JPH06165497A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】チョッパー回路を用いた電源装置において、入
力電流波形が正弦波に顕著に追従できない区間につい
て、入力電流波形の正弦波への追従を改善する。 【構成】交流電源ＡＣを全波整流器ＤＢで整流し、イン
ダクタＬ₁ とスイッチング素子Ｑ₁ 及びダイオードＤ₁
を備えるチョッパー回路により平滑する電源装置におい
て、入力電流波形が正弦波に顕著に追従できない区間で
は、スイッチング素子Ｑ₁ のオン区間を長くする。又
は、インダクタＬ₁ の値を小さくする。 【効果】スイッチング素子Ｑ₁ の制御回路の遅延時間に
よって生じるスイッチング素子Ｑ₁ の負方向の電流量よ
りも正方向の電流量を多くすることにより、入力電流波
形の正弦波への追従を改善し、入力電流の高調波成分を
低減できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、チョッパー回路を用い
た電源装置に関するものであり、商用電源からの入力電
流を休止区間の少ない正弦波に近い波形としながら直流
出力を得るような用途に利用されるものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、商用電源の交流電圧を整流平滑し
た直流電圧をインバータ等によって高周波に変換して、
負荷（例えば放電灯）に電力を供給する装置が広く用い
られている。この種の装置において、商用交流電圧の整
流出力を平滑しているのは、放電灯負荷のような場合、
供給される高周波電流の包絡線が商用交流周期で変動し
ないようにすることにより、放電灯の再点弧現象を実質
的に無くし、放電灯の発光効率を向上させて装置の消費
電力を少なくし、光のちらつきも無くして性能を向上さ
せるためである。しかしながら、商用交流電圧を整流平
滑すると、商用電源から平滑コンデンサへ流入する電流
が商用交流電圧のピーク値付近のみで流れることにな
り、商用交流電圧の半サイクル毎に休止期間を持つピー
ク値の高い電流となるため、入力力率が悪く、また交流
基本波に対して多くの高次高調波電流成分を含むことに
なり、同じ交流配電系に継がれる他の機器への高調波ノ
イズの混入等の悪影響があった。そのため、入力電流の
力率を高くすると共に、高調波成分を低減し、且つ可能
な限り平坦な直流平滑電圧を供給するために、以下に述
べるような工夫がなされている。

【０００３】図２３は従来例の回路図である。以下、そ
の回路構成について説明する。交流電源ＡＣは全波整流
器ＤＢの交流入力端子に接続されている。全波整流器Ｄ
Ｂの直流出力端子には、パワーＭＯＳＦＥＴよりなるス
イッチング素子Ｑ₁ を介してインダクタＬ₁ が接続され
ている。スイッチング素子Ｑ₁ の両端には、逆流阻止用
のダイオードＤ₁ を介して平滑用のコンデンサＣ₁ が接
続されている。平滑用のコンデンサＣ₁ の両端には、負
荷Ｚが接続されている。インダクタＬ₁ とスイッチング
素子Ｑ₁ 及びダイオードＤ₁ は昇圧型のチョッパー回路
ＣＨＰを構成している。交流電源ＡＣの一端と全波整流
器ＤＢの接地された出力端子の間には、半波整流用のダ
イオードＤ₂ と限流用の抵抗Ｒ₂ を介して平滑用のコン
デンサＣ ₂ と電圧規制用のツェナーダイオードＺＤ₁ が
接続されている。コンデンサＣ₂に得られる直流電圧
は、タイマー回路ＩＣ₁ の電源端子（８番ピン）と接地
端子（１番ピン）の間に印加されている。タイマー回路
ＩＣ₁ は汎用のタイマーＩＣ（例えば、日本電気株式会
社製造のμＰＣ１５５５）よりなり、そのトリガ端子
（２番ピン）とスレッショルド端子（６番ピン）及び放
電端子（７番ピン）には、抵抗Ｒ₄ ，Ｒ₅ とコンデンサ
Ｃ₄ よりなる時定数回路が図示されたように接続され
て、無安定マルチバイブレータとして使用されている。
コンデンサＣ₂ の両端には、抵抗Ｒ₃ とコンデンサＣ₃
の直列回路よりなる遅延回路が接続されており、コンデ
ンサＣ₃ の電位は周波数制御端子（５番ピン）に入力さ
れている。出力端子（３番ピン）に得られる高周波の矩
形波信号は、バッファ回路ＩＣ₂ （例えば、日本電気株
式会社製造のμＰＤ４０５０）を介してスイッチング素
子Ｑ₁の制御電極に入力されている。スイッチング素子
Ｑ₁ がＯＮすると、インダクタＬ₁ にエネルギーが蓄積
され、スイッチング素子Ｑ₁ がＯＦＦすると、インダク
タＬ₁ に自己誘導起電力が発生し、これが商用電源ＡＣ
の全波整流出力電圧に重畳されて平滑用のコンデンサＣ
₁ に充電されるものである。

【０００４】図２３の従来例において、インダクタＬ₁
に流れる電流、スイッチング素子Ｑ ₁ に印加される電圧
の波形を図２４に示す。時刻ｔ₁ でスイッチング素子Ｑ
₁ がＯＮして、インダクタＬ₁ に流れる電流が徐々に増
えて行き、時刻ｔ₂ でスイッチング素子Ｑ₁ がＯＦＦす
ると、以後、インダクタＬ₁ に蓄積されたエネルギーを
放出して行き、電流が徐々に減少して行く。そして、時
刻ｔ₃ にインダクタＬ ₁ の電流が０になると、図２５の
破線で示すように、スイッチング素子Ｑ₁ やダイオード
Ｄ₁ の浮遊容量Ｃ₆ ，Ｃ₇ に蓄えられた電荷により、イ
ンダクタＬ₁ に逆方向の電流が流れて、全波整流器ＤＢ
の浮遊容量Ｃ₅ を通じてＬＣ共振が生じる。このため、
時刻ｔ₃ 〜ｔ₄ の間、スイッチング素子Ｑ₁ には共振電
圧が印加され、スイッチング素子Ｑ₁ や全波整流器ＤＢ
へのストレスが大きくなるという問題があった。また、
時刻ｔ₃ 〜ｔ₄ のような電流休止期間が長いと、高調波
成分の多い入力電流となる。つまり、入力電圧が正弦波
の場合、入力電圧のピーク値付近では時刻ｔ₃ 〜ｔ₄ の
ような電流休止期間は短くなり、逆に、入力電圧の低い
区間では電流休止期間が長くなるため、図２６に示すよ
うに、入力電圧のピーク値付近での入力電流は多く、入
力電圧の低い区間での入力電流は少なくなるという問題
があり、何らかの波形補正回路が必要であった。

【０００５】そこで、図２７に示すように、電流休止期
間を完全に無くして、インダクタＬ ₁ のエネルギーが完
全に放出される前に、スイッチング素子Ｑ₁ をＯＮさせ
てインダクタＬ₁ に電流を流す方法が考えられるが、こ
の場合、ダイオードＤ₁ に電流が流れている状態でコン
デンサＣ₁ の逆電圧が印加されるため、ダイオードＤ ₁
のリカバリー電流Ｉｒが流れ、ダイオードＤ₁ のストレ
スも大きくなる。また、インダクタＬ₁ に電流ｉが流れ
続けるので、インダクタＬ₁ の蓄積エネルギー（Ｌ₁ ×
ｉ² ／２）が増えて行き、インダクタＬ₁ が飽和する等
の問題がある。したがって、図２８の回路に示すよう
に、インダクタＬ₁ のエネルギーを完全に放出して、か
つ休止期間を無くす制御が必要とされる。

【０００６】以下、図２８の回路構成について説明す
る。交流電源ＡＣは全波整流器ＤＢの交流入力端子に接
続されている。全波整流器ＤＢの直流出力端子には、小
容量のコンデンサＣ₈ が接続されている。コンデンサＣ
₈ の両端には、パワーＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチン
グ素子Ｑ₁ を介してインダクタＬ₁ が接続されている。
Ｄｓはスイッチング素子Ｑ₁ の逆方向寄生ダイオードで
ある。スイッチング素子Ｑ₁ の両端には、逆流阻止用の
ダイオードＤ₁ を介して平滑コンデンサＣ₁ が接続され
ている。平滑コンデンサＣ₁ の両端には、負荷Ｚが接続
されている。負荷Ｚの両端には、電圧検出用の抵抗Ｒ
₆ ，Ｒ₇ の直列回路が接続されている。抵抗Ｒ₆ ，Ｒ₇
の接続点の電位は、差動増幅器ＩＣ₃ に入力されて基準
電位Ｖｒｅｆとの差に相当する電圧が増幅されて電圧比
較器ＩＣ₄ の負入力端子に接続される。差動増幅器ＩＣ
₃ には帰還インピーダンスとしてコンデンサＣ₁₀が接続
されている。電圧比較器ＩＣ₄ の正入力端子にはコンデ
ンサＣ₉ が接続されている。コンデンサＣ₉ の両端に
は、トランジスタＱ₂ が並列的に接続されている。トラ
ンジスタＱ₂ のベースには、フリップフロップＦＦの反
転出力端子Ｑ’が接続されている。フリップフロップＦ
Ｆの出力端子Ｑは、抵抗Ｒ₁ を介してスイッチング素子
Ｑ₁ の制御電極に接続されている。フリップフロップＦ
Ｆのリセット端子Ｒは電圧比較器ＩＣ₄ の出力端子に接
続されており、セット端子Ｓは検出器ＩＣ₅の出力端子
に接続されている。スイッチング素子Ｑ₁ に流れる電流
は、抵抗Ｒ₈により電圧に変換されて検出器ＩＣ₅ に入
力されている。トランジスタＱ₃ には抵抗Ｒ₉ を介して
一定の電流が流れて、これと同じ電流がトランジスタＱ
₄ を介してコンデンサＣ₉ に流れる。

【０００７】この回路のタイムチャートを図２９に示
す。まず、時刻ｔ₁ では、検出器ＩＣ ₅ がインダクタＬ
₁ とスイッチング素子Ｑ₁ あるいはダイオードＤ₁ と平
滑用コンデンサＣ₁ を通って抵抗Ｒ₈ に流れる電流が０
になることを検出してＨｉｇｈレベルの信号を出力す
る。これにより、フリップフロップＦＦのセット端子Ｓ
に信号が入り、その出力端子ＱからはＨｉｇｈレベルの
信号が、また、反転出力端子Ｑ’からはＬｏｗレベルの
信号が出てスイッチング素子Ｑ₁ をオン、トランジスタ
Ｑ₂ をオフする。次に、時刻ｔ₁ 〜ｔ₂ の期間では、ト
ランジスタＱ₂ がオフされており、トランジスタＱ₃ ，
Ｑ₄ によるカレントミラー回路で制御電源電圧Ｖｃｃと
抵抗Ｒ₉ によって決まる電流がコンデンサＣ₉ を充電
し、コンデンサＣ₉ の両端電圧が直線的に増加して行
く。抵抗Ｒ₆ ，Ｒ₇ による分圧電位は、基準電位Ｖｒｅ
ｆと共に差動増幅器ＩＣ₃ に入力されて、差動増幅器Ｉ
Ｃ₃ の出力は或るレベルで一定となっている。その電圧
レベルにコンデンサＣ₉ の両端電圧が達すると、時刻ｔ
₂ で電圧比較器ＩＣ₄ からＨｉｇｈレベルの信号が出力
され、リセット端子Ｒに入力される。これにより、フリ
ップフロップＦＦの出力端子ＱからＬｏｗレベルの信号
が、また、反転出力端子Ｑ’からはＨｉｇｈレベルの信
号が出力されて、スイッチング素子Ｑ₁ はオフ、トラン
ジスタＱ₂ はオンとなる。さらに、時刻ｔ₂ 〜ｔ₃ の期
間では、スイッチング素子Ｑ₁ がオンしている間にイン
ダクタＬ₁ 、スイッチング素子Ｑ₁ 、抵抗Ｒ₈ を通じて
流れていた電流によりインダクタＬ₁ に蓄えられたエネ
ルギーが、スイッチング素子Ｑ₁ がオフしたときに放出
され、インダクタＬ₁ からダイオードＤ₁ 、コンデンサ
Ｃ₁ 、抵抗Ｒ₈ へと電流が流れて、コンデンサＣ₁ が充
電される。また、上述のようにコンデンサＣ₁ が充電さ
れている間は、トランジスタＱ₂ がオンするため、コン
デンサＣ₉ の電位は上昇しない。そして、インダクタＬ
₁ のエネルギーによる電流が流れ終えると、時刻ｔ
₃ （又はｔ₁ ）で、抵抗Ｒ₈ を流れる電流がゼロとな
り、以下、同じ動作を繰り返す。このように、時刻ｔ₁
〜ｔ₂ の区間を一定にして、インダクタＬ₁ に流れる電
流がゼロになることを検出して、スイッチング素子Ｑ₁
のオン信号が入るタイミングを制御することにより、イ
ンダクタＬ₁ に流れる電流の休止区間を無くすことがで
きる。このため、高調波成分の比較的少ない入力電流波
形となる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところが、図２８の従
来例においても入力電圧を全波整流した脈流波形の電圧
の低い部分（谷の部分）においては、図３０に示すよう
に、入力電流波形が正弦波に顕著に追従できない区間Ｔ
ｘ（追従不可区間）を生じる。すなわち、上述の制御動
作のうち、抵抗Ｒ₈ を流れる電流がゼロになるのを検出
してからスイッチング素子Ｑ₁ にＯＮ信号を出すまでの
間に、実際には回路動作上、遅延時間ｔｓが生じてしま
う。そのために、図３１や図３２に示すように、インダ
クタＬ₁ を流れる電流がゼロになった後に、遅延時間ｔ
ｓの間だけ図２５で述べたような浮遊容量とインダクタ
Ｌ₁ の共振電流が流れてしまい、スイッチング素子Ｑ₁
がオンしてもスイッチング素子Ｑ₁ の電流が負の向きか
ら流れ出すことになる。ところで、インダクタＬ₁ の充
放電電流の増加の度合い（傾き）は、充電時にはＶｉｎ
／Ｌ₁ となり、放電時には（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）／Ｌ₁
となる。ここで、Ｖｉｎはチョッパーの入力電圧、Ｖｏ
ｕｔはチョッパーの出力電圧である。出力電圧Ｖｏｕｔ
は略一定であるので、スイッチング素子Ｑ₁ のスイッチ
ング時の入力電圧Ｖｉｎの値により充電時と放電時にイ
ンダクタＬ₁ を流れる電流の傾きは異なり、入力電圧Ｖ
ｉｎが大きいとき（脈流の山の部分）においては、充電
時の傾きは大きく、放電時の傾きは小さい。また、入力
電圧Ｖｉｎが小さいとき（脈流の谷の部分）において
は、充電時の傾きは小さく、放電時の傾きは大きい。し
たがって、前述のように制御回路の遅延時間ｔｓが生じ
たときに、同じ遅延時間ｔｓであっても、図３１、図３
２に示すように、スイッチング素子Ｑ₁ を流れる電流の
負方向の電流量Ｊ₁ が異なってしまう。図３１は入力電
圧Ｖｉｎが小さいときにインダクタＬ₁ を流れる電流波
形、図３２は入力電圧Ｖｉｎが大きいときにインダクタ
Ｌ₁ を流れる電流波形である。したがって、スイッチン
グ素子Ｑ₁ のオン区間Ｔ₁ （＝ｔ₂ −ｔ₁ ）を一定にす
るように制御しても、実際のオン区間Ｔ ₂ は入力電圧Ｖ
ｉｎが小さいときと大きいときで異なってしまう。ここ
で、図３１に示すようにスイッチング素子Ｑ₁ のオン時
に流れる負方向の電流量（斜線部Ｊ₁ ）と正方向の電流
量（横線部Ｊ₂ ）がＪ₁ ＞Ｊ₂ となるとき、図３０に示
したような入力電流波形が正弦波に追従できない追従不
可区間Ｔｘが顕著に生じてしまう。このために入力波形
に高調波成分が生ずることになる。以上のように、チョ
ッパー回路のスイッチング素子のオン区間を一定に制御
する方式では、入力電流波形が正弦波に顕著に追従でき
ない部分が生じる。これにより、入力電流波形に高調波
成分が生じてしまう。

【０００９】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、チョッパー回路を用いた電源装置において、
少なくとも入力電流波形が正弦波に顕著に追従できない
区間において、入力電流波形の正弦波への追従を改善す
ることを目的とするものである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明の電源装置にあっ
ては、上記の課題を解決するために、交流電源ＡＣと、
交流電源ＡＣの交流電圧を全波整流する全波整流器ＤＢ
と、全波整流器ＤＢの整流出力をスイッチング素子Ｑ₁
により断続させることによりインダクタＬ₁ に断続的に
エネルギーを蓄積し、このインダクタＬ₁ の蓄積エネル
ギーを逆流阻止用のダイオードＤ₁ を介して放出するよ
うに構成されたチョッパー回路と、前記インダクタＬ₁
に流れる電流がゼロになったことを検出してから一定期
間にわたり前記スイッチング素子Ｑ₁ をオンするように
制御する制御回路とを有する電源装置において、全波整
流後の脈流波形に基づいて少なくとも前記スイッチング
素子Ｑ₁ がオンしている間に流れる正方向の電流量が負
方向の電流量に比べて多くなるように前記スイッチング
素子Ｑ₁ のオン区間を制御する回路を付加したことを特
徴とするものである。なお、スイッチング素子Ｑ₁ のオ
ン区間は段階的に制御してもよいし、連続的に制御して
も良い。また、オン区間を制御する代わりに、インダク
タＬ₁ の値を変化させても良い。

【００１１】

【作用】上述のように、入力波形が正弦波に顕著に追従
できない区間は、チョッパー回路のオン区間が一定とな
るように制御されたスイッチング素子Ｑ₁ がオンしてい
る時にインダクタＬ₁ からスイッチング素子Ｑ₁ へと流
れる電流において、制御回路の動作の遅延時間により生
じる負方向の電流が正方向の電流よりも多くなってしま
う為に、つまり、図３１のようになってしまうために生
じてしまう。それを改善するための本発明の動作を図３
３に示す。

【００１２】図３３では、従来一定であるスイッチング
素子Ｑ₁ のオン区間（ｔ₁ 〜ｔ₂ ）で負方向の電流量
（斜線部Ｊ₁ ）よりも正方向の電流量（横線部Ｊ₂ ）が
少ない場合（Ｊ₁ ＞Ｊ₂ となる場合）に少なくともＪ₁
＜Ｊ₂ ＋Ｊ₂ ’となるようにオン区間をｔ₂ からｔ₂ ’
まで広げて、図３１のようにはならないように改善した
ものである。少なくとも入力電流波形が正弦波に顕著に
追従していない区間において、前述のようにオン区間を
広げてやれば入力電流波形の高調波成分は減る。

【００１３】なお、スイッチング素子Ｑ₁ のオン区間を
広げる代わりに、インダクタＬ₁ の値を変化させても同
様の条件を満足させることができる。

【００１４】

【実施例】図１は本発明の第１実施例の回路図である。
本実施例では、図２８の従来例において、全波整流器Ｄ
Ｂの正出力端子を、抵抗Ｒ₁₀とダイオードＤ₃ を介して
コンデンサＣ₉ の正極に接続したものである。このた
め、全波整流器ＤＢから出力される脈流波形に応じて、
コンデンサＣ₉ の充電速度が変化する。その他の構成
は、図２８の従来例と同様である。図２８の従来例で
は、抵抗Ｒ₉ により決定される電流とコンデンサＣ₉ の
容量に応じて、コンデンサＣ₉ の両端電位の増加の傾き
が一定となり、スイッチング素子Ｑ₁ のオン区間も一定
となるように制御されていた。これに対して、本実施例
では、抵抗Ｒ₁₀とダイオードＤ₃ の直列回路を、図１の
ように、全波整流出力とコンデンサＣ₉ の間に接続する
ことにより、コンデンサＣ₉ の充電速度を全波整流後の
脈流波形に基づいて変化させている。すなわち、コンデ
ンサＣ₉ に流れる電流は、図２に示すように、従来の抵
抗Ｒ₉により決定される一定の電流Ｉａに脈流電流Ｉｂ
が重畳されることになり、入力電圧がゼロに近い部分
（脈流波形の谷の部分）では、入力電圧がピークに近い
部分（脈流の山の部分）よりもコンデンサＣ₉ の両端電
位の増加の傾きが小さくなり、スイッチング素子Ｑ₁ の
オン区間は比較的広がったものとなる。ここで、抵抗Ｒ
₉ の値と、抵抗Ｒ₁₀の値を変化させ、電流ＩａとＩｂの
割合を変えることにより、入力電流波形が正弦波に顕著
に追従しない区間で図３３のようなスイッチングを行
い、入力電流波形を正弦波にできるだけ追従させて入力
電流の高調波成分を減らすことができる。

【００１５】図３は本発明の第２実施例の回路図であ
る。上述の図２８の従来例では、電圧比較器ＩＣ₄ の負
入力端子に印加される基準電圧は、チョッパー回路の出
力電圧を抵抗Ｒ₆ ，Ｒ₇ により検出し、差動増幅器ＩＣ
₃ でフィードバックをかけることにより一定に保たれて
いた。チョッパーの出力電圧は一定であり、また、コン
デンサＣ₉ の容量と、コンデンサＣ₉ に流れ込む一定電
流で決まるコンデンサＣ ₉ の両端電位の増加の傾きが一
定であることから、スイッチング素子Ｑ₁ のオン時間は
一定になっていた。本実施例では、図３１のように、少
なくともＪ₁ ＞Ｊ ₂ となるところで、図３３のように、
Ｊ₁ ＜Ｊ₂ ＋Ｊ₂’となるように、スイッチング素子Ｑ
₁ のオン区間を広げるために、抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂、トラン
ジスタＱ₅，Ｑ₆ で構成されるカレントミラー回路と抵
抗Ｒ₁₃を、図３のように追加する。これによりカレント
ミラー回路を流れる電流Ｉｃが入力電圧の全波整流波形
と同じ脈流波形で流れ、電圧比較器ＩＣ₄ の負入力端子
の基準電位は差動増幅器ＩＣ ₃ の出力電位から、Ｉｃ×
Ｒ₁₃の電圧降下分だけ降下した波形となる。各部の波形
は図４のようになり、脈流波形の電圧の低い谷の部分の
スイッチング素子Ｑ₁のオン時間は、電圧の高い山の部
分に比べて長くなる。抵抗Ｒ₇ の値と電流Ｉｃ、抵抗Ｒ
₁₃の値を変化させ、差動増幅器ＩＣ₃ の出力電位とＩｃ
×Ｒ₁₃でドロップする電位の割合を変えることにより、
少なくとも図３１のようにＪ₁ ＞Ｊ₂ となるところを、
図３３のようにＪ₁ ＜Ｊ₂ ＋Ｊ₂’となるように設定し
て、入力電流波形が正弦波に顕著に追従できなくなる区
間の波形を改善し、入力電流の高調波成分を減らすこと
ができる。

【００１６】図５は本発明の第３実施例の回路図であ
る。本実施例では、全波整流器ＤＢの整流出力端に、抵
抗Ｒ₁₄，Ｒ₁₅の直列回路が接続されている。抵抗Ｒ₁₄，
Ｒ₁₅の接続点の電位は検出器ＩＣ₆ に入力されている。
検出器ＩＣ₆ の出力はトランジスタＱ₇ のベースに接続
されている。トランジスタＱ₇ は抵抗Ｒ₁₇と直列接続さ
れて抵抗Ｒ₉ の両端に並列接続されている。その他の構
成は図２８の従来例と同様である。

【００１７】以下、本実施例の動作について説明する。
全波整流器ＤＢから出力される脈流波形は抵抗Ｒ₁₄，Ｒ
₁₅により分圧されて検出器ＩＣ₆ に入力される。検出器
ＩＣ ₆ では入力電圧を基準電位と比較し、入力電圧が基
準電位よりも高い区間では、トランジスタＱ₇ にＯＮ信
号を与える。基準電位は追従不可区間Ｔｘの始まる電位
に設定してある。脈流波形の山の部分でトランジスタＱ
₇ にＯＮ信号が入ると、抵抗Ｒ₉ とＲ₁₇が並列接続状態
になるため、トランジスタＱ₃ ，Ｑ₄ を流れる電流が増
える。このため、コンデンサＣ₉ の充電速度が速くな
り、トランジスタＱ₇ のＯＦＦ時（脈流の谷の部分）に
比べて、スイッチング素子Ｑ₁ のＯＮ時間が短くなる。
そのため、図６のように、スイッチング素子Ｑ₁ のＯＮ
時間が決定される。検出器ＩＣ₆ の検出出力により、図
３１に示すように、Ｊ₁ ≧Ｊ₂ となる区域では、トラン
ジスタＱ₇ をＯＦＦし、スイッチング素子Ｑ₁ のＯＮ時
間を広げて、逆に、図３２に示すように、Ｊ₁ ＜Ｊ₂ の
区域では、トランジスタＱ₇をＯＮし、スイッチング素
子Ｑ₁ のＯＮ時間を縮めることによって追従効果を出
す。トランジスタＱ₃ 側の抵抗Ｒ₉ とＲ₁₇の値はすべて
の区間でＪ₁ ＜Ｊ₂ となるように設定するものである。

【００１８】図７は本発明の第４実施例の回路図であ
る。本実施例では、図５に示した第３実施例において、
検出器ＩＣ₆ での検出レベルの数を増やしたものであ
る。脈流波形の電位が上昇するにつれてトランジスタＱ
₇ ，Ｑ₈ ，Ｑ₉ ，…，Ｑｎを順にＯＮして行き、抵抗Ｒ
₁₇，Ｒ₁₈，Ｒ₁₉，…，Ｒｎを順に抵抗Ｒ₉ に対して並列
接続状態にして行く。逆に脈流波形の電位が減少して行
くとトランジスタＱｎ〜Ｑ ₇ へと逆にＯＦＦして行く。
この結果、スイッチング素子Ｑ₁ のＯＮ時間は脈流波形
の山の部分から谷の部分に向かって徐々に広がることに
なり、入力電流の入力電圧への追従効果を第３実施例よ
りも更に細かく制御できる。

【００１９】図８は本発明の第５実施例の回路図であ
る。本実施例においても図５に示した第３実施例と同様
に、抵抗Ｒ₁₄，Ｒ₁₅により脈流波形を検出し、検出器Ｉ
Ｃ₆ で基準電位と比較し、トランジスタＱ₇ をＯＮ／Ｏ
ＦＦさせる信号を出力する。脈流波形の谷の部分でトラ
ンジスタＱ₇ にＯＮ信号が入ると、抵抗Ｒ₇ ，Ｒ₁₇が並
列接続状態になり、Ａ点の電位が下がる。Ａ点の電位が
下がると、図９のように差動増幅器ＩＣ₃ の出力が上昇
し、電圧比較器ＩＣ₄ の負入力端子のレベルが上がるこ
とになり、その結果、コンデンサＣ₉ の充電時間が長く
なり、スイッチング素子Ｑ₁ のＯＮ時間がトランジスタ
Ｑ₇ のＯＦＦ時（脈流の山の部分）に比べて長くなる。
検出器ＩＣ₆ の検出出力により、Ｊ₁ ≧Ｊ₂ となる区間
とＪ₁ ＜Ｊ ₂ となる区間との少なくとも２区間に分け
て、Ｊ₁ ≧Ｊ₂ の区間ではトランジスタＱ₇ をＯＮし
て、スイッチング素子Ｑ₁ のＯＮ時間を長くし、Ｊ₁ ＜
Ｊ₂ の区間ではトランジスタＱ₇ をＯＦＦして、スイッ
チング素子Ｑ₁ のＯＮ時間を短くすることによって追従
効果を出す。抵抗Ｒ₇ ，Ｒ₁₇の値は図５に示した第３実
施例と同じ条件で設定する。

【００２０】図１０は本発明の第６実施例の回路図であ
る。本実施例においても第５実施例と同じく脈流波形の
検出出力に応じて抵抗Ｒ₁₇，Ｒ₁₈，…，Ｒｎとトランジ
スタＱ₇ ，Ｑ₈ ，…，Ｑｎを用いてＡ点の電位を変化さ
せることによって差動増幅器ＩＣ₃ の出力、即ち、電圧
比較器ＩＣ₄ の負入力端子のレベルを変化させ、スイッ
チング素子Ｑ₁ のＯＮ時間を変化させるものであるが、
図７の第４実施例と同様に、脈流波形の検出レベルの数
を増やし、脈流波形の電位が減少するにつれて、トラン
ジスタＱ₇ 〜Ｑｎを順にＯＮして行き、抵抗Ｒ₁₇〜Ｒｎ
と順に抵抗Ｒ₇に対して並列接続状態にして行く。逆
に、検出電位が増加すると、トランジスタＱｎ〜Ｑ₅ へ
とＯＦＦしていく。この結果、図７の第４実施例と同
様、細かい追従効果が得られる。

【００２１】図１１は本発明の第７実施例の回路図であ
る。本実施例では、少なくともスイッチング素子Ｑ₁ の
負方向の電流量Ｊ₁ と正方向の電流量Ｊ₂ が図３１に示
すようにＪ₁ ＞Ｊ₂ となる場合に、図３４のように、一
定オン時間であっても、流れる電流の傾きを大きくする
ことにより、負の向きの電流量Ｊ₁ ’と正の負の電流量
Ｊ₂ ’が、Ｊ₁ ’＜Ｊ₂ ’となる制御を加えるものであ
る。これにより、入力電流波形が正弦波に追従できない
区間（追従不可区間）を改善し、入力電流から高調波成
分を減らすことができる。この制御を行うために、本実
施例では、インダクタＬ₁ ，Ｌ₂ の直列回路が使用され
ており、インダクタＬ₁ の両端にはスイッチング素子Ｑ
₁₀が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ₁₀には、
制御部２から駆動信号が入力されている。制御部２に
は、全波整流器ＤＢの出力電圧を抵抗Ｒ₁₄，Ｒ₁₅により
分圧した電圧が入力されている。

【００２２】以下、本実施例の動作について説明する。
スイッチング素子Ｑ₁ は、チョッパー回路のインダクタ
Ｌ₁ ，Ｌ₂ に流れる電流がゼロになると、制御部１から
オン信号を与えられて、一定のオン時間で動作するよう
に制御されている。ただし、インダクタＬ₁ ，Ｌ₂ を流
れる電流がゼロになってからスイッチング素子Ｑ₁ がオ
ンするまでに制御部１の動作に遅延時間を生じている。
この遅延時間のために入力電流波形に追従不可区間が生
じている。これを改善するために、図３２のようにイン
ダクタからスイッチング素子Ｑ₁ へと流れる電流の負方
向の電流量Ｊ₁が正方向の電流量Ｊ₂ と比べてＪ₁ ＜Ｊ₂
となるときはスイッチング素子Ｑ₁₀をオフさせておい
て、インダクタの値をＬ₁ ＋Ｌ₂ とし、少なくとも図３
１のようにＪ₁ ＞Ｊ₂ となるときにスイッチング素子Ｑ
₁₀をオンしてインダクタの値をＬ ₁ ＋Ｌ₂ からＬ₂ のみ
へと減らし、スイッチング素子Ｑ₁ に流れる電流の増加
する傾きを増やしてやる。これにより、図３４に示すよ
うに、Ｊ₁ ’＜Ｊ₂ ’として入力電流波形の追従不可区
間を改善し、高調波成分を減らすことができる。

【００２３】図１２は本発明の第８実施例の回路図であ
る。本実施例では、制御部２の出力によりスイッチＳＷ
₁ を切り換えて、制御部１の出力によりスイッチング素
子Ｑ ₁ 又はＱ₁₀のいずれかをオン・オフ制御するように
したものである。このような構成を用いた場合にも、イ
ンダクタの値を切り換えることができ、図１１の第７実
施例と同様の効果を得ることができる。

【００２４】図１３は本発明の第９実施例の回路図であ
り、また、図１４は本発明の第１０実施例の回路図であ
る。これらの実施例は、それぞれ図１１及び図１２の実
施例における制御部２の構成を具体化したものであり、
図１５の動作波形図に示すように、抵抗Ｒ₁₄，Ｒ₁₅によ
り脈流波形を検出し、検出器ＩＣ₆ で基準電位Ｖ₆ と比
較し、駆動部Ｋ₆ によりスイッチング素子Ｑ₁₀又はスイ
ッチＳＷ₁ を駆動するように構成したものである。

【００２５】図１１又は図１２の実施例のようにインダ
クタＬ₁ ＋Ｌ₂ とＬ₁ ，Ｌ₂ という少なくとも１段のイ
ンダクタンス値の切り換えを追従不可区間において行う
ことにより、入力電流波形の正弦波への追従性を改善
し、入力電流の高調波成分を減らすことができる。しか
し、入力電流波形の正弦波への追従性や高調波成分を更
に改善するために、図１６のようにインダクタンス値の
切り換えを複数段階にすると効果がある。図１６の実施
例では、Ｖ₆ ，Ｖ₇ ，Ｖ₈ ，…，Ｖｎのレベルを段階的
に変えることで、入力電圧のレベルによりスイッチング
素子Ｑ₂ ’，Ｑ₃’，Ｑ₄ ’，…，Ｑｎ’と順番にオン
させていくことができる。これによりチョッパー回路の
インダクタンス値を変化させて、入力電流波形が正弦波
に追従できなくなる部分をより細かく補正することがで
きる。よって、更に入力電流が正弦波に近くなり、また
高調波成分を減らすことができる。また、図１７の実施
例のように、図１２の回路に上記と同様な複数段階の制
御を加えれば同様な効果を得ることができる。

【００２６】次に、可飽和インダクタを利用して、図１
８に示すように、２次側に直流電流Ｉを流せば、図１９
に示すように１次側のインダクタンスＬ₁ が変化するこ
とは一般に良く知られている。つまり、可変抵抗ＶＲ₁
等により直流電流Ｉを変化させれば、インダクタンス値
Ｌ₁ を変化させることができるのである。そこで、図２
０のような回路で、図１１の実施例のような制御をトラ
ンジスタＱ₁₀を用いて行うことによりチョッパー回路の
インダクタンス値を変化させることができ、入力電流の
正弦波への追従性や高調波成分を改善することができ
る。また、可飽和インダクタの制御巻線を更に３次、４
次、…、ｎ次と巻き上げて、複数段階の制御を加えれ
ば、更に入力電流を改善することができる。

【００２７】また、図１９の特性において、インダクタ
ンス値が２次側電流Ｉに対して直線的に変化するＩ₁ か
らＩ₂ の間で電流Ｉを連続的に変化させ、可飽和インダ
クタＬ₁ のインダクタンス値を連続的に変化させること
により更に入力電流を改善することができる。例えば、
図２１に示す回路においては、可飽和インダクタＬ₁の
２次側を流れる電流ＩをトランジスタＱ₁₁により可変と
しており、図２２のように、トランジスタＱ₁₁のエミッ
タ電位を入力電圧の全波整流波形（脈流）とすれば、ト
ランジスタＱ₁₁のベース電流は直流電流から脈流電流成
分を引いた波形となる。このため、可飽和インダクタＬ
₁ の１次側のインダクタンス値が２次側電流Ｉに従って
連続的に変化する。これにより、入力電流が顕著に正弦
波に追従できない脈流の谷の部分で、スイッチング素子
Ｑ₁ に流れる電流が図３４の実線で示すようにＪ₁ ’＜
Ｊ₂ ’となるように連続的に変化させることができ、入
力電流波形を更に改善できるものである。

【００２８】

【発明の効果】本発明によれば、インダクタの電流がゼ
ロになった後、スイッチング素子のオン時間を一定に制
御するチョッパー回路において、入力電流波形が顕著に
正弦波に追従できない区間では、制御回路の遅延時間に
よって生じるスイッチング素子の負方向の電流量よりも
正方向の電流量を多くすることにより、入力電流波形が
正弦波にできるだけ追従するように改善し、入力電流の
高調波成分を減らすことができる。また、全波整流波形
を利用してスイッチング素子のオン期間やインダクタン
スの値を連続的又は段階的に変化させることにより、ス
イッチング素子の負方向の電流量よりも正方向の電流量
を多くする制御を簡単な回路構成で実現できるものであ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の回路図である。

【図２】本発明の第１実施例の動作波形図である。

【図３】本発明の第２実施例の回路図である。

【図４】本発明の第２実施例の動作波形図である。

【図５】本発明の第３実施例の回路図である。

【図６】本発明の第３実施例の動作波形図である。

【図７】本発明の第４実施例の回路図である。

【図８】本発明の第５実施例の回路図である。

【図９】本発明の第５実施例の動作波形図である。

【図１０】本発明の第６実施例の回路図である。

【図１１】本発明の第７実施例の回路図である。

【図１２】本発明の第８実施例の回路図である。

【図１３】本発明の第９実施例の回路図である。

【図１４】本発明の第１０実施例の回路図である。

【図１５】本発明の第１０実施例の動作波形図である。

【図１６】本発明の第１１実施例の回路図である。

【図１７】本発明の第１２実施例の回路図である。

【図１８】本発明に用いる可飽和インダクタの回路図で
ある。

【図１９】本発明に用いる可飽和インダクタの特性図で
ある。

【図２０】本発明の第１３実施例の回路図である。

【図２１】本発明の第１４実施例の回路図である。

【図２２】本発明の第１４実施例の動作波形図である。

【図２３】第１の従来例の回路図である。

【図２４】第１の従来例の高周波的な動作波形図であ
る。

【図２５】第１の従来例の動作説明のための回路図であ
る。

【図２６】第１の従来例の低周波的な動作波形図であ
る。

【図２７】第２の従来例の高周波的な動作波形図であ
る。

【図２８】第３の従来例の回路図である。

【図２９】第３の従来例の高周波的な動作波形図であ
る。

【図３０】第３の従来例の低周波的な動作波形図であ
る。

【図３１】第３の従来例の脈流波形の谷の部分での高周
波的な動作波形図である。

【図３２】第３の従来例の脈流波形の山の部分での高周
波的な動作波形図である。

【図３３】請求項１又は２の発明の高周波的な動作波形
図である。

【図３４】請求項３の発明の高周波的な動作波形図であ
る。

【符号の説明】

ＡＣ 交流電源 ＤＢ 全波整流器 Ｄ₁ ダイオード Ｌ₁ インダクタ Ｑ₁ スイッチング素子

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源と、交流電源の交流電圧を全
   波整流する全波整流器と、全波整流器の整流出力をスイ
   ッチング素子により断続させることによりインダクタに
   断続的にエネルギーを蓄積し、このインダクタの蓄積エ
   ネルギーを逆流阻止用のダイオードを介して放出するよ
   うに構成されたチョッパー回路と、前記インダクタに流
   れる電流がゼロになったことを検出してから一定期間に
   わたり前記スイッチング素子をオンするように制御する
   制御回路とを有する電源装置において、全波整流後の脈
   流波形に基づいて少なくとも前記スイッチング素子がオ
   ンしている間に流れる正方向の電流量が負方向の電流量
   に比べて多くなるように前記スイッチング素子のオン区
   間を制御する回路を付加したことを特徴とする電源装
   置。
2. 【請求項２】 交流電源と、交流電源の交流電圧を全
   波整流する全波整流器と、全波整流器の整流出力をスイ
   ッチング素子により断続させることによりインダクタに
   断続的にエネルギーを蓄積し、このインダクタの蓄積エ
   ネルギーを逆流阻止用のダイオードを介して放出するよ
   うに構成されたチョッパー回路と、前記インダクタに流
   れる電流がゼロになったことを検出してから一定期間に
   わたり前記スイッチング素子をオンするように制御する
   制御回路とを有する電源装置において、全波整流後の脈
   流波形に基づいて少なくとも前記スイッチング素子がオ
   ンしている間に流れる正方向の電流量が負方向の電流量
   に比べて多くなるように前記スイッチング素子のオン区
   間を一段階以上広げる制御を行う回路を付加したことを
   特徴とする電源装置。
3. 【請求項３】 交流電源と、交流電源の交流電圧を全
   波整流する全波整流器と、全波整流器の整流出力をスイ
   ッチング素子により断続させることによりインダクタに
   断続的にエネルギーを蓄積し、このインダクタの蓄積エ
   ネルギーを逆流阻止用のダイオードを介して放出するよ
   うに構成されたチョッパー回路と、前記インダクタに流
   れる電流がゼロになったことを検出してから一定期間に
   わたり前記スイッチング素子をオンするように制御する
   制御回路とを有する電源装置において、全波整流後の脈
   流波形に基づいて少なくとも前記スイッチング素子がオ
   ンしている間に流れる正方向の電流量が負方向の電流量
   に比べて多くなるように前記インダクタの値を変化させ
   るように制御を行う回路を付加したことを特徴とする電
   源装置。