、電源側力率をほぼ１に
することができる。同時に交流入力電流に含まれる高調
波成分も低減され、電流波形が改善される。これらの作
用効果は、従来のようにチョッパやインバータ等の電力
変換装置を用いずに何ら制御動作を要することなく実現
されるため、回路全体の小形軽量化、低価格化が可能で
あり、損失やスイッチングノイズ等も生じない。
流電源の一端と整流回路の正負の直流出力端子との間に
前記非線形インピーダンス回路をそれぞれ接続すること
により、交流入力電流の通流幅が増加して電源電圧とほ
ぼ同位相で交流入力電流が流れ、電源側力率をほぼ１に
することができる。同時に交流入力電流に含まれる高調
波成分も低減され、電流波形が改善される。これらの作
用効果は、従来のようにチョッパやインバータ等の電力
変換装置を用いずに何ら制御動作を要することなく実現
されるため、回路全体の小形軽量化、低価格化が可能で
あり、損失やスイッチングノイズ等も生じない。
【図１】本発明にかかる非線形インピーダンス回路の第
１実施例を示す回路図である。
１実施例を示す回路図である。
【図２】図１の実施例の動作説明図である。
【図３】非線形インピーダンス回路の第２実施例を示す
回路図である。
回路図である。
【図４】図３の実施例の動作説明図である。
【図５】非線形インピーダンス回路の第３実施例を示す
回路図である。
回路図である。
【図６】非線形インピーダンス回路の第４実施例を示す
回路図である。
回路図である。
【図７】本発明の単相整流回路の第１実施例を示す回路
図である。
図である。
【図８】図７の実施例における電源電圧の波形図であ
る。
る。
【図９】図７の実施例における交流入力電流の波形図で
ある。
ある。
【図１０】図７の実施例における交流入力電流の周波数
スペクトルである。
スペクトルである。
【図１１】図７の実施例の効果を説明するための図であ
る。
る。
【図１２】図７の実施例の効果を説明するための図であ
る。
る。
【図１３】単相整流回路の第２実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図１４】図１３の実施例における各部の電圧、電流波
形図である。
形図である。
Ｔ1，Ｔ2 出力端子 Ｃ1〜Ｃ3，Ｃ1′〜Ｃ2′ コンデンサ Ｌ1〜Ｌ3，Ｌ1′〜Ｌ2′ リアクトル Ｄ1〜Ｄ6，Ｄ1′〜Ｄ3′，Ｄ11〜Ｄ14 ダイオード Ｃd 電解コンデンサ ＡＣ 交流電源 Ｌａ 交流リアクトル ＬＤ 負荷 １０，１０′，１０Ａ，１０Ａ′ 非線形インピーダン
ス回路 ２０ ダイオードブリッジ
ス回路 ２０ ダイオードブリッジ
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成４年９月１１日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１３
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１３】
Claims (6)
- 【請求項１】 第１及び第２の出力端子間に、すべてが
容量性インピーダンス素子または誘導性インピーダンス
素子であるｎ（ｎは２以上の整数）個のインピーダンス
素子と（ｎ−１）個のダイオードとを交互に直列接続
し、 各インピーダンス素子とダイオードとの接続点のうち第
１の出力端子に近いものから順に、各々ダイオードを介
して、第２の出力端子、第１の出力端子の順番で交互に
各出力端子に接続したことを特徴とする非線形インピー
ダンス回路。 - 【請求項２】 すべてのインピーダンス素子が、容量値
の等しいコンデンサである請求項１記載の非線形インピ
ーダンス回路。 - 【請求項３】 すべてのインピーダンス素子が、インダ
クタンス値の等しいリアクトルである請求項１記載の非
線形インピーダンス回路。 - 【請求項４】 交流電源と、この交流電源の出力側にお
いて互いに直列接続された少なくとも二つのダイオード
と、これらのダイオードの直列回路両端の直流出力端子
間に接続された電解コンデンサを備え、前記直流出力端
子間に接続された負荷に直流電力を供給する単相整流回
路において、 請求項１または２または３記載の非線形インピーダンス
回路を二つ備え、これらの非線形インピーダンス回路の
各第１の出力端子を正負の前記直流出力端子にそれぞれ
接続し、前記非線形インピーダンス回路の各第２の出力
端子を一括して前記交流電源の一端に接続すると共に、
前記交流電源の他端を前記二つのダイオードの直列接続
点に接続したことを特徴とする単相整流回路。 - 【請求項５】 交流電源の出力側に単相ダイオードブリ
ッジを備え、その交流入力端子の一方を、非線形インピ
ーダンス回路の各第２の出力端子に接続し、前記交流入
力端子の他方を、前記交流電源の他端に接続した請求項
４記載の単相整流回路。 - 【請求項６】 交流電源の一端を、交流リアクトルを介
して非線形インピーダンス回路の各第２の出力端子に接
続した請求項４または５記載の単相整流回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19159692A JPH0614549A (ja) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | 非線形インピーダンス回路及び単相整流回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19159692A JPH0614549A (ja) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | 非線形インピーダンス回路及び単相整流回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0614549A true JPH0614549A (ja) | 1994-01-21 |
Family
ID=16277272
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19159692A Pending JPH0614549A (ja) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | 非線形インピーダンス回路及び単相整流回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0614549A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016021861A (ja) * | 2009-02-19 | 2016-02-04 | エクスレント エナジー テクノロジーズ リミテッド ライアビリティ カンパニー | 送電網結合負荷の現地電力ソースについての電力伝送管理 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58124705A (ja) * | 1982-01-18 | 1983-07-25 | Kureha Chem Ind Co Ltd | マイクロカプセル化農薬及びその製造方法 |
| JPS62207174A (ja) * | 1986-03-05 | 1987-09-11 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波発生装置 |
-
1992
- 1992-06-25 JP JP19159692A patent/JPH0614549A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58124705A (ja) * | 1982-01-18 | 1983-07-25 | Kureha Chem Ind Co Ltd | マイクロカプセル化農薬及びその製造方法 |
| JPS62207174A (ja) * | 1986-03-05 | 1987-09-11 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波発生装置 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016021861A (ja) * | 2009-02-19 | 2016-02-04 | エクスレント エナジー テクノロジーズ リミテッド ライアビリティ カンパニー | 送電網結合負荷の現地電力ソースについての電力伝送管理 |
| JP2018046744A (ja) * | 2009-02-19 | 2018-03-22 | エクスレント エナジー テクノロジーズ リミテッド ライアビリティ カンパニー | 送電網結合負荷の現地電力ソースについての電力伝送管理 |
| US10185346B2 (en) | 2009-02-19 | 2019-01-22 | Xslent Energy Technologies, Llc | Power transfer management for local power sources of a grid-tied load |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19950328 |