JPH06153232A

JPH06153232A - カラー信号用位相補正装置

Info

Publication number: JPH06153232A
Application number: JP4314077A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Taniguchi; 安弘谷口
Original assignee: UNITEC DENSHI KK
Current assignee: UNITEC DENSHI KK
Priority date: 1992-10-29
Filing date: 1992-10-29
Publication date: 1994-05-31

Abstract

(57)【要約】【目的】ＶＴＲ等の再生信号などのカラー信号の位相
補正が高速でできるようにし、例えば高速順方向再生
（ＣＵＥ）および高速逆方向再生（ＲＥＶ）モードなど
における適確な位相補正を可能にする。【構成】バーストのような位相基準信号部分を備えた
カラー信号の位相補正を行なうためのカラー信号用位相
補正装置であって、入力された前記カラー信号の各サン
プル情報を順次記憶するためのメモリ手段（８１）と、
前記メモリ手段（８１）から前記カラー信号のサンプル
情報を順次読出すと共に、前記カラー信号の位相基準用
信号部分のサンプル情報をその本来の読出し時間に先立
ち読出すことにより先行位相基準信号（ＳＢ）を得るた
めの読出し制御手段（９３）と、前記先行位相基準信号
（ＳＢ）に基づき前記カラー信号の位相補正を行なう位
相補正手段（１３３，１３５，９０）とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、カラー信号用位相補正
装置に関し、特に時間軸変動を持ったＶＴＲ等の再生信
号におけるカラー信号のトラック切換え時等における位
相ずれを適格に補正することができる高速応答性を備え
た位相補正装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、ＶＴＲの再生信号は、回転磁気
ヘッドの回転ムラ、テープの伸縮、走行系の変動、その
他により時間軸変動を含んでいる。

【０００３】輝度信号（以下、Ｙ信号と呼ぶ）とカラー
信号（以下、Ｃ信号と呼ぶ）は、同時に同一テープ上に
記録されているものが多く両者の時間軸変動は通常等し
いが、両者の信号処理方式が異なるため、ＴＶ受像機に
現れる時間軸変動による影響度は大きく異なり、Ｙ信号
では画面揺れに留っても、Ｃ信号では色が消える等とい
う現象が発生する。従って、その時間軸補正について
は、Ｃ信号の方が高精度を要求される。

【０００４】いわゆるタイムベースコレクタ（以下、Ｔ
ＢＣと呼ぶ）を使用しない一般のＶＴＲ等では、Ｃ信号
の位相変動は、ＶＴＲ等のＡＰＣ回路で補正し、一方Ｙ
信号の時間軸変動は、ＴＶ受像機のＡＦＣ回路において
ある程度補正されるので、結局、Ｙ信号は時間軸無補正
で出力している。なお、Ｃ信号を補正するＡＰＣ回路
は、高精度が必要なため、バースト期間内に存在するサ
ブキャリアの複数サイクル分の位相誤差の平均値で、フ
ィードバック制御方式により位相変動を補正している。
このため、再生Ｃ信号の位相変動に対して、ＡＰＣ回路
を直ちに応答させることは困難であり、位相がロックす
るまでにある程度の時間遅れを生じ、応答速度が遅い。

【０００５】図７はＴＢＣを使用した家庭用ＶＴＲの信
号処理回路を概略的に示す。同図の回路は、ＴＢＣ１と
して、一般的なコンポーネント処理方式によるフィード
バック制御型ＴＢＣ回路を使用している。

【０００６】図７の回路においては、ヘッド３より再生
された信号はプリアンプ５によって増幅され、その後Ｙ
信号分離回路７とＣ信号分離回路９とで、それぞれ例え
ばＦＭ変調されたＹ信号と低域変換されたＣ信号とに分
離される。

【０００７】Ｙ信号分離回路７から出力されたＦＭ−Ｙ
信号は、Ｙ信号処理回路１１で、ＦＭ復調、ディエンフ
ァシス、その他の処理を施されてベースバンドＹ信号と
なる。このベースバンドＹ信号はＴＢＣ１に入力される
と共に同期信号分離回路１３にも入力されてＹ信号時間
軸誤差検出用の同期信号が抽出される。

【０００８】この同期信号は位相比較回路１５、電圧制
御発振器を有する書込みクロック発生回路１７および分
周回路１９を備えたいわゆるＰＬＬ回路に供給される。
すなわち、該同期信号は位相比較回路１５において書込
みクロック発生回路１７の発振器から分周回路１９によ
って分周した信号とで位相比較され、その出力で書込み
クロック発生回路１７の発振器を位相ロックさせる。こ
のようなＰＬＬ回路で位相ロックした書込みクロック
は、Ｙ信号および低域変換Ｃ信号を標本化するため、そ
れぞれのＡ／Ｄ変換器２１および２３と書込みメモリ制
御回路２５に送られる。この書込みメモリ制御回路２５
で作られた制御信号に基づき、Ｙ信号およびＣ信号それ
ぞれがＡ／Ｄ変換器２１およびＡ／Ｄ変換器２３から各
メモリ２７および２９に書込まれる。

【０００９】ここで使用されている各メモリ２７，２９
は、通常制御が簡単であるという理由から、ＦＩＦＯ
（Ｆｉｒｓｔ−Ｉｎ，Ｆｉｒｓｔ−Ｏｕｔ）構造を持つ
デジタルメモリが使用されることが多い。

【００１０】次に、時間軸変動のない読出しクロック発
生器３１からの信号と同期した、読出しメモリ制御回路
３３からの制御信号により、各メモリ２７，２９からそ
れぞれＹ信号およびＣ信号がデジタル信号として読出さ
れる。そして、各デジタル信号はそれぞれのＤ／Ａ変換
器３５および３７へ送られ、読出しクロック発生回路３
１からの読出しクロックによって元のアナログ信号であ
るＹ信号とＣ信号に戻される。この時点で、前記同期信
号より検出した時間軸誤差分はＹ信号およびＣ信号とも
に補正されている。

【００１１】次に、このような処理方式によってＹ信号
が時間軸補正される原理を図８を参照して説明する。同
図において、（ａ）はＶＴＲ等に記録される元の信号す
なわち原信号であって時間軸変動はない。そして、この
ような原信号をＶＴＲ等に記録しかつ再生することによ
り、例えば（ｂ）に示すような再生信号が得られる。こ
の再生信号は時間軸変動が発生している。（ｃ）は前記
図７の書込みクロック発生回路１７から出力される書込
みクロックを示し、（ｂ）の再生信号にロックしてお
り、該再生信号とほぼ同じ時間軸変動を有する。また、
（ｄ）はこのような書込みクロックによってメモリに書
込まれた信号の様子を示したものであり、メモリに書込
まれた状態では、時間軸変動が補正されメモリ空間の各
アドレスには再生信号が時間的に整列して記憶されてい
る。従って、（ｅ）に示す時間軸変動のない読出しクロ
ックで、このようなメモリ（２７）から信号を読出すこ
とにより（ｆ）に示すような時間軸変動のない読出し信
号が得られる。このように、書込みクロック信号が時間
軸変動を持った再生信号に位相ロックしておれば、メモ
リ（２７）から読出した信号は時間軸変動が補正されて
いる。

【００１２】また、Ｃ信号は、前記メモリ（２９）によ
ってＹ信号と同じ時間軸変動分だけ補正が行われる。こ
れはＣ信号の書込みにもＹ信号と同じ書込みクロックを
使用しているからである。そして、このようにしてＹ信
号と同じ時間軸変動分だけ補正されたＣ信号はその後、
Ｃ信号処理回路３９において、周波数変換、ＡＰＣ回路
による位相誤差補正等の処理をして最終的にＣ出力とし
て外部に供給される。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】前述のような、従来の
コンポーネント信号処理回路では、Ｃ信号は、Ｙ信号と
同時に、同じ時間軸誤差で補正されるが、Ｃ信号の位相
誤差の補正はＡＰＣ回路に依存しているため高速応答処
理ができず、次のような問題が生ずる。

【００１４】一般に、アジマス記録方式のＶＴＲにおい
て、周知のダブルアジマスヘッドを使用して、高速順方
向再生（ＣＵＥ）および高速逆方向再生（ＲＥＶ）を行
う場合には、ヘッドまたはトラック切換えごとにスキュ
ー歪みが発生する。このようなスキュー歪みのような高
速応答処理が必要な信号を従来のフィードバック制御型
のＴＢＣで処理すると、その時間軸誤差の検出が遅れて
適切な補正が行われない。すなわち、Ｙ信号については
ＰＬＬ回路の応答速度に左右されてスキュー歪みを補正
しきれず、Ｃ信号については信号の切換え点以降で色反
転等の乱れが、数Ｈ〜十数Ｈ（Ｈは水平期間）発生し、
非常に見苦しい画面となる。

【００１５】このため、最近注目されているフィードフ
ォワード制御型デジタルＴＢＣ方式によってＹ信号およ
びＣ信号の時間軸誤差を補正することが考えられる。そ
して、フィードフォワード制御型ＴＢＣで時間軸誤差を
補正する場合、コンポーネント信号の１つであるＹ信号
については、その同期信号を分離して時間軸誤差を検出
することができ、この同期信号より検出した時間軸誤差
を用いてＹ信号の時間軸誤差の補正を高速かつ適格に行
うことができる。

【００１６】ところが、Ｃ信号については、Ｙ信号と同
じ時間軸誤差分は補正されるが、Ｃ信号に含まれる位相
誤差については高速では補正されない。これは、前もっ
てその位相誤差を検出する手段がないためである。

【００１７】なお、位相誤差のあるＣ信号中のバースト
で位相誤差を検出すれば、そのバーストの後のバースト
の属する１水平期間（１Ｈ）の信号については位相誤差
を検出しそれを補正することができるが、バーストその
ものの位相を補正することはできない。また、バースト
そのものを正しい位相の別のバーストに置換えれば置換
えたバーストも含めた１水平全期間について正しい位相
のＣ信号とすることが可能となるが、ＶＴＲのＡＰＣ回
路は乱れた後となるので意味がなくなる。

【００１８】ＶＴＲおよびＴＶ受像機のフィードバック
制御型のＡＰＣ回路は、応答速度が遅いため１度でも乱
れが発生すると、その後正しい位相の信号が入力されて
も、数Ｈから十数Ｈにわたって乱れが継続する。このた
めＣ信号の位相誤差の補正はＣ信号のバーストをも含め
た全期間について行われる必要がある。

【００１９】さらに、標準時間記録モード（以下、ＳＰ
モードと呼ぶ）および長時間記録モード（以下、ＥＰモ
ードと呼ぶ）の両モードにおいてスキュー歪みも色乱れ
もないＣＵＥ、ＲＥＶを実現するためには、次の問題点
を解決しなければならない。すなわち、ＳＰモードでは
再生された低域変換Ｃ信号の隣接トラックからのクロス
トークは少なくそれ程問題にはならないが、ＥＰモード
では、一般的にはテープ上のビデオトラック幅よりもビ
デオヘッドの幅の方が広いため、クロストークが多くな
り、このような再生低域変換Ｃ信号のバースト信号から
位相情報を検出することは困難である。従って，位相情
報の検出のためには、クロストーク除去等の最終段まで
処理されたＣ信号のバーストから位相情報を検出するの
が最適である。ところが、このようなバーストから位相
情報を検出した場合には、すでにＣ信号は各種回路を通
過し前記再生低域変換Ｃ信号からはかなり遅延してい
る。このため、そのバーストの属する１水平期間の信号
をバーストをも含めて位相補正することは不可能であ
る。

【００２０】従って、本発明の目的は、Ｃ信号の位相情
報をバーストよりも時間的に前に得るという構想に基づ
き、フィードフォワード制御型ＴＢＣによってＹ信号と
同様に、バーストをも含めたＣ信号の位相を高速で制御
できるようにすることにある。

【００２１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明によれば、バーストのような位相基準用信号
部分を備えたカラー信号の位相補正を行うためのカラー
信号用位相補正装置が提供され、該カラー信号用位相補
正装置は、

【００２２】入力された前記カラー信号の各サンプル情
報を順次記憶するためのメモリ手段と、前記メモリ手段
から前記カラー信号のサンプル情報を順次読出すととも
に、前記カラー信号の位相基準用信号部分のサンプル情
報をその本来の読出し時間に先立ち読出すことにより先
行位相基準信号を得るための読出し制御手段と、前記先
行位相基準信号に基づき前記カラー信号の位相補正を行
う位相補正手段とを具備することを特徴とする。

【００２３】前記カラー信号は例えば少なくとも１つの
再生ヘッドを有する画像記録再生装置による再生カラー
信号であり、かつ前記位相補正手段によって行われる位
相補正は再生トラック切換時に生じる位相ずれを修正す
るものとすることができる。

【００２４】

【作用】上記構成により、前記カラー信号の位相基準用
信号部分、例えばバースト、のサンプル情報をその本来
の読出し時間に先立ち読出すことによって先行位相基準
信号を本来の位相基準信号用部分よりも時間的に前に得
ることができる。この先行位相基準信号から位相誤差を
検出すれば、フィードフォワード型で、位相基準信号部
分をも含めたＣ信号の位相を時間的に余裕を持って制御
することが可能になる。

【００２５】このような先行位相基準信号を用いて位相
補正を行う方式は、複数の再生ヘッドを有する画像記録
再生装置による再生カラー信号のヘッドまたはトラック
切換え時に生じる位相ずれを高速で補正することができ
る。なお、本発明はこのような画像記録再生装置におけ
る信号処理に限られるものではなく、その他のデジタル
メモリを使用した信号処理回路で、特に高速応答処理を
必要とする任意の場合に適用して極めて有効である。

【００２６】

【実施例】本発明の実施例の詳細な説明に先立ち、本発
明に係わるカラー信号用位相補正装置の原理的説明を行
う。

【００２７】一般に、映像信号は輝度信号とカラー信号
の２つのコンポーネント信号を合成したものであり、こ
の内のカラー信号の輝度信号の水平ブランキング期間に
相当する期間（バースト部は除く）は無信号となってお
り無効部分である。従って、この無効部分に、デジタル
メモリに記憶されたバーストを、前もって読出しするこ
とができれば、Ｃ信号の位相情報をバースト本来の時間
よりも前に得て、フィードフォワード制御型でバースト
をも含めたＣ信号の位相を高速補正できる。このために
次の処理を行う。

【００２８】（１）デジタルメモリに書込む時に、バー
ストの始点が該メモリの０番地に書込まれるように制御
する。なお、この制御は、メモリがＦＩＦＯ構造を持つ
場合に必要となるが、ＲＡＭ（ランダムアクセスメモ
リ）の場合には、この制御を必ずしも必要としない。

【００２９】（２）前記デジタルメモリから読出す時
に、バースト部分を２度読みするように制御する。最初
に読出したバーストは前述の先行位相基準信号となるも
ので偵察バースト（ＳｃｏｕｔＢｕｒｓｔ、以下ＳＢ
と略す）と呼び、後から読出された本来のバーストは単
にバーストと称する。

【００３０】このような制御によって、本来のバースト
よりも時間的に前に同様のバーストを、本来無信号であ
った所に発生させたことになる。このような双子のバー
ストを使用するカラー信号用位相補正方式を例えばＴＢ
Ｒ方式（ＴｗｉｎＢｕｒｓｔＲｅａｄｏｕｔＳｙ
ｓｔｅｍ）と呼ぶことにする。

【００３１】このようなＴＢＲ方式により発生したＳＢ
は、本来のバーストよりも、ほぼ水平同期信号のパルス
幅分時間的に前にあり、このＳＢの複数サイクル分の平
均値から位相誤差を検出すれば、フィードフォワード制
御型で、バーストをも含めたＣ信号の位相を制御するこ
とが、時間的に余裕を持って、可能となる。

【００３２】次に図面を参照して本発明の１実施例に係
わるカラー信号用位相補正装置につき説明する。図１お
よび図２は一体となって、本発明の１実施例に係わるフ
ィードフォワード制御型デジタルメモリを使用したＴＢ
Ｃによるカラー信号用位相補正装置を組込んだ画像再生
装置を示す。これらの図に示される装置は、周知のダブ
ルアジマスヘッド中のＳＰモード用ヘッド（ＳＰ１／Ｓ
Ｐ２）５５およびＥＰモード用ヘッド（ＥＰ１／ＥＰ
２）５７を具備する。これらの各ヘッド５５および５７
からの信号はそれぞれのプリアンプ５９および６１を介
してヘッドアンプ切換えスイッチ６３に送られる。

【００３３】ヘッドアンプ切換えスイッチ６３は、ＨＡ
ＳＷ制御線により切換えられ、ＳＰモード用のヘッド５
５とＥＰモード用のヘッド５７からの信号を比較した後
Ｓ／Ｎの良い方、一般的にはレベルの大きい方、を選択
出力する。このヘッドアンプ切換えスイッチ６３は、通
常再生時は、ＳＰモードであればＳＰヘッド側に、ＥＰ
モードであればＥＰヘッド側に切換えられているが、Ｃ
ＵＥ、ＲＥＶモードでは、上述のようにＳ／Ｎの良いヘ
ッド側を選択するように切換え制御される。

【００３４】なお、このようなヘッドごとの切換えは、
後に述べるＣ信号用位相誤差補正を容易にするために２
Ｈに１度しか切換わらないように制御している。これ
は、周知のＶＨＳ方式のカラー信号処理を行う場合に、
１Ｈごとに９０°の位相シフトをしているため、１Ｈご
とに切換わると９０°または２７０°の位相誤差が発生
し易いためである。２Ｈごとに切換われば、０°または
１８０°、すなわち１８０°のみの位相誤差の発生とな
って、後述のように高速応答処理ができる。

【００３５】ヘッドアンプ切換えスイッチ６３を通った
信号はＹ信号分離回路６５およびＣ信号分離回路６７に
おいて、それぞれ、Ｙ信号とＣ信号に分離され、Ｙ信号
はＹ信号処理回路６９においてＦＭ復調やその他の処理
をした後、点線内のＴＢＣ部７１内の同期信号分離回路
７３とＡ／Ｄ変換器７５に送られる。また、Ｃ信号分離
回路６７から出力されたＣ信号はＴＢＣ部７１内のＡ／
Ｄ変換器７７に送られる。

【００３６】それぞれのＡ／Ｄ変換器７５および７７に
よってＡ／Ｄ変換されたデジタルＹ信号およびデジタル
Ｃ信号はそれぞれのデジタルメモリ７９および８１へ送
られ、ここでＹ信号の同期信号より検出された時間軸誤
差で時間軸補正された後、それぞれのＤ／Ａ変換器８３
および８５に送られる。Ｄ／Ａ変換器８３から出力され
るＹ信号はフィルタによる帯域制限その他の処理を行っ
た後外部に供給されると共に、図２の回路における同期
信号分離回路８７にも供給される。一方、Ｄ／Ａ変換器
８５から出力されたＣ信号はその後の位相補正処理等の
ため図２の１８０°位相誤差補正回路９０に送られる。

【００３７】また、Ｙ信号処理回路６９からＹ信号を受
ける同期信号分離回路７３、位相比較回路８７、電圧制
御発振器（ＶＣＯ）８９は、書込み制御パルス発生回路
９１と共に、再生Ｙ信号に位相ロックした書込みクロッ
ク信号等を発生するものであり、書込み制御パルス発生
回路９１はこのような書込みクロック（Ｗ．ＣＬＫ）の
他に書込み制御信号Ｗ．ＲＥＳＥＴ−Ｙ、Ｗ．ＲＥＳＥ
Ｔ−Ｃを発生するが、その詳細は後に説明する。また、
読出し制御パルス発生回路９３は、読出し制御信号、
Ｒ．ＲＥＳＥＴ−ＹおよびＲ．ＲＥＳＥＴ−Ｃおよび標
本化された信号を元に戻す読出しクロック（Ｒ．ＣＬ
Ｋ）を発生させる。

【００３８】次に、図３を参照して、図１の回路で行わ
れるＴＢＲ方式の処理につき説明する。この処理は、Ｃ
信号書込みリセットパルス（Ｗ．ＲＥＳＥＴ−Ｃ）およ
びＣ信号読出しリセットパルス（Ｒ．ＲＥＳＥＴ−Ｃ）
を用いた処理によって行っている。図３の（ａ）はＡ／
Ｄ変換器７５に入力するためのＹ信号、（ｂ）はその同
期信号、（ｃ）はＹ信号の書込みの０番地を決めるＹ信
号書込みリセットパルス（Ｗ．ＲＥＳＥＴ−Ｙ）であ
る。また、（ｄ）はＣ信号分離回路６７から出力される
再生された低域変換Ｃ信号であり、（ｅ）はこのＣ信号
の書込み０番地を決めるＣ信号書込みリセットパルスで
ある。なお、点線表示のパルスはあってもなくてもよ
く、ｔ２は同期信号パルス幅ｔ１とほぼ等しいがＣ信号
の周波数やその他の条件により決定される。以上のよう
なＹ信号書込みリセットパルス（Ｗ．ＲＥＳＥＴ−Ｙ）
およびＣ信号書込みリセットパルス（Ｗ．ＲＥＳＥＴ−
Ｃ）によってＹ信号およびＣ信号がそれぞれメモリ７９
および８１の０番地から順次書込まれる。

【００３９】図３の（ｆ）は上述のようにしてメモリ７
９に書込まれたＹ信号を０番地から読出すためのＹ信号
読出しリセットパルス（Ｒ．ＲＥＳＥＴ−Ｙ）を示し、
ｔ３は書込みから読出しまでの時間遅れを示す。このよ
うな読出しリセットパルスによって読出したＹ信号は
（ｇ）に示されている。

【００４０】図３の（ｈ）は上述のようにしてメモリ８
１に書込まれたＣ信号を０番地から読出すためのＣ信号
読出しリセットパルス（Ｒ．ＲＥＳＥＴ−Ｃ）であっ
て、ＴＢＲ方式のために２個のパルスが含まれている。
１つ目のパルスは例えば前記Ｙ信号読出しリセットパル
ス（Ｒ．ＲＥＳＥＴ−Ｙ）と同じ位置にありＳＢを読出
す働きをなす。２つ目のパルスは、メモリ８１のアドレ
スをもう一度０番地に戻してバーストをも含めたＣ信号
を読出すものである。この場合、２つのパルスの時間差
ｔ４は前記ｔ２に等しいが、１つ目のパルスの始点は、
前記（ｆ）の始点と必ずしも一致しなくてもよく、ＳＢ
の位相やその他の関係から決定される。本実施例では、
周波数変換回路等の応答遅れに起因する位相不安定領域
を避けるために、半周期分遅らせてＳＢの位相は本来の
バーストに対して丁度逆相とした。（ｉ）はＣ信号読出
しリセットパルス（ｈ）により読出されたＣ信号で双子
のバーストが含まれている。このような双子のバースト
の内前のバーストすなわち偵察バーストＳＢによって後
に述べるようにＣ信号の位相補正を行うが、位相補正を
行った後はＳＢは除去される。

【００４１】なお、本実施例に係わるＴＢＲ方式では、
このように１Ｈごとに処理を行っている。従って、デジ
タルメモリ（７９，８１）はＹ信号およびＣ信号共にそ
れぞれ１Ｈ分でよく、本実施例ではＦＩＦＯ構造を持つ
１Ｈメモリが２個使用されている。また、メモリの容量
により時間軸補正範囲が定まり、一般的にはその範囲は
広い方がよいとされるが、経済的には高価となり、家庭
用ＶＴＲ等にとっては必要最小限のメモリ容量を選択す
ることが望ましい。本実施例では、後に述べる理由から
メモリ容量は１Ｈ分で十分である。

【００４２】再び図１に戻ると、書込み制御パルス発生
回路９１と読出し制御パルス発生回路９３とは、電圧制
御発振器８９からの同一の信号で制御され、また、読出
し制御パルス発生回路からの信号（水平周波数）は、位
相比較回路８７で同期分離回路７３からの信号と位相比
較され、その出力信号によりＶＣＯ８９を制御している
（ＰＬＬ回路を構成している）。これは、書込みクロッ
クと読出しクロックとの平均周波数が一致していない
と、メモリ７９，８１の追越しあるいは追越されが発生
し、出力画像に垂直方向の揺れが生ずるためである。こ
のＰＬＬ回路の応答速度は、両者の平均周波数が一致す
ればよいという程度の緩速度であるが、本発明の高速応
答とは関係がない。

【００４３】前述のように、書込みクロックは再生Ｙ信
号に位相ロックしていなければならないが、このような
書込みクロックが得られる動作を図４および図５を参照
して説明する。図４は、図１の位相比較回路８７、ＶＣ
Ｏ８９、読出し制御パルス発生回路９３および書込み制
御パルス発生回路９１を含む回路の構成を概略的に示
す。なお、図４において、点線で囲まれたブロック９３
および９１は、それぞれ、読出し制御パルス発生回路９
３および書込み制御パルス発生回路９１の一部を示して
いる。図４において、図１と同一部分は同一参照数字で
示されている。また、図５における各信号波形の
（ａ），…，（ｈ）は図４の同じ符号が付された部分の
信号波形を示している。

【００４４】同期信号分離回路７３（図１）からの同期
信号（図５の（ｂ））は、図４の入力信号となり、位相
比較回路８７およびＤタイプフリップフロップ（Ｄ−Ｆ
Ｆ−１）９５に入力される。このフリップフロップ９５
において、ＶＣＯ８９からのパルス（ａ）の立上りでラ
ッチされ、図５の（ｃ）に示す１ＤＬ信号となる。フリ
ップフロップ９５の出力は第２のＤタイプフリップフロ
ップ（Ｄ−ＦＦ−２）９７に入力され、再度ＶＣＯ８９
からの出力パルスによってラッチされ、図５の（ｄ）の
２ＤＬ信号となる。これら各フリップフロップ９５，９
７の出力はリセットパルス発生回路９９に入力されて、
図５の（ｅ）に示すようなリセットパルスが発生され
る。このリセットパルスは書込みクロック発生回路１０
１に送られ、該書込みクロック発生回路１０１内の分周
回路をリセットし、本実施例では、ＶＣＯの周波数は書
込みクロックの４倍としているため、図５の（ｆ）１／
２分周波形および（ｇ）の書込みクロック（１／４分周
波形と同一）が生成される。なお、図５の（ｆ）は、図
４の書込みクロック発生回路１０１の内部波形で、図５
（ｆ）および（ｇ）の斜線部は位相不確定領域である。

【００４５】なお、読出しクロック（図５の（ｈ））
は、図４の読出しクロック発生回路１０３においてＶＣ
Ｏ８９からの出力を単純に分周して発生し、これをさら
に分周回路１０５で水平周波数まで分周して位相比較回
路８７に送り、水平同期信号にＶＣＯ８９を周波数ロッ
クさせている。

【００４６】このように、書込みクロックの発生は従来
のＰＬＬ方式ではなく、ＶＣＯ８９の出力信号により水
平同期信号をラッチし、そこから発生したリセットパル
スによって、書込みクロックを水平同期信号に位相ロッ
クさせる方式、すなわちデジタル・フェイズロック方
式、で行っている。従って、書込みクロックは水平同期
信号が入力されると、いかに大きな時間軸変動があって
も、直ちに位相ロックして、メモリへの書込みを行い、
該メモリから書込まれた情報を読出しクロックによって
読出せば時間軸補正された信号を出力することができ
る。

【００４７】ただし、読出し側の水平同期信号と書込み
側の水平同期信号との位相差が約±０．５Ｈを超えた場
合には、画面垂直方向に±１Ｈの誤差が生ずることにな
る。しかしながら、この誤差は、ＣＵＥ、ＲＥＶモード
の場合にはそれ程問題とはならない。このような理由か
ら、メモリ（図１の７９，８１）容量はそれぞれ実用上
１Ｈ分で十分であると考えられる。

【００４８】また、このようなデジタル・フェイズロッ
クの場合には、ＶＣＯ８９の発振周波数が、残留時間誤
差を左右することになる。すなわち、ＶＣＯ８９の発振
出力信号の１周期分が最小残留誤差となる。しかしなが
ら、実用的な誤差の大きさになるまで、ＶＣＯ８９の発
振周波数を高くすることにより、残留時間誤差を無視で
きる程度まで改善することができる。このようなデジタ
ル・フェイズロック方式は、純デジタル回路で構成する
ことができ、かつ、単純な回路構成のため、信頼性が高
く、ＩＣ（集積回路）化し易く小型化が可能である等の
利点が多い。

【００４９】以上のようにして、本来のバーストよりも
前に偵察バーストＳＢを発生させることにより、このＳ
Ｂの複数サイクル分の平均値からＣ信号の位相変動を前
もって検出し、バーストをも含めた一水平全期間にわた
って位相補正を行うことが可能となる。

【００５０】再び図１および図２に戻ると、図１におけ
るＤ／Ａコンバータ８５から出力されたＣ信号は、図２
の１８０゜位相誤差補正回路９０、周波数変換回路１０
７、９０゜／２７０゜誤差補正回路１０９、クロストー
ク除去または通過回路１１１、そしてＳＢ消去回路１１
３を経て最終的なＣ信号として出力される。

【００５１】また、図１のＤ／Ａ変換器８３から出力さ
れたＹ信号出力は図２の同期信号分離回路８７に加えら
れ、得られた同期信号がＡＦＣ回路１１５の一方の入力
に印加される。ＡＦＣ回路１１５の他方の入力には、Ｖ
ＣＯ／移相処理回路１１７の出力を分周器１１９によっ
て水平同期信号の周波数、すなわち約１５．７ＫＨｚに
分周した信号が印加される。ＡＦＣ回路１１５の比較回
路から出力された誤差信号は加算器１２１の一方の入力
に印加される。また、バースト抜き取り回路１２３によ
ってクロストーク除去または通過回路１１１の出力のＣ
信号からバーストが抜き取られＡＰＣ回路１２５の一方
の入力に印加される。該ＡＰＣ回路１２５の他方の入力
には水晶発振器１２７からの約３．５８ＭＨｚの固定周
波数の信号が入力される。ＡＰＣ回路１２５はこれら両
者の入力の位相を比較してその位相誤差に対応する信号
を前記加算器１２１の他方の入力に印加する。これによ
り、ＶＣＯ／移相処理回路１１７はＡＦＣ回路１１５お
よびＡＰＣ回路１２５からの誤差信号の和の誤差信号に
よって水平同期信号および再生バースト信号に位相ロッ
クした約６２９ＫＨｚの信号を発生する。

【００５２】このようなＶＣＯ／移相処理回路１１７の
出力信号は副周波数変換回路１２９において水晶発振器
１２７からの信号と混合され、約４．２０９ＭＨｚ
（３．５８ＭＨｚ＋０．６２９ＭＨｚ）の信号を発生
し、この信号は周波数変換回路１０７に入力されて、１
８０゜位相誤差補正回路９０から出力される約６２９Ｋ
Ｈｚの低域変換Ｃ信号と混合されて約３．５８ＭＨｚの
Ｃ信号が得られる。また、前記クロストーク除去または
通過回路１１１の出力からＳＢ抜き取り回路１３３によ
ってＳＢが抜き取られ１８０゜誤差検出回路１３５の一
方の入力に印加される。１８０゜位相誤差検出回路１３
５の他方の入力には水晶発振器１２７からの約３．５８
ＭＨｚの信号が印加される。これによって、１８０゜位
相誤差検出回路１３５は再生Ｃ信号に存在する１８０゜
位相の誤差の有無を検出し１８０゜位相誤差補正回路９
０に制御信号を入力する。１８０゜位相誤差補正回路９
０はこの制御信号に基づき、低域変換Ｃ信号に存在する
１８０゜の位相誤差を補正する。

【００５３】さらに、前記ＡＰＣ１２５から出力された
誤差信号は９０゜／２７０゜誤差検出回路にも印加さ
れ、再生Ｃ信号に存在する９０゜／２７０゜の位相誤差
の有無を検出し、その誤差に応じて９０゜／２７０゜誤
差補正回路１０９に制御信号を送り再生Ｃ信号に存在す
る９０゜／２７０゜の誤差補正を行なう。なお、９０゜
／２７０゜誤差補正回路１０９はＳＢと水晶発振器１２
７の出力から得られた信号とを比較して得られた誤差信
号で動作するよう構成することもできる。

【００５４】次に、上述のようなＣ信号の処理につきさ
らに詳細に説明する。周知のように、ＶＨＳ方式のカラ
ー信号処理（この場合はＮＴＳＣ方式とする）では、チ
ャネル１のヘッド（ヘッドアジマス右に６゜）では、１
Ｈごとに９０゜位相を進め、チャネル２のヘッド（ヘッ
ドアジマス左に６゜）では、１Ｈごとに９０゜位相を遅
らせて記録を行なっている。そして、再生時はこのよう
な位相シフトを元に戻すための複雑な処理を行なってい
る。このような処理は所定のカラー信号処理回路で行な
われ、特にＣＵＥ、ＲＥＶモード時のヘッドまたはトラ
ック切換え直後の処理の仕方は、各処理回路によって異
なる。また、ＳＰモードとＥＰモードではテープ上に記
憶されるＣ信号の状態が異なる。従ってこれらおよびそ
の他の理由により、９０゜単位の、すなわち、９０゜、
１８０゜、２７０゜の位相誤差がヘッドまたはトラック
切換え直後に発生し易い。

【００５５】このようなＣ信号の位相誤差を補正する場
合には、その補正回路によって群遅延時間が大きくなる
と、Ｙ信号との間で位相差が発生し画面上では色ずれが
生ずることになり好ましくないので、できるだけ群遅延
時間が大きくならないようにする必要がある。このた
め、前記１８０゜位相誤差補正回路９０においては、１
８０゜位相誤差検出回路１３５からの制御信号に基づき
１８０゜位相誤差がある場合は低域変換Ｃ信号を反転す
ることにより、信号がＡＰＣ回路に入る前に補正してい
る。反転による補正は群遅延時間をほとんんど変化させ
ない。また、ＡＰＣ回路の前に補正することにより、本
発明の意図するバーストをも含めた信号の位相が、フィ
ードフォーワード制御方式によって高速で補正されＡＰ
Ｃ回路の乱れが少なくなる。

【００５６】一方、９０゜／２７０゜誤差補正回路１０
９は低域変換Ｃ信号で行なうと群遅延時間を大きく変化
させるので、群遅延時間の変化量が少なくてすむサブキ
ャリア周波数領域で位相シフト回路などを使用して補正
する。

【００５７】なお、１８０゜位相誤差検出回路１３５
は、ＳＢ抜き取り回路１３３で取出したＳＢと再生カラ
ー信号の基準信号となる水晶発振器１２７の出力からバ
ーストと同一位相である信号とで位相比較を行ない、１
８０゜位相誤差を検出して制御パルスを発生し１８０゜
位相誤差補正回路９０に入力する。

【００５８】ただし、多少の応答遅れが許容できる場合
には、１８０゜位相誤差検出回路１３５はＳＢではなく
通常のバーストから位相誤差を検出するよう構成するこ
ともできる。この場合でも、前記反転による補正を行な
うことによって群遅延時間をほとんど変化させることな
く位相補正が行なわれる。

【００５９】また、周波数変換回路１０７は、入力され
た低域変換Ｃ信号（６２９ＫＨｚ）と副周波数変換回路
１２９からの信号とで周波数変換を行なう。副周波数変
換回路１２９は、ＶＣＯ／移相処理回路１１７と水晶発
振器１２７との出力を混合して副周波数を発生させてい
る。

【００６０】なお、クロストーク除去または通過回路１
１１は、通常はクロストーク除去動作を行なっている
が、ヘッドまたはトラック切換え直後に残留位相誤差が
大きい場合、このクロストーク除去回路（コムフィル
タ）でバーストをも含めたカラー信号の振幅を小さくし
てしまうのを避けるため、ヘッドまたはトラック切換え
直後数Ｈはこのクロストーク除去回路を通さないでＣ信
号を通過させる回路である。なお、クロストークの多い
ＥＰモードではいずれか適切な方を選択する。

【００６１】また、ＳＢ消去回路１１３は、Ｃ信号を出
力させる時に不要となったＳＢ信号を消去する回路であ
る。

【００６２】図６は、以上の実施例においてＳＢを使用
して実際にカラー信号の位相補正を行なった様子を示す
補正原理図である。この実施例では、回路を簡単にする
ため、上述のように、以下の２点について補正を試み
た。なお、図６の（ａ）は未補正の状態で、斜線部で示
すように３６０゜の範囲の位相誤差が存在している。

【００６３】（１）１８０゜位相誤差補正回路９０によ
り、バーストの基準信号位相０゜に対して位相誤差１８
０゜±約４５゜の信号は低域変換Ｃ信号を反転すること
によって補正する（図６の（ｂ））。この処理は、バー
ストの基準信号位相とＳＢの位相を比較し、ヘッドまた
はトラック切換え直後の数Ｈ間、毎Ｈ行ない（実施例は
３Ｈ）、反転はその信号の属するヘッド信号全体につい
て行なう。図６の（ｂ）は、このようにして１８０゜位
相誤差補正が行なわれた後の状態を示し、１８０゜±約
４５゜の範囲の位相誤差がなくなっている。

【００６４】（２）次に、９０゜／２７０゜誤差補正回
路１０９によって補正を行なう。上記（１）で補正を行
なった後のＣ信号の誤差は、位相誤差９０゜±約４５゜
の信号または位相誤差２７０゜±約４５゜の信号と断定
し、サブキャリア周波数の位相で９０゜分補正する（図
６の（ｃ））。この処理は例えばヘッドまたはトラック
切換え直後前記１８０゜補正の後の位相誤差（実施例は
直後の１Ｈ）で判定して上記（１）と同様に、その信号
の属するヘッド信号全体について処理する。この９０゜
分の補正をすることにより、再度１８０゜±約４５゜の
誤差成分が発生することになるが、これは前記（１）に
より再度補正され、図６の（ｄ）のように最終的には残
留位相誤差成分は０゜±約４５゜となる。

【００６５】以上のような（１）および（２）の補正を
行なうことにより、ＣＵＥおよびＲＥＶモードではヘッ
ドまたはトラック切換え時の位相誤差による色ずれは実
用上満足すべきレベルとなった。なおこのような補正方
法は、アナログ回路での、単純な補正のごく一例に過ぎ
ず、さらにＳＢの位相誤差を高精度で検出し、Ｃ信号の
位相補正を高精度で行なうことにより、最終的なＣ信号
の残留誤差成分を高精度で除去することも可能である。

【００６６】なお、本発明に係わる位相補正装置は、Ｖ
ＴＲのＳＰモードおよびＥＰモードともに利用できる。
また、本発明に係わる位相補正装置は、ＮＴＳＣ方式の
ＶＴＲ等に限られず、例えば、ＰＡＬ方式のＶＴＲ等に
ついても適用できる。さらに、本発明に係わる位相補正
装置は、ＶＴＲにおける信号処理に限らずデジタルメモ
リを使用した各種の振幅、周波数、位相などの信号処理
回路で広く利用できる。

【００６７】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、比
較的簡単な装置構成により以下のような優れた効果が得
られる。

【００６８】（１）ＶＴＲのＣＵＥ、ＲＥＶモードなど
において、上記実施例に述べたような単純な補正によっ
ても、従来方式と比較してヘッドまたはトラック切換え
時における色反転による乱れもスキュー歪みもほとんど
ない、非常に見易い再生画面が得られる。さらに高精度
の補正をすれば、色相の補正も含めてＶＴＲなどの性能
を大幅に改善できる可能性を持っている。

【００６９】（２）本発明によれば、可動ヘッド機構を
使用したＶＴＲのノイズレスＣＵＥ、ＲＥＶを使用しな
くとも、ヘッドまたはトラック切換えによるＣＵＥ、Ｒ
ＥＶをほとんど色ずれなしに実現できるから、ヘッドま
たはトラック切換え方式による利点を生かすことができ
る。すなわち、ヘッドまたはトラック切換え方式は、機
構部品を使用しないから信頼性が高くより高速のＣＵ
Ｅ、ＲＥＶに対応でき、薄型、小型化が可能であり、し
かも必要な回路はＩＣ化できるのでコストを下げること
ができる。さらに、可動ヘッド方式では何分の１かに１
つのトラックのみの情報を再生するのに対し、ヘッドま
たはトラック切換え方式では全トラックについてそれぞ
れのトラックの何分の１かを再生するから情報検索がよ
り忠実に行なわれる。

【００７０】（３）本発明による位相補正装置では制御
回路などはＩＣ化でき、必要なメモリ容量はＹ信号およ
びＣ信号それぞれに１Ｈ分でよく、かつカラー信号処理
ＩＣを特にＣＵＥ、ＲＥＶモードに対応させずとも現状
のＩＣで高速応答処理ができるなど、ハードウェア量を
それほど大きくすることなく良好な再生画像を得ること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の１実施例に係わるカラー信号用位相補
正装置の概略の構成を示す部分的ブロック図である。

【図２】図１の回路と共に本発明の１実施例に係わるカ
ラー信号位相補正装置の概略の構成を示す部分的ブロッ
ク図である。

【図３】図１の回路の動作を説明するための信号波形図
である。

【図４】図１の回路における読出しクロックおよび書込
みクロックを発生する回路部分の詳細な構成を示すブロ
ック図である。

【図５】図４の回路の動作を説明するための波形図であ
る。

【図６】本発明の１実施例に係わるカラー信号用位相補
正装置による位相補正状態を示す説明図である。

【図７】従来のフィードバック制御型ＴＢＣを含むＶＴ
Ｒの再生回路を概略的に示すブロック図である。

【図８】図７のＴＢＣの動作を説明するための信号波形
図である。

【符号の説明】

５５，５７ビデオヘッド５９，６１ヘッドプリアンプ６３ヘッドアンプ切換えスイッチ６５Ｙ信号分離回路６７Ｃ信号分離回路６９Ｙ信号処理回路７１タイムベースコレクタ７３同期信号分離回路７５，７７Ａ／Ｄ変換器７９，８１メモリ８３，８５Ｄ／Ａ変換器８７位相比較回路８９ＶＣＯ９０１８０゜位相誤差補正回路９１書込み制御パルス発生回路９３読出し制御パルス発生回路９５，９７Ｄ型フリップフロップ９９リセットパルス発生回路１０１書込みクロック発生回路１０３読出しクロック発生回路１０５分周器１０７周波数変換回路１０９９０゜／２７０゜誤差補正回路１１１クロストーク除去または通過回路１１３ＳＢ消去回路１１５ＡＦＣ回路１１７ＶＣＯ／移相処理回路１１９分周器１２１加算器１２３バースト抜き取り回路１２５ＡＰＣ回路１２７水晶発振器１２９副周波数変換回路１３１９０゜／２７０゜誤差検出回路１３３ＳＢ抜き取り回路１３５１８０゜位相誤差検出回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】位相基準用信号部分を備えたカラー信号
の位相補正を行なうための、カラー信号用位相補正装置
であって、入力された前記カラー信号の各サンプル情報を順次記憶
するためのメモリ手段と、前記メモリ手段から前記カラー信号のサンプル情報を順
次読出すとともに、前記カラー信号の位相基準用信号部
分のサンプル情報をその本来の読出し時間に先立ち読出
すことにより先行位相基準信号を得るための読出し制御
手段と、前記先行位相基準信号にもとづき前記カラー信号の位相
補正を行なう位相補正手段と、を具備することを特徴とするカラー信号用位相補正装
置。
【請求項２】前記カラー信号は少なくとも１つの再生
ヘッドを有する画像記録再生装置による再生カラー信号
であり、かつ前記位相補正手段によって行なわれる位相
補正は再生ヘッドまたはトラック切換時に生じる位相ず
れを修正するものであることを特徴とする請求項１に記
載のカラー信号用位相補正装置。
【請求項３】前記再生カラー信号は低域変換カラー信
号を含み、前記再生ヘッドまたはトラック切換時に生じ
る位相ずれの内略１８０゜の位相ずれは前記低域変換カ
ラー信号を反転することによって補正することを特徴と
する請求項２に記載のカラー信号用位相補正装置。
【請求項４】さらに、前記再生ヘッドまたはトラック
切換時に生じる位相ずれの内略９０゜および略２７０゜
の位相ずれは前記低域変換カラー信号が所定のザブキャ
リア周波数に変換された後に補正することを特徴とする
請求項３に記載のカラー信号用位相補正装置。
【請求項５】少なくとも１つの再生ヘッドを有し、低
域変換カラー信号の再生が可能な画像記録再生装置によ
る再生カラー信号の位相補正を行なうためのカラー信号
用位相補正装置であって、前記再生カラー信号の再生ヘッドまたはトラック切換時
に略１８０゜付近の位相ずれが存在することを検出する
ための１８０゜位相誤差検出手段と、該１８０゜位相誤差検出手段の出力によって前記再生カ
ラー信号に略１８０゜付近の位相ずれが存在することが
検出された場合に前記低域変換カラー信号を反転するこ
とによって該位相ずれを補正する１８０゜位相補正手段
と、を具備することを特徴とするカラー信号用位相補正装
置。
【請求項６】さらに、前記再生カラー信号の再生ヘッドまたはトラック切換時
に略９０゜または２７０゜付近の位相ずれが存在するこ
とを検出するための９０゜／２７０゜位相誤差検出手段
と、該９０゜／２７０゜位相誤差検出手段の出力にもとづき
前記低域変換カラー信号が所定のサブキャリア周波数に
変換された後に前記略９０゜または２７０゜付近の位相
ずれを補正する９０゜／２７０゜位相補正手段と、を具備することを特徴とする請求項５に記載のカラー信
号用位相補正装置。