JPH0614713B2 - Ａｆｃ回路 - Google Patents
Ａｆｃ回路Info
- Publication number
- JPH0614713B2 JPH0614713B2 JP60205762A JP20576285A JPH0614713B2 JP H0614713 B2 JPH0614713 B2 JP H0614713B2 JP 60205762 A JP60205762 A JP 60205762A JP 20576285 A JP20576285 A JP 20576285A JP H0614713 B2 JPH0614713 B2 JP H0614713B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- reference signal
- intermediate frequency
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/50—Tuning indicators; Automatic tuning control
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は衛星放送用受信機等に使用できるＡＦＣ（自動
周波数制御）回路に関するものである。
周波数制御）回路に関するものである。
従来の技術 周波数シンセサイザ方式選局回路を有する受信機におい
ては、局部発振器の周波数精度は周波数シンセサイザ回
路の基準発振器の精度と同等であり、基準発振器には通
常水晶発振器が使用されるので、受信信号の周波数精度
が良い場合には中間周波数信号の周波数精度は充分高く
なりＡＦＣ回路は不要である。しかし衛星放送受信シス
テムにおいては、マイクロ波帯の受信信号を屋外のダウ
ンコンバータにおいて第１中間周波信号に周波数変換し
た後、ケーブルにて屋内に導びき、その第１中間周波信
号を屋内の受信機において第２回目の周波数変換し第２
中間周波信号を得るのが一般的である。第２中間周波信
号への周波数変換は通常選局のために行なわれ、希望チ
ャンネルの信号のみが選択される。こうした選局システ
ム構成では屋内の受信機の選局用局部発振器の周波数精
度が周波数シンセサイザ方式等によりいかに高くできて
も、屋外のダウンコンバータの局部発振器の周波数精度
があまり良くなければ第２中間周波の周波数精度は良く
ならない。実際に、屋外のダウンコンバータの局部発振
器の発振周波数は数MHzの温度ドリフトを持つのが一般
的である。一方、第２中間周波の周波数精度は悪くとも
数百KHzの以内であるべきであり、受信機の選局回路が
周波数シンセサイザ方式を有する場合でも第２中間周波
の周波数精度を高く保つためにＡＦＣ回路が不可欠であ
る。
ては、局部発振器の周波数精度は周波数シンセサイザ回
路の基準発振器の精度と同等であり、基準発振器には通
常水晶発振器が使用されるので、受信信号の周波数精度
が良い場合には中間周波数信号の周波数精度は充分高く
なりＡＦＣ回路は不要である。しかし衛星放送受信シス
テムにおいては、マイクロ波帯の受信信号を屋外のダウ
ンコンバータにおいて第１中間周波信号に周波数変換し
た後、ケーブルにて屋内に導びき、その第１中間周波信
号を屋内の受信機において第２回目の周波数変換し第２
中間周波信号を得るのが一般的である。第２中間周波信
号への周波数変換は通常選局のために行なわれ、希望チ
ャンネルの信号のみが選択される。こうした選局システ
ム構成では屋内の受信機の選局用局部発振器の周波数精
度が周波数シンセサイザ方式等によりいかに高くできて
も、屋外のダウンコンバータの局部発振器の周波数精度
があまり良くなければ第２中間周波の周波数精度は良く
ならない。実際に、屋外のダウンコンバータの局部発振
器の発振周波数は数MHzの温度ドリフトを持つのが一般
的である。一方、第２中間周波の周波数精度は悪くとも
数百KHzの以内であるべきであり、受信機の選局回路が
周波数シンセサイザ方式を有する場合でも第２中間周波
の周波数精度を高く保つためにＡＦＣ回路が不可欠であ
る。
上記した様な周波数シスセサイザ方式選局回路にＡＦＣ
回路を備えた従来例としては特開昭55−２３６７４号公
報に示されているものがある。第５図はこの従来例の構
成を示すブロック図である。以下図面を参照しながら従
来例に関して説明する。
回路を備えた従来例としては特開昭55−２３６７４号公
報に示されているものがある。第５図はこの従来例の構
成を示すブロック図である。以下図面を参照しながら従
来例に関して説明する。
第５図において、１は受信信号入力端子、２は高周波増
幅器、３は周波数混合器、４は電圧制御型の局部発振
器、５はＰＬＬシンセサイザ部、６は中間周波増幅器、
７はＦＭ復調器、８はＦＭ復調器７の復調信号出力端
子、９は低域通過フィルタ、１０は中間周波数ずれ検出
器である。
幅器、３は周波数混合器、４は電圧制御型の局部発振
器、５はＰＬＬシンセサイザ部、６は中間周波増幅器、
７はＦＭ復調器、８はＦＭ復調器７の復調信号出力端
子、９は低域通過フィルタ、１０は中間周波数ずれ検出
器である。
第６図は周波数ずれ検出器１０の構成図であり、ＦＭ復
調器７の復調出力を低域通過フィルタ（以下ＬＰＦとい
う）９で平滑して、復調信号から直流電圧成分を取出し
た後、電圧比較器１０ａ，10bによって一定のしきい値
電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２と比較している。ＦＭ信号の復調出
力をＬＰＦ９を介して直流電圧成分を取出すと復調信号
の平均電圧値をが得られ、これはＦＭ信号の平均周波数
に対応する。そこで第６図に示すごとく構成し、あらか
じめ設定されたしきい値電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２と復調出力
の平均電圧値とを比較することにより、中間周波信号の
中心周波数よりのずれが所定の範囲内であるか否か、ま
た、ずれが所定の範囲外であれば中心周波数と比べて高
いか低いかのいずれであるかを検出できる。これは第６
図の出力端子１０ｅ，１０ｆを調べることにより判る。
それらの出力をＰＬＬシンセサイザ部５に入力し、局部
発振器４の発振周波数を微調することにより中間周波数
がその中心周波数よりずれていればこれを小さくするよ
うに制御する。
調器７の復調出力を低域通過フィルタ（以下ＬＰＦとい
う）９で平滑して、復調信号から直流電圧成分を取出し
た後、電圧比較器１０ａ，10bによって一定のしきい値
電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２と比較している。ＦＭ信号の復調出
力をＬＰＦ９を介して直流電圧成分を取出すと復調信号
の平均電圧値をが得られ、これはＦＭ信号の平均周波数
に対応する。そこで第６図に示すごとく構成し、あらか
じめ設定されたしきい値電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２と復調出力
の平均電圧値とを比較することにより、中間周波信号の
中心周波数よりのずれが所定の範囲内であるか否か、ま
た、ずれが所定の範囲外であれば中心周波数と比べて高
いか低いかのいずれであるかを検出できる。これは第６
図の出力端子１０ｅ，１０ｆを調べることにより判る。
それらの出力をＰＬＬシンセサイザ部５に入力し、局部
発振器４の発振周波数を微調することにより中間周波数
がその中心周波数よりずれていればこれを小さくするよ
うに制御する。
発明が解決しようとする問題点 しかしながら、上記のような構成ではＡＦＣ回路の周波
数基準はＦＭ復調器７そのものであり、衛星放送用受信
機等に使用されるＦＭ復調器は通常高周波、広帯域な信
号を取扱うためその入力周波数対出力電圧の温度安定度
はあまり良好ではない。このため高い周波数精度を有す
るＡＦＣ回路を実現することは困難である。特に復調す
べき信号が高い直線性を要求される映像信号等の場合で
は中間周波数のずれに伴なって中間周波バンドパスフィ
ルタを通過する時に振幅及び位相歪が生じないようにす
ることが重要である。
数基準はＦＭ復調器７そのものであり、衛星放送用受信
機等に使用されるＦＭ復調器は通常高周波、広帯域な信
号を取扱うためその入力周波数対出力電圧の温度安定度
はあまり良好ではない。このため高い周波数精度を有す
るＡＦＣ回路を実現することは困難である。特に復調す
べき信号が高い直線性を要求される映像信号等の場合で
は中間周波数のずれに伴なって中間周波バンドパスフィ
ルタを通過する時に振幅及び位相歪が生じないようにす
ることが重要である。
本発明は周波数精度の高いＡＦＣ回路により中間周波数
を高精度で一定に保つことができるようにすることを目
的としている。
を高精度で一定に保つことができるようにすることを目
的としている。
問題点を解決するための手段 この目的を達成するために本発明のＡＦＣ回路は、周波
数基準として周波数精度が高い基準信号を用い、中間周
波信号を２つに分け、それらを各々所定の分周比を有す
る２つの分周器で分周し、中間周波信号の中心周波数が
正規の中間周波数と比べて若干高い時には一方の分周器
出力周波数が基準信号周波数と一致し、若干低い時には
他方の分周器出力周波数が基準信号周波数とが一致する
よう各々の分周比と基準信号周波数とを設定し、各々の
分周された中間周波信号を基準信号と周波数比較するた
めに基準信号を２つに分け、各々の分周された中間周波
信号と基準信号とを各々の周波数比較器にて周波数比較
した後に、それらの出力を各々の積分器を介して中間周
波信号の基準信号に対するそれぞれの周波数比較信号を
得て、中間周波信号の正規の中間周波数に対する周波数
誤差が所定以上であるかどうか、また所定以上であれば
周波数が高くずれているのか低くずれているのかを検出
し、これらの周波数比較信号を用いて選局電圧のシンセ
サイザ回路において電圧制御型局部発振器の周波数制御
電圧を微調するよう構成してＡＦＣ機能を得るものであ
る。
数基準として周波数精度が高い基準信号を用い、中間周
波信号を２つに分け、それらを各々所定の分周比を有す
る２つの分周器で分周し、中間周波信号の中心周波数が
正規の中間周波数と比べて若干高い時には一方の分周器
出力周波数が基準信号周波数と一致し、若干低い時には
他方の分周器出力周波数が基準信号周波数とが一致する
よう各々の分周比と基準信号周波数とを設定し、各々の
分周された中間周波信号を基準信号と周波数比較するた
めに基準信号を２つに分け、各々の分周された中間周波
信号と基準信号とを各々の周波数比較器にて周波数比較
した後に、それらの出力を各々の積分器を介して中間周
波信号の基準信号に対するそれぞれの周波数比較信号を
得て、中間周波信号の正規の中間周波数に対する周波数
誤差が所定以上であるかどうか、また所定以上であれば
周波数が高くずれているのか低くずれているのかを検出
し、これらの周波数比較信号を用いて選局電圧のシンセ
サイザ回路において電圧制御型局部発振器の周波数制御
電圧を微調するよう構成してＡＦＣ機能を得るものであ
る。
作用 本発明は上記した構成により、中間周波信号は２つに分
けられ、２つの異なる分周比を有する分周器で分周され
た後に、基準信号と周波数比較する。基準周波数を
ｓ、正規の中間周波数をｏ中間周波信号の中心周波
数の周波数ずれの高い方と低い方の検知限をそれぞれ
Ｈ，Ｌとし、分周比をそれぞれＮＨ，ＮＬとすると、
次の関係があるようにこれらを設定する。Ｈ ＝ＮＨ・ｓ ……(1)Ｌ ＝ＮＬ・ｓ ……(2)Ｌ ＜ｏ＜Ｈ ……(3) 即ち、中間周波信号の中心周波数が検知限Ｈよりも高
い時は分周比ＮＨを有する分周器出力周波数がＨ／Ｎ
Ｈよりも高くなるので(1)式より基準信号周波数ｓよ
りも高くなり、これらを入力とする周波数比較器により
中間周波信号の中心周波数が検知限Ｈよりも高いこと
が検出できる。同様にして中間周波信号の中心周波数が
検知限Ｌよりも低い時は分周比ＮＬを有する分周器出
力周波数がＬ／ＮＬよりも低くなるので(2)式より基
準信号周波数ｓよりも低くなり、これらを入力とする
周波数比較器により中間周波信号の中心周波数が検知限
Ｌよりも低いことを検出できる。
けられ、２つの異なる分周比を有する分周器で分周され
た後に、基準信号と周波数比較する。基準周波数を
ｓ、正規の中間周波数をｏ中間周波信号の中心周波
数の周波数ずれの高い方と低い方の検知限をそれぞれ
Ｈ，Ｌとし、分周比をそれぞれＮＨ，ＮＬとすると、
次の関係があるようにこれらを設定する。Ｈ ＝ＮＨ・ｓ ……(1)Ｌ ＝ＮＬ・ｓ ……(2)Ｌ ＜ｏ＜Ｈ ……(3) 即ち、中間周波信号の中心周波数が検知限Ｈよりも高
い時は分周比ＮＨを有する分周器出力周波数がＨ／Ｎ
Ｈよりも高くなるので(1)式より基準信号周波数ｓよ
りも高くなり、これらを入力とする周波数比較器により
中間周波信号の中心周波数が検知限Ｈよりも高いこと
が検出できる。同様にして中間周波信号の中心周波数が
検知限Ｌよりも低い時は分周比ＮＬを有する分周器出
力周波数がＬ／ＮＬよりも低くなるので(2)式より基
準信号周波数ｓよりも低くなり、これらを入力とする
周波数比較器により中間周波信号の中心周波数が検知限
Ｌよりも低いことを検出できる。
周波数比較器としてはデジタル回路による位相周波数比
較器を用いることができるが、衛星放送信号等のように
取扱う中間周波信号が広帯域ＦＭ信号である場合には、
そのＦＭ変調指数がかなり大きいので分周比ＮＬ，ＮＨ
を充分大きくすることによりＦＭ変調指数を下げて、周
波数比較器が変調により誤動作しないようにする必要が
ある。
較器を用いることができるが、衛星放送信号等のように
取扱う中間周波信号が広帯域ＦＭ信号である場合には、
そのＦＭ変調指数がかなり大きいので分周比ＮＬ，ＮＨ
を充分大きくすることによりＦＭ変調指数を下げて、周
波数比較器が変調により誤動作しないようにする必要が
ある。
周波数比較器の出力信号は簡単な積分回路を介して取り
出せば、それに含まれる交流成分を除けるので周波数比
較信号として用いることができ、周波数比較信号の一方
は中間周波数の中心周波数が周波数ずれの検知限Ｈの
時、他方はそれが検知限Ｌの時、出力論理値を変化さ
せるので、これらを組み合せて用いることにより中間周
波信号の中心周波数が＜Ｌの場合、Ｌ＜＜
Ｈの場合およびＨ＜の場合とに判別できる。故にこ
れらの周波数比較信号を用いて選局電圧のシンセサイザ
回路において電圧制御型局部発振器の周波数制御電圧を
微調するべきかどうか、微調するとすればその方向を判
別できる。
出せば、それに含まれる交流成分を除けるので周波数比
較信号として用いることができ、周波数比較信号の一方
は中間周波数の中心周波数が周波数ずれの検知限Ｈの
時、他方はそれが検知限Ｌの時、出力論理値を変化さ
せるので、これらを組み合せて用いることにより中間周
波信号の中心周波数が＜Ｌの場合、Ｌ＜＜
Ｈの場合およびＨ＜の場合とに判別できる。故にこ
れらの周波数比較信号を用いて選局電圧のシンセサイザ
回路において電圧制御型局部発振器の周波数制御電圧を
微調するべきかどうか、微調するとすればその方向を判
別できる。
実施例 以下本発明の一実施例について、図面を見ながら説明す
る。第１図は本発明の一実施例におけるＡＦＣ回路のブ
ロック図である。
る。第１図は本発明の一実施例におけるＡＦＣ回路のブ
ロック図である。
第１図において、入力端子１に受信信号が入力され、高
周波増幅器２、周波数混合器３、中間周波増幅器６を経
て、ＦＭ復調器７に入力され、出力端子８に復調出力が
得られる。電圧制御型の局部発振器４はその制御電圧を
発するシンセサイザ回路５により発振周波数を制御され
る。制御電圧を発するシンセサイザ回路５は従来例の第
５図と同様にＰＬＬ周波数シンセサイザ方式に依ること
も可能であるし、Ｄ／Ａコンバータ等を用いる電圧シン
セサイザ方式も可能である。
周波増幅器２、周波数混合器３、中間周波増幅器６を経
て、ＦＭ復調器７に入力され、出力端子８に復調出力が
得られる。電圧制御型の局部発振器４はその制御電圧を
発するシンセサイザ回路５により発振周波数を制御され
る。制御電圧を発するシンセサイザ回路５は従来例の第
５図と同様にＰＬＬ周波数シンセサイザ方式に依ること
も可能であるし、Ｄ／Ａコンバータ等を用いる電圧シン
セサイザ方式も可能である。
中間周波信号は分周比がそれぞれＮＨ，ＮＬである分周
器９，１０を経た後、それぞれ周波数比較器１２，１３
に入力される。周波数比較器１２，１３の他方の入力に
は周波数がｓである基準信号発振器１１の出力信号が
入力される。基準信号発振器１１としては周波数精度の
高い水晶発振出力を分周して用いればよい。周波数比較
器１２，１３としては第３図に示すようなデジタル型式
の位相・周波数比較器が使用できる。その入力間位相差
（周波数差）と出力との関係は第２図に示したようにな
る。基準周波数よりも分周された中間周波信号の中心周
波数が高ければ位相・周波数比較器の出力はハイレべル
（以下“Ｈ”と記す）となり、逆に低ければその出力は
ローレべル（以下“Ｌ”と記す）となるのでＬＰＦ１
４，１５から取り出されるそれぞれの周波数比較信号と
中間周波数との関係は第４図(a)，(b)の様に表わせる。
即ち正規の中間周波数をｏとすれば次式が成立する様
にｓ，ＮＨ，ＮＬを定める必要がある。ｓ ×ＮＬ＜ｏ＜ｓ×ＮＨ 第４図から判るようにＬＰＦ１４の出力である第１の周
波数比較信号が“Ｈ”であれば中間周波信号の中心周波
数は所定の誤差以上に正規の中間周波数よりも高いの
で、シンセサイザ回路５においてこれを補うよう局部発
振器４の制御電圧を微調することが必要である。同様に
ＬＰＦ１５の出力である第２の周波数比較信号が“Ｌ”
であれば中間周波信号の中心周波数は所定の誤差以上に
正規の中間周波数よりも低いので、シンセサイザ回路５
においてこれを補う必要がある。また第１の周波数比較
信号が“Ｌ”で第２の周波数比較信号が“Ｈ”の時はそ
の周波数誤差が所定以下であるので、局部発振周波数を
微調する必要がない。衛星放送用受信機においてはＡＦ
Ｃの周波数精度は±３００KHz程度以下にする必要があ
るので、ｓ ×ＮＨ−ｏ及びｏ−ｓ×ＮＬを±３００KHz
程度以下に選べば良いのである。
器９，１０を経た後、それぞれ周波数比較器１２，１３
に入力される。周波数比較器１２，１３の他方の入力に
は周波数がｓである基準信号発振器１１の出力信号が
入力される。基準信号発振器１１としては周波数精度の
高い水晶発振出力を分周して用いればよい。周波数比較
器１２，１３としては第３図に示すようなデジタル型式
の位相・周波数比較器が使用できる。その入力間位相差
（周波数差）と出力との関係は第２図に示したようにな
る。基準周波数よりも分周された中間周波信号の中心周
波数が高ければ位相・周波数比較器の出力はハイレべル
（以下“Ｈ”と記す）となり、逆に低ければその出力は
ローレべル（以下“Ｌ”と記す）となるのでＬＰＦ１
４，１５から取り出されるそれぞれの周波数比較信号と
中間周波数との関係は第４図(a)，(b)の様に表わせる。
即ち正規の中間周波数をｏとすれば次式が成立する様
にｓ，ＮＨ，ＮＬを定める必要がある。ｓ ×ＮＬ＜ｏ＜ｓ×ＮＨ 第４図から判るようにＬＰＦ１４の出力である第１の周
波数比較信号が“Ｈ”であれば中間周波信号の中心周波
数は所定の誤差以上に正規の中間周波数よりも高いの
で、シンセサイザ回路５においてこれを補うよう局部発
振器４の制御電圧を微調することが必要である。同様に
ＬＰＦ１５の出力である第２の周波数比較信号が“Ｌ”
であれば中間周波信号の中心周波数は所定の誤差以上に
正規の中間周波数よりも低いので、シンセサイザ回路５
においてこれを補う必要がある。また第１の周波数比較
信号が“Ｌ”で第２の周波数比較信号が“Ｈ”の時はそ
の周波数誤差が所定以下であるので、局部発振周波数を
微調する必要がない。衛星放送用受信機においてはＡＦ
Ｃの周波数精度は±３００KHz程度以下にする必要があ
るので、ｓ ×ＮＨ−ｏ及びｏ−ｓ×ＮＬを±３００KHz
程度以下に選べば良いのである。
例えばｏ＝５１０MHzでｓ＝１０KHzとすれば、ＮＨ
＝５１０３０、ＮＬ＝５０９７０と選ぶと上記の条件を
満足する。
＝５１０３０、ＮＬ＝５０９７０と選ぶと上記の条件を
満足する。
発明の効果 以上のように本発明によれば、中間周波信号を分周比の
異なる２つの分周器により分周して高精度基準信号と比
較することにより、中間周波信号の中心周波数が正規の
中間周波数より所定の誤差以上変化した時に高精度にそ
れを検出でき、その安定度は基準信号に依ることとな
り、基準信号として水晶発振器のような高安定・高精度
のものを使用できるので高い周波数精度を有するＡＦＣ
回路を実現できる
異なる２つの分周器により分周して高精度基準信号と比
較することにより、中間周波信号の中心周波数が正規の
中間周波数より所定の誤差以上変化した時に高精度にそ
れを検出でき、その安定度は基準信号に依ることとな
り、基準信号として水晶発振器のような高安定・高精度
のものを使用できるので高い周波数精度を有するＡＦＣ
回路を実現できる
第１図は本発明の一実施例におけるＡＦＣ回路のブロッ
ク図、第２図は位相・周波数検波器の入出力特性図、第
３図は同本実施例におけるデジタル型式の位相・周波数
比較器の構成を示す回路ブロック図、第４図(a)，(b)は
同本実施例における周波数比較信号の出力特性図、第５
図は従来例におけるＡＦＣ回路のブロック図、第６図は
従来例における周波数ずれ検出器の構成を示す回路ブロ
ック図である。 ９，１０……分周器、１１……基準信号発振器、１２，
１３……周波数比較器、１４，１５……ＬＰＦ。
ク図、第２図は位相・周波数検波器の入出力特性図、第
３図は同本実施例におけるデジタル型式の位相・周波数
比較器の構成を示す回路ブロック図、第４図(a)，(b)は
同本実施例における周波数比較信号の出力特性図、第５
図は従来例におけるＡＦＣ回路のブロック図、第６図は
従来例における周波数ずれ検出器の構成を示す回路ブロ
ック図である。 ９，１０……分周器、１１……基準信号発振器、１２，
１３……周波数比較器、１４，１５……ＬＰＦ。
Claims (1)
- 【請求項１】中間周波信号を所定の分周比を持つ第１の
分周器で分周した信号と基準信号とを入力する第１の周
波数比較器と、第１の周波数比較器の出力信号を積分し
て中間周波信号の基準信号に対する第１の周波数比較信
号を得る第１の積分器と、前記中間周波信号を所定の分
周比を持つ第２の分周器で分周した信号と前記基準信号
とを入力する第２の周波数比較器と、第２の周波数比較
器の出力信号を積分して中間周波信号の基準信号に対す
る第２の周波数比較信号を得る第２の積分器とを備え、
第１及び第２の分周器の分周比と基準信号周波数とは、
中間周波信号の中心周波数が正規の中間周波数と比べて
若干高い時に第１の分周器出力周波数と基準信号周波数
とが一致しかつ若干低い時に第２の分周器出力周波数が
基準信号周波数と一致するように設定し、電圧制御型局
部発振器の周波数制御を行なう選局電圧のシンセサイザ
回路における周波数制御電圧を少なくとも前記２つの周
波数比較信号を用いて微調するよう構成したことを特徴
とするＡＦＣ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60205762A JPH0614713B2 (ja) | 1985-09-18 | 1985-09-18 | Ａｆｃ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60205762A JPH0614713B2 (ja) | 1985-09-18 | 1985-09-18 | Ａｆｃ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6266780A JPS6266780A (ja) | 1987-03-26 |
| JPH0614713B2 true JPH0614713B2 (ja) | 1994-02-23 |
Family
ID=16512245
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60205762A Expired - Lifetime JPH0614713B2 (ja) | 1985-09-18 | 1985-09-18 | Ａｆｃ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0614713B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5261755A (en) * | 1990-05-25 | 1993-11-16 | The Gillette Company | Fluid dispenser |
| US5387046A (en) * | 1993-03-26 | 1995-02-07 | Kabushiki Kaisha Mikado Seisakusho | Applying implement having an application tip shiftable independently of a valve member |
| JP4610698B2 (ja) * | 2000-06-23 | 2011-01-12 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | Ａｆｔ回路 |
-
1985
- 1985-09-18 JP JP60205762A patent/JPH0614713B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6266780A (ja) | 1987-03-26 |
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