JPH06164537A - 周波数ホッピング通信方式 - Google Patents
周波数ホッピング通信方式Info
- Publication number
- JPH06164537A JPH06164537A JP31231792A JP31231792A JPH06164537A JP H06164537 A JPH06164537 A JP H06164537A JP 31231792 A JP31231792 A JP 31231792A JP 31231792 A JP31231792 A JP 31231792A JP H06164537 A JPH06164537 A JP H06164537A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- circuit
- signal
- complex
- frequency hopping
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Abstract
(57)【要約】
【目的】 スペクトラム拡散通信における周波数ホッピ
ング通信方式で、受信装置復調動作を位相同期をとらず
にしかもコヒーレント検波を行い伝送特性を向上する。 【構成】 送信装置のキャリヤ周波数および受信装置の
ローカル周波数は周波数ホッピング時点でその位相を連
続するように発生させる。受信装置の復調回路では１シ
ンボルの全チップに対応する複素包絡線を合成して、そ
の合成出力からシンボル判定を行う。 【効果】 伝送特性が著しく向上するとともに、位相多
重が可能になり周波数利用効率が向上する。
ング通信方式で、受信装置復調動作を位相同期をとらず
にしかもコヒーレント検波を行い伝送特性を向上する。 【構成】 送信装置のキャリヤ周波数および受信装置の
ローカル周波数は周波数ホッピング時点でその位相を連
続するように発生させる。受信装置の復調回路では１シ
ンボルの全チップに対応する複素包絡線を合成して、そ
の合成出力からシンボル判定を行う。 【効果】 伝送特性が著しく向上するとともに、位相多
重が可能になり周波数利用効率が向上する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル無線通信に利
用する。本発明はスペクトラム拡散通信に利用する。本
発明は移動無線通信に利用するに適する。本発明は、入
力変調信号のシンボル系列のうちの１シンボルをＫ個
（Ｋは２以上の整数）の時系列的に変化するキャリヤ周
波数により変調して、Ｋチップの被変調信号として送信
する周波数ホッピング通信方式の改良に関する。「チッ
プ」とはＫ個に分割され一つの周波数で変調された信号
の一つをいう。特に、本発明はコヒーレント検波を行う
周波数ホッピング通信方式に関する。
用する。本発明はスペクトラム拡散通信に利用する。本
発明は移動無線通信に利用するに適する。本発明は、入
力変調信号のシンボル系列のうちの１シンボルをＫ個
（Ｋは２以上の整数）の時系列的に変化するキャリヤ周
波数により変調して、Ｋチップの被変調信号として送信
する周波数ホッピング通信方式の改良に関する。「チッ
プ」とはＫ個に分割され一つの周波数で変調された信号
の一つをいう。特に、本発明はコヒーレント検波を行う
周波数ホッピング通信方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動無線通信では伝送路のフェージング
変動があり、妨害波の干渉に対する対策が必要であり、
スペクトラム拡散通信方式はこのためにきわめて有効な
方式と考えられている。スペクトラム拡散通信方式はそ
の周波数占有帯域幅は大きいが、スペクトラム拡散通信
方式では通信品質を向上することができるから、スペク
トラム拡散通信方式による通信回線を多重利用すること
により、結果的に周波数資源の有効利用をはかることが
できる。
変動があり、妨害波の干渉に対する対策が必要であり、
スペクトラム拡散通信方式はこのためにきわめて有効な
方式と考えられている。スペクトラム拡散通信方式はそ
の周波数占有帯域幅は大きいが、スペクトラム拡散通信
方式では通信品質を向上することができるから、スペク
トラム拡散通信方式による通信回線を多重利用すること
により、結果的に周波数資源の有効利用をはかることが
できる。
【０００３】スペクトラム拡散通信方式は、直接拡散
（Direct Sequence, ＤＳ）方式と周波数ホッピング
（Frequency Hopping, ＦＨ）方式に大別することがで
きる。このうち周波数ホッピング方式は、さらに情報１
シンボルで１回以上周波数ホッピングする高速周波数ホ
ッピング（ＦＦＨ，Fast ＦＨ）方式と、数シンボル以
上の信号をもとにして形成されたバースト信号ごとに周
波数ホッピングする低速周波数ホッピング（ＳＦＨ，Sl
ow ＦＨ）に分類される。周波数ホッピング方式は周波
数が転換するごとに周波数ダイバーシチ効果が得られる
ことから符号誤り率の小さい方式を実現することができ
る。特に、高速周波数ホッピング方式では１シンボル毎
の周波数ダイバーシチ効果によりきわめて品質の高い伝
送路を実現することができる。
（Direct Sequence, ＤＳ）方式と周波数ホッピング
（Frequency Hopping, ＦＨ）方式に大別することがで
きる。このうち周波数ホッピング方式は、さらに情報１
シンボルで１回以上周波数ホッピングする高速周波数ホ
ッピング（ＦＦＨ，Fast ＦＨ）方式と、数シンボル以
上の信号をもとにして形成されたバースト信号ごとに周
波数ホッピングする低速周波数ホッピング（ＳＦＨ，Sl
ow ＦＨ）に分類される。周波数ホッピング方式は周波
数が転換するごとに周波数ダイバーシチ効果が得られる
ことから符号誤り率の小さい方式を実現することができ
る。特に、高速周波数ホッピング方式では１シンボル毎
の周波数ダイバーシチ効果によりきわめて品質の高い伝
送路を実現することができる。
【０００４】図１１は従来例送信装置のブロック構成図
である。端子Ｉにはシンボル系列の入力変調信号が与え
られる。周波数制御回路ＦＣＯＮＴにより制御される周
波数シンセサイザＬＴから発生するキャリヤ周波数によ
りミキサＭＩＸで変調される。このシンセサイザＬＴは
入力変調信号の１シンボル期間にＫ個の異なる周波数を
所定の順序で発生する。ミキサＭＩＸの出力は帯域濾波
器ＢＰＦを通過してアンテナから送信される。送信され
る被変調信号は１シンボルがＫチップからなる信号であ
る。いまかりにＫ＝４とすると、１シンボル期間にキャ
リヤ周波数は、ｆ1 、ｆ2 、ｆ3 、ｆ4 と転換する。
である。端子Ｉにはシンボル系列の入力変調信号が与え
られる。周波数制御回路ＦＣＯＮＴにより制御される周
波数シンセサイザＬＴから発生するキャリヤ周波数によ
りミキサＭＩＸで変調される。このシンセサイザＬＴは
入力変調信号の１シンボル期間にＫ個の異なる周波数を
所定の順序で発生する。ミキサＭＩＸの出力は帯域濾波
器ＢＰＦを通過してアンテナから送信される。送信され
る被変調信号は１シンボルがＫチップからなる信号であ
る。いまかりにＫ＝４とすると、１シンボル期間にキャ
リヤ周波数は、ｆ1 、ｆ2 、ｆ3 、ｆ4 と転換する。
【０００５】図１２は従来例受信装置のブロック構成図
である。この例はＫ＝４の場合の受信装置を示す。アン
テナに受信された上記送信装置の信号は、４個のミキサ
ＭＩＸ1 〜ＭＩＸ4 に分割して供給される。この４個の
ミキサＭＩＸ1 〜ＭＩＸ4 にはそれぞれローカル周波数
としてｆ1 ＋ｆIF、ｆ2 ＋ｆIF、ｆ3 ＋ｆIF、ｆ4 ＋ｆ
IFが供給されている。ここにｆIFは中間周波数である。
ミキサＭＩＸの出力は中間周波数を通過させる帯域通過
濾波器ＢＰＦを通り、相関検波回路ＣＯＲおよび二乗回
路により二乗検波されて各チップ対応の信号レベルを取
り出し、合成回路Σで１シンボルにわたるこのチップの
信号レベル和をとって検波出力とする。
である。この例はＫ＝４の場合の受信装置を示す。アン
テナに受信された上記送信装置の信号は、４個のミキサ
ＭＩＸ1 〜ＭＩＸ4 に分割して供給される。この４個の
ミキサＭＩＸ1 〜ＭＩＸ4 にはそれぞれローカル周波数
としてｆ1 ＋ｆIF、ｆ2 ＋ｆIF、ｆ3 ＋ｆIF、ｆ4 ＋ｆ
IFが供給されている。ここにｆIFは中間周波数である。
ミキサＭＩＸの出力は中間周波数を通過させる帯域通過
濾波器ＢＰＦを通り、相関検波回路ＣＯＲおよび二乗回
路により二乗検波されて各チップ対応の信号レベルを取
り出し、合成回路Σで１シンボルにわたるこのチップの
信号レベル和をとって検波出力とする。
【０００６】このような従来例装置では、送信装置のシ
ンセサイザＬＴが発生するＫ個の異なるキャリヤ周波数
はそのホッピングの時点でその位相が連続になるように
制御されていない。かりにそのキャリヤ周波数の位相が
連続になるように制御されているとしても、受信装置で
は復調のためのローカル周波数は受信されたキャリヤ周
波数に周波数同期をとるが位相同期をとっていない。つ
まり、上述の従来例装置はノンコヒーレントである。こ
れは実際の移動無線通信方式では、一般に伝送路のフエ
ージング変動周期が短いので、受信されたキャリヤ周波
数の位相同期をとることはむつかしく、従来から受信装
置のローカル周波数は送信装置のキャリヤ周波数に位相
同期されずに利用されている。
ンセサイザＬＴが発生するＫ個の異なるキャリヤ周波数
はそのホッピングの時点でその位相が連続になるように
制御されていない。かりにそのキャリヤ周波数の位相が
連続になるように制御されているとしても、受信装置で
は復調のためのローカル周波数は受信されたキャリヤ周
波数に周波数同期をとるが位相同期をとっていない。つ
まり、上述の従来例装置はノンコヒーレントである。こ
れは実際の移動無線通信方式では、一般に伝送路のフエ
ージング変動周期が短いので、受信されたキャリヤ周波
数の位相同期をとることはむつかしく、従来から受信装
置のローカル周波数は送信装置のキャリヤ周波数に位相
同期されずに利用されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】送信キャリヤ周波数を
発生する送信装置のシンセサイザＬＴで、Ｋ個の異なる
キャリヤ周波数についてそのホッピング時点で位相が連
続になるように制御することは容易に実現することがで
きる。そして、受信装置のローカル周波数を受信信号か
ら得られる送信側のキャリヤ周波数に位相同期をとって
検波を行うコヒーレント検波を行うことは考えられると
しても、それはなかなか困難なことであり、それを実現
してコヒーレント検波を行う具体的な回路は検討されて
いなかった。一般に、コヒーレント検波がノンコヒーレ
ント検波より伝送特性がよいことは理論的に明らかであ
り、たとえばＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying)で
は、ノンコヒーレント検波はコヒーレント検波に比べ
て、同一誤り率を得るのにキャリヤ対雑音比（ＣＮＲ，
Carrier to Noise Ratio) で理論的に６ｄＢ程度劣化す
ることがわかっている。
発生する送信装置のシンセサイザＬＴで、Ｋ個の異なる
キャリヤ周波数についてそのホッピング時点で位相が連
続になるように制御することは容易に実現することがで
きる。そして、受信装置のローカル周波数を受信信号か
ら得られる送信側のキャリヤ周波数に位相同期をとって
検波を行うコヒーレント検波を行うことは考えられると
しても、それはなかなか困難なことであり、それを実現
してコヒーレント検波を行う具体的な回路は検討されて
いなかった。一般に、コヒーレント検波がノンコヒーレ
ント検波より伝送特性がよいことは理論的に明らかであ
り、たとえばＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying)で
は、ノンコヒーレント検波はコヒーレント検波に比べ
て、同一誤り率を得るのにキャリヤ対雑音比（ＣＮＲ，
Carrier to Noise Ratio) で理論的に６ｄＢ程度劣化す
ることがわかっている。
【０００８】本発明はこのような背景に行われたもので
あって、実現可能な方法でコヒーレント検波を行うこと
ができる周波数ホッピング方式を提供することを目的と
する。本発明は、スペクトラム拡散通信方式および周波
数ホッピング方式の利点を有効に活用して、無線伝送路
の品質を向上するとともに、周波数資源の有効利用をは
かることを目的とする。
あって、実現可能な方法でコヒーレント検波を行うこと
ができる周波数ホッピング方式を提供することを目的と
する。本発明は、スペクトラム拡散通信方式および周波
数ホッピング方式の利点を有効に活用して、無線伝送路
の品質を向上するとともに、周波数資源の有効利用をは
かることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、送信装置では
送信するＫ個のチップからなる信号のキャリヤ周波数の
位相が各チップの周波数転換時点で連続であること、受
信装置ではＫ個のチップからなる受信信号から復調され
る各チップに対応する複素包絡線を合成し、その合成出
力からシンボル判定を行うことを特徴とする。複素包絡
線を合成することにより、受信装置で受信されたキャリ
ヤ周波数に位相同期をとらなくとも、これはコヒーレン
ト検波を行うことであり、受信装置のローカル周波数が
送信装置のキャリヤ周波数に位相同期されたことと等価
になる。
送信するＫ個のチップからなる信号のキャリヤ周波数の
位相が各チップの周波数転換時点で連続であること、受
信装置ではＫ個のチップからなる受信信号から復調され
る各チップに対応する複素包絡線を合成し、その合成出
力からシンボル判定を行うことを特徴とする。複素包絡
線を合成することにより、受信装置で受信されたキャリ
ヤ周波数に位相同期をとらなくとも、これはコヒーレン
ト検波を行うことであり、受信装置のローカル周波数が
送信装置のキャリヤ周波数に位相同期されたことと等価
になる。
【００１０】すなわち本発明は、入力変調信号のシンボ
ル系列のうちの１シンボルをＫ個（Ｋは２以上の整数）
の時系列的に変化するキャリヤ周波数により変調する変
調回路を備えた送信装置と、この送信装置の送信信号を
受信して前記Ｋ個の時系列的に変化するキャリヤ周波数
に同期して時系列的に変化するローカル周波数により復
調する復調回路を備えた受信装置とを備え、前記キャリ
ヤ周波数および前記ローカル周波数はその周波数の変化
時点で位相が連続であり、前記復調回路は、１シンボル
に対応するＫ個の複素包絡線を入力とする合成回路（Ｃ
ＳＵＭ）と、この合成回路の出力からシンボルを判定す
る判定回路（ＤＥＣ）とを含むことを特徴とする。
ル系列のうちの１シンボルをＫ個（Ｋは２以上の整数）
の時系列的に変化するキャリヤ周波数により変調する変
調回路を備えた送信装置と、この送信装置の送信信号を
受信して前記Ｋ個の時系列的に変化するキャリヤ周波数
に同期して時系列的に変化するローカル周波数により復
調する復調回路を備えた受信装置とを備え、前記キャリ
ヤ周波数および前記ローカル周波数はその周波数の変化
時点で位相が連続であり、前記復調回路は、１シンボル
に対応するＫ個の複素包絡線を入力とする合成回路（Ｃ
ＳＵＭ）と、この合成回路の出力からシンボルを判定す
る判定回路（ＤＥＣ）とを含むことを特徴とする。
【００１１】前記合成回路（ＣＳＵＭ）は最小二乗法に
より合成出力を演算する手段を含む構成とすることがよ
い。
より合成出力を演算する手段を含む構成とすることがよ
い。
【００１２】前記Ｋ個の複素包絡線に前記合成回路（Ｃ
ＳＵＭ）の入力前にそれぞれ複素係数（ｗ1 〜ｗK ）を
乗算する乗算回路（ＣＭ1 〜ＣＭK ）と、前記判定回路
（ＤＥＣ）の入力および出力の差分を演算する差分回路
（ＣＳＵＢ）と、この差分が小さくなるように前記複素
係数を前記Ｋ個の複素包絡線に対応して発生する演算制
御回路（ＣＣＯＮＴ）とを備える構成とすることがよ
い。
ＳＵＭ）の入力前にそれぞれ複素係数（ｗ1 〜ｗK ）を
乗算する乗算回路（ＣＭ1 〜ＣＭK ）と、前記判定回路
（ＤＥＣ）の入力および出力の差分を演算する差分回路
（ＣＳＵＢ）と、この差分が小さくなるように前記複素
係数を前記Ｋ個の複素包絡線に対応して発生する演算制
御回路（ＣＣＯＮＴ）とを備える構成とすることがよ
い。
【００１３】前記演算制御回路（ＣＣＯＮＴ）は、前記
送信装置からあらかじめ設定された信号パターンのトレ
ーニング信号が送信されたときに前記複素係数の初期値
を設定する手段を含む構成とすることができる。
送信装置からあらかじめ設定された信号パターンのトレ
ーニング信号が送信されたときに前記複素係数の初期値
を設定する手段を含む構成とすることができる。
【００１４】
【作用】本発明の周波数ホッピング通信方式では、送信
装置のキャリヤ周波数および受信装置のローカル周波数
は、周波数ホッピングの変化時点でそれぞれ位相が連続
になるように構成される。そして受信装置の復調回路は
各チップ毎の複素包絡線を検出し、これを合成した合成
出力からシンボル判定を行うので、位相まで配慮された
シンボル判定が行われていることになる。すなわちコヒ
ーレント検波されている。
装置のキャリヤ周波数および受信装置のローカル周波数
は、周波数ホッピングの変化時点でそれぞれ位相が連続
になるように構成される。そして受信装置の復調回路は
各チップ毎の複素包絡線を検出し、これを合成した合成
出力からシンボル判定を行うので、位相まで配慮された
シンボル判定が行われていることになる。すなわちコヒ
ーレント検波されている。
【００１５】この合成回路は最小二乗法を利用して各チ
ップ毎の複素包絡線を一つの複素包絡線に合成すること
が便利である。この合成回路の前に各複素包絡線に複素
係数（重み係数に相当する）を乗算し、しかもその複素
係数を受信信号により適応的に変化させることがよい。
複素係数を受信信号により適応的に変化させることによ
り、フエージングや妨害があってもコヒーレント検波を
継続させることができる。この複素係数を適応的に変化
させる場合に、その初期値は、送信装置からあらかじめ
設定された信号パターンのトレーニング信号を送信し、
そのトレーニング信号を受信したときの判定誤差から決
定することが便利である。
ップ毎の複素包絡線を一つの複素包絡線に合成すること
が便利である。この合成回路の前に各複素包絡線に複素
係数（重み係数に相当する）を乗算し、しかもその複素
係数を受信信号により適応的に変化させることがよい。
複素係数を受信信号により適応的に変化させることによ
り、フエージングや妨害があってもコヒーレント検波を
継続させることができる。この複素係数を適応的に変化
させる場合に、その初期値は、送信装置からあらかじめ
設定された信号パターンのトレーニング信号を送信し、
そのトレーニング信号を受信したときの判定誤差から決
定することが便利である。
【００１６】
【実施例】図１は本発明第一実施例送信装置のブロック
構成図である。図２は同じく本発明第一実施例受信装置
のブロック構成図である。図１を参照して、端子Ｉには
入力変調信号のシンボル系列が与えられる。周波数シン
セサイザＬＴは、周波数制御回路ＦＣＯＮＴ−Ｔの制御
にしたがって、入力変調信号の１シンボル期間にＫ個の
時系列的に変化するキャリヤ周波数を発生する。ミキサ
ＭＩＸＴにより入力変調信号はこのキャリヤ周波数によ
り変調され、１シンボル期間にＫチップの送信信号を発
生する。この信号は帯域通過濾波器ＢＰＦＴを通過して
アンテナから送信される。
構成図である。図２は同じく本発明第一実施例受信装置
のブロック構成図である。図１を参照して、端子Ｉには
入力変調信号のシンボル系列が与えられる。周波数シン
セサイザＬＴは、周波数制御回路ＦＣＯＮＴ−Ｔの制御
にしたがって、入力変調信号の１シンボル期間にＫ個の
時系列的に変化するキャリヤ周波数を発生する。ミキサ
ＭＩＸＴにより入力変調信号はこのキャリヤ周波数によ
り変調され、１シンボル期間にＫチップの送信信号を発
生する。この信号は帯域通過濾波器ＢＰＦＴを通過して
アンテナから送信される。
【００１７】図２でアンテナに受信されたこの信号は、
ミキサＭＩＸＲによりローカル周波数と混合され中間周
波数ｆIFに変換される。このローカル周波数は周波数制
御回路ＦＣＯＮＴ−Ｒにより制御され、送信装置のキャ
リヤ周波数に同期して１シンボル期間にＫ個の時系列的
に変化する周波数を発生する。送信装置の周波数シンセ
サイザが発生するＫ個の時系列的に変化するキャリヤ周
波数が、 ｆ1 、ｆ2 、………、ｆK であるとき、受信装置の周波数シンセサイザが発生する
Ｋ個の時系列的に変化するローカル周波数は、 ｆ1 ＋ｆIF、ｆ2 ＋ｆIF、………、ｆK ＋ｆIF である。以下この例ではＫ＝４として説明する。ミキサ
ＭＩＸＲの出力から帯域通過濾波器ＢＰＦＲにより中間
周波数ｆIFが選択されて、検波回路ＤＥＴにより検波さ
れる。
ミキサＭＩＸＲによりローカル周波数と混合され中間周
波数ｆIFに変換される。このローカル周波数は周波数制
御回路ＦＣＯＮＴ−Ｒにより制御され、送信装置のキャ
リヤ周波数に同期して１シンボル期間にＫ個の時系列的
に変化する周波数を発生する。送信装置の周波数シンセ
サイザが発生するＫ個の時系列的に変化するキャリヤ周
波数が、 ｆ1 、ｆ2 、………、ｆK であるとき、受信装置の周波数シンセサイザが発生する
Ｋ個の時系列的に変化するローカル周波数は、 ｆ1 ＋ｆIF、ｆ2 ＋ｆIF、………、ｆK ＋ｆIF である。以下この例ではＫ＝４として説明する。ミキサ
ＭＩＸＲの出力から帯域通過濾波器ＢＰＦＲにより中間
周波数ｆIFが選択されて、検波回路ＤＥＴにより検波さ
れる。
【００１８】ここで、送信装置の周波数シンセサイザＬ
Ｔおよび受信装置の周波数シンセサイザＬＲは、その周
波数ホッピング毎の位相が保存され、あるいは連続であ
るところに本発明の特徴がある。これは既知に周波数シ
ンセサイザの技術により簡単に実現することができる。
例えば、周波数シンセサイザにＲＯＭ（読出専用メモ
リ）を設け、このＲＯＭをクロック信号により読出し、
その読出出力をディジタル・アナログ変換回路によりア
ナログ信号に変換する回路を利用する構成とし、そのＲ
ＯＭにあらかじめ出力周波数の位相がその位相転換時点
で連続になるようにデータを記憶しておくことにより実
現することができる。
Ｔおよび受信装置の周波数シンセサイザＬＲは、その周
波数ホッピング毎の位相が保存され、あるいは連続であ
るところに本発明の特徴がある。これは既知に周波数シ
ンセサイザの技術により簡単に実現することができる。
例えば、周波数シンセサイザにＲＯＭ（読出専用メモ
リ）を設け、このＲＯＭをクロック信号により読出し、
その読出出力をディジタル・アナログ変換回路によりア
ナログ信号に変換する回路を利用する構成とし、そのＲ
ＯＭにあらかじめ出力周波数の位相がその位相転換時点
で連続になるようにデータを記憶しておくことにより実
現することができる。
【００１９】さらに本発明の特徴は検波回路ＤＥＴにあ
る。図３は本発明第一実施例装置の検波回路ＤＥＴのブ
ロック構成図である。図３は図２の検波回路ＤＥＴの部
分の具体的なブロック構成図である。端子ＩD には図２
の帯域通過濾波器ＢＰＦＲの出力信号ＩD が入力する。
この信号ＩD は検波器ＩＱＤにより準同期検波されて複
素包絡線が抽出される。この複素包絡線はスイッチＳＷ
によりＫ個のチップ毎に分断されＫ個（この例ではＫ＝
４）のメモリＣＭＥＭに分配蓄積される。このスイッチ
ＳＷは図２の周波数制御回路ＦＣＯＮＴ−Ｒから発生す
るスイッチ制御信号ＳＷＣによりローカル周波数の転換
に同期して制御される。
る。図３は本発明第一実施例装置の検波回路ＤＥＴのブ
ロック構成図である。図３は図２の検波回路ＤＥＴの部
分の具体的なブロック構成図である。端子ＩD には図２
の帯域通過濾波器ＢＰＦＲの出力信号ＩD が入力する。
この信号ＩD は検波器ＩＱＤにより準同期検波されて複
素包絡線が抽出される。この複素包絡線はスイッチＳＷ
によりＫ個のチップ毎に分断されＫ個（この例ではＫ＝
４）のメモリＣＭＥＭに分配蓄積される。このスイッチ
ＳＷは図２の周波数制御回路ＦＣＯＮＴ−Ｒから発生す
るスイッチ制御信号ＳＷＣによりローカル周波数の転換
に同期して制御される。
【００２０】メモリＣＭＥＭに蓄積された複素包絡線ｒ
1 、ｒ2 、ｒ3 、ｒ4 は複素係数ｗ1 、ｗ2 、ｗ3 、ｗ
4 と複素乗算器ＣＭ１〜ＣＭ４で乗算され、その乗積信
号は合成回路ＣＳＵＭで合成される。複素係数ｗ1 、ｗ
2 、ｗ3 、ｗ4 は重み係数に相当する。この合成回路Ｃ
ＳＵＭには最小二乗法を演算する関数が設定されてい
て、最小二乗法を利用して合成出力を演算する。すなわ
ち４個の複素包絡線から最小二乗法により一つの複素包
絡線を演算する。この合成回路ＣＳＵＭの出力に現れる
合成出力ｙi を判定回路ＤＥＣにより判定して復調出力
ｄi を得る。
1 、ｒ2 、ｒ3 、ｒ4 は複素係数ｗ1 、ｗ2 、ｗ3 、ｗ
4 と複素乗算器ＣＭ１〜ＣＭ４で乗算され、その乗積信
号は合成回路ＣＳＵＭで合成される。複素係数ｗ1 、ｗ
2 、ｗ3 、ｗ4 は重み係数に相当する。この合成回路Ｃ
ＳＵＭには最小二乗法を演算する関数が設定されてい
て、最小二乗法を利用して合成出力を演算する。すなわ
ち４個の複素包絡線から最小二乗法により一つの複素包
絡線を演算する。この合成回路ＣＳＵＭの出力に現れる
合成出力ｙi を判定回路ＤＥＣにより判定して復調出力
ｄi を得る。
【００２１】ここで複素係数ｗ1 、ｗ2 、ｗ3 、ｗ
4 は、受信信号により適応的にその値が制御される。す
なわち、判定回路ＤＥＣの入力および出力の差分ｅi を
減算器ＣＳＵＢでとり、その差分ｅi が最小になるよう
に、理想的には零になるように、演算制御回路ＣＣＯＮ
Ｔで演算される。この差分ｅi が零であることは判定回
路ＤＥＣの判定誤差がないことであり、判定誤差がない
ように複素係数ｗ1 、ｗ2、ｗ3 、ｗ4 を自動制御する
ことにより、伝送路の状態変化に対して適応的に最良の
受信状態を維持することができる。
4 は、受信信号により適応的にその値が制御される。す
なわち、判定回路ＤＥＣの入力および出力の差分ｅi を
減算器ＣＳＵＢでとり、その差分ｅi が最小になるよう
に、理想的には零になるように、演算制御回路ＣＣＯＮ
Ｔで演算される。この差分ｅi が零であることは判定回
路ＤＥＣの判定誤差がないことであり、判定誤差がない
ように複素係数ｗ1 、ｗ2、ｗ3 、ｗ4 を自動制御する
ことにより、伝送路の状態変化に対して適応的に最良の
受信状態を維持することができる。
【００２２】この複素係数ｗ1 、ｗ2 、ｗ3 、ｗ4 はこ
のように受信装置の動作中に受信信号に対して適応的に
変動する値であるが、受信装置の起動時やリセット時に
は、この複素係数の初期値はトレーニング信号により設
定する。トレーニング信号はあらかじめ設定されたパタ
ーンの信号であればどんなパターンの信号であってもよ
い。最も簡単には「１」と「０」との繰り返し信号であ
るが、一般には同期がずれたことをはっきり確認できる
ようにもう少し複雑なＰＮ信号を利用する。トレーニン
グ信号のパターンは送信装置および受信装置にそれぞれ
あらかじめ設定しておく。そして、トレーニング信号を
送信装置から送信し、受信装置ではそのトレーニング信
号が正しく受信判定することができるように複素係数ｗ
1 、ｗ2、ｗ3 、ｗ4 を制御することによりその初期値
を設定することができる。
のように受信装置の動作中に受信信号に対して適応的に
変動する値であるが、受信装置の起動時やリセット時に
は、この複素係数の初期値はトレーニング信号により設
定する。トレーニング信号はあらかじめ設定されたパタ
ーンの信号であればどんなパターンの信号であってもよ
い。最も簡単には「１」と「０」との繰り返し信号であ
るが、一般には同期がずれたことをはっきり確認できる
ようにもう少し複雑なＰＮ信号を利用する。トレーニン
グ信号のパターンは送信装置および受信装置にそれぞれ
あらかじめ設定しておく。そして、トレーニング信号を
送信装置から送信し、受信装置ではそのトレーニング信
号が正しく受信判定することができるように複素係数ｗ
1 、ｗ2、ｗ3 、ｗ4 を制御することによりその初期値
を設定することができる。
【００２３】図４は横軸に周波数をとり、受信装置にお
ける受信高周波数ｆR 、受信中間周波数ｆIF、この方式
の伝送信号帯域幅ＷR 、中間周波数帯域幅ＷIFの関係を
示す図である。Ｋ個のチップに拡散された信号の帯域幅
は拡散しないときの信号帯域幅をＷS とすると、Ｋ×Ｗ
S となる。ここではＫ＝４であるから４ＷS となる。こ
こではホッピングしている信号は伝送信号帯域幅ＷR に
均等に配置されている。これを中間周波数に変換すると
き、そのローカル周波数はこの信号がすべて中間周波数
ｆIFになるように、周波数シンセサイザＬＲが制御され
る。
ける受信高周波数ｆR 、受信中間周波数ｆIF、この方式
の伝送信号帯域幅ＷR 、中間周波数帯域幅ＷIFの関係を
示す図である。Ｋ個のチップに拡散された信号の帯域幅
は拡散しないときの信号帯域幅をＷS とすると、Ｋ×Ｗ
S となる。ここではＫ＝４であるから４ＷS となる。こ
こではホッピングしている信号は伝送信号帯域幅ＷR に
均等に配置されている。これを中間周波数に変換すると
き、そのローカル周波数はこの信号がすべて中間周波数
ｆIFになるように、周波数シンセサイザＬＲが制御され
る。
【００２４】この動作を数式を用いてさらに詳しく説明
する。
する。
【００２５】入力端子Ｉから入力されたシンボル系列ｂ
(t) は周波数シンセサイザＬＴから出力された正弦波ｃ
t(t)を用いてミキサＭＩＸＴによって変調される。正弦
波ｃt(t)の周波数は周波数制御回路ＦＣＯＮＴ−Ｔから
出力される制御信号に応じて切り換えられる。変調波Ｓ
(t)は次式のようになる。
(t) は周波数シンセサイザＬＴから出力された正弦波ｃ
t(t)を用いてミキサＭＩＸＴによって変調される。正弦
波ｃt(t)の周波数は周波数制御回路ＦＣＯＮＴ−Ｔから
出力される制御信号に応じて切り換えられる。変調波Ｓ
(t)は次式のようになる。
【００２６】 Ｓ(t)＝ｂ(t)ｃt(t) （１） ただし ｂ(t)＝ｂi , ｉＴ≦ｔ＜（ｉ＋１）Ｔ （２） である。また、ｋ番目（１≦ｋ≦Ｋ）のチップに対する
ホッピング周波数をωkとし、初期位相をφk とする
と、ｃt(t)は以下の式のようになる。
ホッピング周波数をωkとし、初期位相をφk とする
と、ｃt(t)は以下の式のようになる。
【００２７】
【数１】 このホッピング周波数ωk の値は、あらかじめ定められ
た順序でチップごとに変化する。その値はシステムの帯
域ｗR 全体にわたって分布させるとともに、１シンボル
内で同一の周波数が現れないようにした方がダイバーシ
チ効果がある。また、各ホッピング周波数ごとの位相に
ついては保存されており、この位相制御についても周波
数制御回路ＦＣＯＮＴ−Ｔで行う。
た順序でチップごとに変化する。その値はシステムの帯
域ｗR 全体にわたって分布させるとともに、１シンボル
内で同一の周波数が現れないようにした方がダイバーシ
チ効果がある。また、各ホッピング周波数ごとの位相に
ついては保存されており、この位相制御についても周波
数制御回路ＦＣＯＮＴ−Ｔで行う。
【００２８】図５は以上の変調方法をチップ数Ｋ＝４の
場合について説明するためのものである。入力シンボル
系列ｂi が周期Ｔごとに１、−１、１に変化している。
これらのシンボルを１シンボルあたり４チップの信号に
分割する。次に、各々のチップにホッピング周波数と位
相が各々ｆ1 とφ1 、ｆ2 とφ2 、ｆ3 とφ3 、ｆ4と
φ4 のキャリア周波数を割り当てて変調を行う。この動
作を各シンボルに対して繰り返すことにより周波数ホッ
ピング方式の送信波が生成される。
場合について説明するためのものである。入力シンボル
系列ｂi が周期Ｔごとに１、−１、１に変化している。
これらのシンボルを１シンボルあたり４チップの信号に
分割する。次に、各々のチップにホッピング周波数と位
相が各々ｆ1 とφ1 、ｆ2 とφ2 、ｆ3 とφ3 、ｆ4と
φ4 のキャリア周波数を割り当てて変調を行う。この動
作を各シンボルに対して繰り返すことにより周波数ホッ
ピング方式の送信波が生成される。
【００２９】次に復調回路ＤＥＴの具体的な動作を式を
用いて説明する。入力される信号ｒ(t)は次式で表せ
る。
用いて説明する。入力される信号ｒ(t)は次式で表せ
る。
【００３０】 ｒ(t)＝ｓ(t)Ａkｃr *(t) ＝Ａk ｂ(t) ｅＸｐ［−ｊθ（ｔ）］ （４） ただし
【００３１】
【数２】 である。ｃ* r(t) はｃr(t)の複素共役を表す。ここでＡ
k は伝送路のフェージングによる複素包絡線変動を表
し、次式のように振幅と位相成分に分けられる。
k は伝送路のフェージングによる複素包絡線変動を表
し、次式のように振幅と位相成分に分けられる。
【００３２】 Ａk ＝｜Ａk ｜ｅｘｐ［ｊＡｒｇ（Ａk ）］ （６） 入力信号ｒ(t) は図３で説明したように、複素乗算器Ｃ
Ｍ１〜ＣＭ４および合成回路ＣＳＵＭを用いて一つ前の
（ｉ−１）の時点で求められた複素係数ｗi-1 で重み付
けされ合成される。合成信号ｙi は次式のようになる。
Ｍ１〜ＣＭ４および合成回路ＣＳＵＭを用いて一つ前の
（ｉ−１）の時点で求められた複素係数ｗi-1 で重み付
けされ合成される。合成信号ｙi は次式のようになる。
【００３３】
【数３】 ただし
【００３４】
【数４】 である。この合成信号ｙi を判定し、判定結果ｄi を出
力する。これらを用いて次式により差分ｅi を計算す
る。
力する。これらを用いて次式により差分ｅi を計算す
る。
【００３５】 ｅi ＝ｄi −ｙi （９） この差分ｅi を制御回路ＣＣＯＮＴに入力し、最小二乗
法にもとづいて複素定数ｗi を計算する。理想的には複
素定数ｗi の各成分ｗk は複素包絡線成分Ａk に対して
その複素供役Ａk *に等しくなる。この複素定数ｗi を用
いて合成信号をｙi+1 を求める。以上の動作を繰り返す
ことによりシンボルの復調を行う。
法にもとづいて複素定数ｗi を計算する。理想的には複
素定数ｗi の各成分ｗk は複素包絡線成分Ａk に対して
その複素供役Ａk *に等しくなる。この複素定数ｗi を用
いて合成信号をｙi+1 を求める。以上の動作を繰り返す
ことによりシンボルの復調を行う。
【００３６】図５は横軸に時間をとって周波数ホッピン
グの状態を説明する図である。すなわちシンボル系列ｂ
ｉが＋１と−１との間を１シンボル周期Ｔで変化すると
き送信周波数がｆ1 からｆ4 まで順に変化する様子を示
す。
グの状態を説明する図である。すなわちシンボル系列ｂ
ｉが＋１と−１との間を１シンボル周期Ｔで変化すると
き送信周波数がｆ1 からｆ4 まで順に変化する様子を示
す。
【００３７】ここで図５に示すようにキャリヤ周波数を
瞬時的に切り換えると、位相および周波数の変化が急激
であるため送信信号のスペクトルが図６に示すようにサ
イドローブを多く含むようになる。これは伝送周波数帯
域として広い帯域幅を必要とすることを意味する。これ
を図７のように改善するための装置が次に説明する本発
明第二実施例である。
瞬時的に切り換えると、位相および周波数の変化が急激
であるため送信信号のスペクトルが図６に示すようにサ
イドローブを多く含むようになる。これは伝送周波数帯
域として広い帯域幅を必要とすることを意味する。これ
を図７のように改善するための装置が次に説明する本発
明第二実施例である。
【００３８】図８は本発明第二実施例装置の送信装置ブ
ロック構成図である。この第二実施例装置では受信装置
は上で説明した第一実施例装置と同等である。図１で説
明した第一実施例装置の入力変調信号Ｉと同等の信号が
図８の入力変調信号Ｉに入力する。この入力変調信号Ｉ
はスイッチ回路ＳＷＴによりＫ個（Ｋ＝４とする）のブ
ランチ（ｋ＝１〜４）に分岐される。それぞれ低域通過
濾波器ＬＰＦＴ１〜ＬＰＦＴ４を通過して整形され、混
合回路ＭＩＸ１〜ＭＩＸ４によりそれぞれのチップ周波
数に変換される。この混合回路ＭＩＸ１〜ＭＩＸ４の出
力は、それぞれチップ周波数の帯域通過濾波器ＢＰＦＴ
１〜ＢＰＦＴ４を通過して必要な高周波成分が抽出され
る。これは合成回路ＣＯＭにより合成される。
ロック構成図である。この第二実施例装置では受信装置
は上で説明した第一実施例装置と同等である。図１で説
明した第一実施例装置の入力変調信号Ｉと同等の信号が
図８の入力変調信号Ｉに入力する。この入力変調信号Ｉ
はスイッチ回路ＳＷＴによりＫ個（Ｋ＝４とする）のブ
ランチ（ｋ＝１〜４）に分岐される。それぞれ低域通過
濾波器ＬＰＦＴ１〜ＬＰＦＴ４を通過して整形され、混
合回路ＭＩＸ１〜ＭＩＸ４によりそれぞれのチップ周波
数に変換される。この混合回路ＭＩＸ１〜ＭＩＸ４の出
力は、それぞれチップ周波数の帯域通過濾波器ＢＰＦＴ
１〜ＢＰＦＴ４を通過して必要な高周波成分が抽出され
る。これは合成回路ＣＯＭにより合成される。
【００３９】この図８の送信装置では、キャリヤ周波数
を発生する周波数シンセサイザＬＴ１〜ＬＴ４はそれぞ
れチップに対応するキャリヤ周波数を発生するが、これ
は一つの制御回路（図示せず）により制御されていて、
合成回路ＣＯＭを通過したチップの周波数転換点での位
相が連続になるように制御される。
を発生する周波数シンセサイザＬＴ１〜ＬＴ４はそれぞ
れチップに対応するキャリヤ周波数を発生するが、これ
は一つの制御回路（図示せず）により制御されていて、
合成回路ＣＯＭを通過したチップの周波数転換点での位
相が連続になるように制御される。
【００４０】このように送信装置を構成し、低域通過濾
波器ＬＰＦＴ１〜ＬＰＦＴ４および帯域通過濾波器ＢＰ
ＦＴ１〜ＢＰＦＴ４を正しく設定することにより、スプ
リアス周波数を除去することができるから、その送信信
号の波形は図７に示すような理想的な波形にすることが
できる。
波器ＬＰＦＴ１〜ＬＰＦＴ４および帯域通過濾波器ＢＰ
ＦＴ１〜ＢＰＦＴ４を正しく設定することにより、スプ
リアス周波数を除去することができるから、その送信信
号の波形は図７に示すような理想的な波形にすることが
できる。
【００４１】図９は本発明第三実施例装置の送信装置の
ブロック構成図である。この第三実施例装置では、変調
信号Ｉ（図１で説明した第一実施例装置の入力変調信号
Ｉに相当する）がすでに位相多重された信号であること
に特徴がある。すなわち、４個の入力信号ｂi1〜ｂi4は
それぞれ互いに直交する４種類の直交関数ｈ1 ，ｈ2，
ｈ3 ，ｈ4 （一般的に表示するとｈm (t) 、ただしｍ＝
1 ，………，４）を乗算され加算回路ＭＵＸで加算され
ることにより多重されて、端子Ｉに入力する。そして、
その端子Ｉの信号は図１で説明した第一実施例装置と同
等の周波数ホッピングにより変調を施されて送信され
る。
ブロック構成図である。この第三実施例装置では、変調
信号Ｉ（図１で説明した第一実施例装置の入力変調信号
Ｉに相当する）がすでに位相多重された信号であること
に特徴がある。すなわち、４個の入力信号ｂi1〜ｂi4は
それぞれ互いに直交する４種類の直交関数ｈ1 ，ｈ2，
ｈ3 ，ｈ4 （一般的に表示するとｈm (t) 、ただしｍ＝
1 ，………，４）を乗算され加算回路ＭＵＸで加算され
ることにより多重されて、端子Ｉに入力する。そして、
その端子Ｉの信号は図１で説明した第一実施例装置と同
等の周波数ホッピングにより変調を施されて送信され
る。
【００４２】図１０はこの本発明第三実施例装置の受信
装置の要部ブロック構成図である。これは図３で説明し
た第一実施例装置の復調回路の端子ＩD から端子Ｉ／Ｑ
までに相当する部分ブロック構成図である。すなわちこ
の第三実施例装置の受信装置では図３に示す第一実施例
装置の復調回路の端子ＩD から端子Ｉ／Ｑまでを図１０
のように置き換えることにより実現される。位相多重を
分離する直交関数はｈ1 ′，ｈ2 ′，ｈ3 ′，ｈ4 ′は
図９に示す送信装置の直交関数ｈ1 ，ｈ2 ，ｈ3 ，ｈ4
に対応して設定される。この装置を移動通信方式に利用
する場合には、基地局装置の送信装置は図９に示すよう
に複数チャネル（ここでは４チャネル）が位相多重され
るが、移動局装置では自局宛ての１チャネルのみを復調
すれば十分であり、図１０には１チャネル分のみｈ1 ′
が表示されている。端子Ｉ／Ｑ以降の構成は図３で説明
した第一実施例装置と同等である。
装置の要部ブロック構成図である。これは図３で説明し
た第一実施例装置の復調回路の端子ＩD から端子Ｉ／Ｑ
までに相当する部分ブロック構成図である。すなわちこ
の第三実施例装置の受信装置では図３に示す第一実施例
装置の復調回路の端子ＩD から端子Ｉ／Ｑまでを図１０
のように置き換えることにより実現される。位相多重を
分離する直交関数はｈ1 ′，ｈ2 ′，ｈ3 ′，ｈ4 ′は
図９に示す送信装置の直交関数ｈ1 ，ｈ2 ，ｈ3 ，ｈ4
に対応して設定される。この装置を移動通信方式に利用
する場合には、基地局装置の送信装置は図９に示すよう
に複数チャネル（ここでは４チャネル）が位相多重され
るが、移動局装置では自局宛ての１チャネルのみを復調
すれば十分であり、図１０には１チャネル分のみｈ1 ′
が表示されている。端子Ｉ／Ｑ以降の構成は図３で説明
した第一実施例装置と同等である。
【００４３】この第三実施例装置では、位相多重する分
だけ周波数利用効率が向上する。この第三実施例装置の
動作について数式を用いて説明する。すなわちこの第三
実施例装置では、４つのシンボル系列に互いに直交する
４種類の直交関数ｈm(t)、ただし、ｍ＝１，…，４を乗
算することにより多重化する。ただし、ｈm(t)はチップ
ｋのとき ｈm(t)＝ｈm ，k （１０） であり、次式の正規直交条件を満たすものとする。
だけ周波数利用効率が向上する。この第三実施例装置の
動作について数式を用いて説明する。すなわちこの第三
実施例装置では、４つのシンボル系列に互いに直交する
４種類の直交関数ｈm(t)、ただし、ｍ＝１，…，４を乗
算することにより多重化する。ただし、ｈm(t)はチップ
ｋのとき ｈm(t)＝ｈm ，k （１０） であり、次式の正規直交条件を満たすものとする。
【００４４】
【数５】 この直交信号ｈm(t)の例としてはＷａｌｓｈ関数や周波
数オフセット信号がある。また、このような多重化され
た信号を受信する場合には、受信機で送信時に乗算した
信号と同一の関数を乗算する必要がある。
数オフセット信号がある。また、このような多重化され
た信号を受信する場合には、受信機で送信時に乗算した
信号と同一の関数を乗算する必要がある。
【００４５】図１０は送信側で多重化された１番目の信
号を受信するための構成例であり、復調回路ＩＱＤの後
でｈ1′(t)を乗算する。このとき、フェージングの影響
が小さく各チップのレベルがほぼ同一の場合は複素包絡
線変動Ａk の値がほぼ一定となるため、最小二乗法によ
り複素係数ｗk はその複素共役値Ａk *と等しくなる。し
たがって、各チップは一定の重みで合成されることとな
り、式（１１−ａ）によりｍ＝１の信号が抽出される。
またｍ≠１の信号は式（１１−ｂ）により０となる。フ
ェージングの影響が大きく、各チップにレベル差がある
ときには、最小二乗法により、レベルの大きいチップに
対してはより大きな重み付けが行われる。この場合、合
成される各チップのレベルは等しくならないため直交条
件が成立せず、ｍ≠１の信号を完全にキャンセルするこ
とができなくなる。しかしながら、レベルの大きいチッ
プに対して、より大きな重み付けを行う動作はダイバー
シチ受信における最大比合成とほぼ等価になるためダイ
バーシチ効果が期待できる。
号を受信するための構成例であり、復調回路ＩＱＤの後
でｈ1′(t)を乗算する。このとき、フェージングの影響
が小さく各チップのレベルがほぼ同一の場合は複素包絡
線変動Ａk の値がほぼ一定となるため、最小二乗法によ
り複素係数ｗk はその複素共役値Ａk *と等しくなる。し
たがって、各チップは一定の重みで合成されることとな
り、式（１１−ａ）によりｍ＝１の信号が抽出される。
またｍ≠１の信号は式（１１−ｂ）により０となる。フ
ェージングの影響が大きく、各チップにレベル差がある
ときには、最小二乗法により、レベルの大きいチップに
対してはより大きな重み付けが行われる。この場合、合
成される各チップのレベルは等しくならないため直交条
件が成立せず、ｍ≠１の信号を完全にキャンセルするこ
とができなくなる。しかしながら、レベルの大きいチッ
プに対して、より大きな重み付けを行う動作はダイバー
シチ受信における最大比合成とほぼ等価になるためダイ
バーシチ効果が期待できる。
【００４６】このようにコヒーレント合成においては多
重化が可能であり、周波数ホッピングに伴う信号帯域拡
大による周波数利用効率の低下を避けることができる。
この性質はコヒーレント検波によるものであって、ノン
コヒーレント検波にはない特徴である。
重化が可能であり、周波数ホッピングに伴う信号帯域拡
大による周波数利用効率の低下を避けることができる。
この性質はコヒーレント検波によるものであって、ノン
コヒーレント検波にはない特徴である。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によればコ
ヒーレント検波により優れた伝送特性の周波数ホッピン
グ方式を得ることができる。本発明の方式では、従来の
ノンコヒーレント検波の場合に比べて、同一誤り率を得
るためのキャリヤ対雑音比（ＣＮＲ，Carrier to Noise
Ratio) で理論的に６ｄＢ向上することが明らかである
とともに、入力変調信号を位相多重することができるか
ら、周波数利用効率を改善することができる効果があ
る。
ヒーレント検波により優れた伝送特性の周波数ホッピン
グ方式を得ることができる。本発明の方式では、従来の
ノンコヒーレント検波の場合に比べて、同一誤り率を得
るためのキャリヤ対雑音比（ＣＮＲ，Carrier to Noise
Ratio) で理論的に６ｄＢ向上することが明らかである
とともに、入力変調信号を位相多重することができるか
ら、周波数利用効率を改善することができる効果があ
る。
【図１】本発明第一実施例装置の送信装置ブロック構成
図。
図。
【図２】本発明第一実施例装置の受信装置ブロック構成
図。
図。
【図３】本発明第一実施例装置の受信装置に設けられる
復調回路（ＤＥＴ）のブロック構成図。
復調回路（ＤＥＴ）のブロック構成図。
【図４】本発明実施例装置の信号スペクトラムを説明す
る図。
る図。
【図５】本発明実施例装置の信号波形を説明する図。
【図６】本発明実施例装置の信号スペクトラムを説明す
る図。
る図。
【図７】本発明実施例装置の信号スペクトラムを説明す
る図。
る図。
【図８】本発明第二実施例装置の送信装置ブロック構成
図。
図。
【図９】本発明第三実施例装置の送信装置ブロック構成
図。
図。
【図１０】本発明第三実施例装置の受信装置要部のブロ
ック構成図。
ック構成図。
【図１１】従来例装置送信装置のブロック構成図。
【図１２】従来例装置受信装置のブロック構成図。
Claims (5)
- 【請求項１】 入力変調信号のシンボル系列のうちの１
シンボルをＫ個（Ｋは２以上の整数）の時系列的に変化
するキャリヤ周波数により変調する変調回路を備えた送
信装置と、 この送信装置の送信信号を受信して前記Ｋ個の時系列的
に変化するキャリヤ周波数に同期して時系列的に変化す
るローカル周波数により復調する復調回路を備えた受信
装置とを備えた周波数ホッピング通信方式において、 前記キャリヤ周波数および前記ローカル周波数はその周
波数の変化時点で位相が連続であり、 前記復調回路は、１シンボルに対応するＫ個の複素包絡
線を入力とする合成回路（ＣＳＵＭ）と、この合成回路
の出力からシンボルを判定する判定回路（ＤＥＣ）とを
含むことを特徴とする周波数ホッピング通信方式。 - 【請求項２】 前記合成回路（ＣＳＵＭ）は最小二乗法
により出力を演算する手段を含む請求項１記載の周波数
ホッピング通信方式。 - 【請求項３】 前記Ｋ個の複素包絡線に前記合成回路
（ＣＳＵＭ）の入力前にそれぞれ複素係数（ｗ1 〜
ｗK ）を乗算する乗算回路（ＣＭ1 〜ＣＭK ）と、前記
判定回路（ＤＥＣ）の入力および出力の差分を演算する
差分回路（ＣＳＵＢ）と、この差分が小さくなるように
前記複素係数を前記Ｋ個の複素包絡線に対応して発生す
る演算制御回路（ＣＣＯＮＴ）とを備えた請求項１また
は２記載の周波数ホッピング通信方式。 - 【請求項４】 前記演算制御回路（ＣＣＯＮＴ）は、前
記送信装置からあらかじめ設定された信号パターンのト
レーニング信号が送信されたときに前記複素係数の初期
値を設定する手段を含む請求項３記載の周波数ホッピン
グ通信方式。 - 【請求項５】 前記入力変調信号が複数の変調信号が位
相多重された信号である請求項１記載の周波数ホッピン
グ通信方式。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31231792A JP2700746B2 (ja) | 1992-11-20 | 1992-11-20 | 周波数ホッピング通信方式 |
| EP93308729A EP0599500B1 (en) | 1992-11-20 | 1993-11-01 | Frequency diversity transmitter and receiver |
| DE69328406T DE69328406T2 (de) | 1992-11-20 | 1993-11-01 | Frequenzdiversitysender und -Empfänger |
| US08/154,411 US5504783A (en) | 1992-11-20 | 1993-11-19 | Frequency diversity transmitter and receiver |
| CA002109530A CA2109530C (en) | 1992-11-20 | 1993-11-19 | Frequency diversity transmitter and receiver system |
| FI935149A FI110462B (fi) | 1992-11-20 | 1993-11-19 | Taajuusdiversiteettilähetin ja -vastaanotin |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31231792A JP2700746B2 (ja) | 1992-11-20 | 1992-11-20 | 周波数ホッピング通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06164537A true JPH06164537A (ja) | 1994-06-10 |
| JP2700746B2 JP2700746B2 (ja) | 1998-01-21 |
Family
ID=18027793
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31231792A Expired - Lifetime JP2700746B2 (ja) | 1992-11-20 | 1992-11-20 | 周波数ホッピング通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2700746B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH104392A (ja) * | 1996-02-26 | 1998-01-06 | Lucent Technol Inc | 複数ビーム無線遠隔通信システム |
| KR100396098B1 (ko) * | 1998-11-06 | 2003-08-27 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 오에프디엠 송수신 장치, 기지국 장치, 통신 단말 장치 및 오에프디엠 송수신 방법 |
| JP2011250441A (ja) * | 1998-07-10 | 2011-12-08 | Qualcomm Incorporated | 符号分割多重アクセスチャネルを使用した高速データ送受信のための方法及び装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009273021A (ja) | 2008-05-09 | 2009-11-19 | Nec Electronics Corp | 周波数ホッピングを有する無線通信装置と受信方法 |
-
1992
- 1992-11-20 JP JP31231792A patent/JP2700746B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH104392A (ja) * | 1996-02-26 | 1998-01-06 | Lucent Technol Inc | 複数ビーム無線遠隔通信システム |
| JP2011250441A (ja) * | 1998-07-10 | 2011-12-08 | Qualcomm Incorporated | 符号分割多重アクセスチャネルを使用した高速データ送受信のための方法及び装置 |
| KR100396098B1 (ko) * | 1998-11-06 | 2003-08-27 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 오에프디엠 송수신 장치, 기지국 장치, 통신 단말 장치 및 오에프디엠 송수신 방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2700746B2 (ja) | 1998-01-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6459721B1 (en) | Spread spectrum receiving apparatus | |
| US5583884A (en) | Spread spectrum modulation and demodulation systems which accelerate data rate without increasing multilevel indexing of primary modulation | |
| USRE38603E1 (en) | Data transmitter and receiver of a spread spectrum communication system using a pilot channel | |
| EP0725496B1 (en) | Frequency offset cancellation apparatus | |
| US7167456B2 (en) | Apparatus for estimating propagation path characteristics | |
| US5488629A (en) | Signal processing circuit for spread spectrum communications | |
| CA2148366C (en) | Code division multiple access transmitter and receiver | |
| JP2780690B2 (ja) | 符号多重化通信装置 | |
| JPH07202758A (ja) | マルチキャリア・スペクトル拡散信号変調／復調方法およびシステム | |
| GB2354678A (en) | CDMA receiver capable of estimating frequency offset from complex pilot symbols | |
| JPH08195703A (ja) | 無線通信装置 | |
| CA2136592C (en) | Communication method/apparatus/system capable of performing fdma transmission | |
| KR100393647B1 (ko) | 주파수 편차를 사용하여 스펙트럼 확산 통신 동기를 확립하는 방법 및 장치와 그 장치를 갖는 수신기 | |
| JP3004147B2 (ja) | 周波数ダイバーシチ伝送装置 | |
| JP2700746B2 (ja) | 周波数ホッピング通信方式 | |
| US6038249A (en) | Spectrum spread transmission method and apparatus | |
| US5832023A (en) | Spread spectrum receiver using absolute-value determination for code tracking | |
| JP3243776B2 (ja) | 周波数ホッピング伝送方法 | |
| JPH07154129A (ja) | Ｌｍｓ方式のアダプティブアレイアンテナ装置 | |
| JP3987026B2 (ja) | スペクトル拡散通信装置 | |
| JP3417024B2 (ja) | パイロット信号検出回路 | |
| JPH07107128A (ja) | ディジタル変復調方法及びディジタル復調装置 | |
| JP2537517B2 (ja) | スペクトラム拡散通信装置 | |
| JP3030230B2 (ja) | 拡散通信システムの受信装置 | |
| JP2546068Y2 (ja) | スペクトル拡散による無線送受信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071003 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081003 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091003 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101003 Year of fee payment: 13 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111003 Year of fee payment: 14 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121003 Year of fee payment: 15 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131003 Year of fee payment: 16 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131003 Year of fee payment: 16 |