JPH06177780A - 送信出力安定回路 - Google Patents
送信出力安定回路Info
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- JPH06177780A JPH06177780A JP43A JP35120592A JPH06177780A JP H06177780 A JPH06177780 A JP H06177780A JP 43 A JP43 A JP 43A JP 35120592 A JP35120592 A JP 35120592A JP H06177780 A JPH06177780 A JP H06177780A
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- transmission
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
- H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
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- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 検波ダイオードの検波特性を改善し、補正値
のアナログ−ディジタル変換誤差や温度による影響を少
なくする。 【構成】 送信信号を増幅してアンテナ出力回路１１に
供給する増幅回路１０と、同増幅回路１０の出力側に抵
抗Ｒ１を介して接続され、その送信出力レベルを検出す
る検波ダイオードＤ１を含む出力検出回路と、この出力
検出回路からの出力検出信号とコントローラ１５からの
基準出力信号とを比較して増幅回路１０の増幅度を制御
する送信出力制御回路１４とを備え、その基準出力信号
に応じて送信出力レベルが切り替えられる送信出力安定
回路において、検波ダイオードＤ１のアノード側に同検
波ダイオードＤ１の直流バイアス回路１６とアンテナ出
力回路１１を含む高周波回路とを分離するチョークコイ
ルＬを同検波ダイオードＤ１の静電容量成分と並列とな
るように接続し、送信周波数にてチョークコイルＬを検
波ダイオードＤ１の静電容量成分と並列共振させる。
のアナログ−ディジタル変換誤差や温度による影響を少
なくする。 【構成】 送信信号を増幅してアンテナ出力回路１１に
供給する増幅回路１０と、同増幅回路１０の出力側に抵
抗Ｒ１を介して接続され、その送信出力レベルを検出す
る検波ダイオードＤ１を含む出力検出回路と、この出力
検出回路からの出力検出信号とコントローラ１５からの
基準出力信号とを比較して増幅回路１０の増幅度を制御
する送信出力制御回路１４とを備え、その基準出力信号
に応じて送信出力レベルが切り替えられる送信出力安定
回路において、検波ダイオードＤ１のアノード側に同検
波ダイオードＤ１の直流バイアス回路１６とアンテナ出
力回路１１を含む高周波回路とを分離するチョークコイ
ルＬを同検波ダイオードＤ１の静電容量成分と並列とな
るように接続し、送信周波数にてチョークコイルＬを検
波ダイオードＤ１の静電容量成分と並列共振させる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は送信出力安定回路に関
し、さらに詳しく言えば、送信出力レベルが多段階に切
り替えられる移動無線通信機に好適な送信出力安定回路
に関するものである。
し、さらに詳しく言えば、送信出力レベルが多段階に切
り替えられる移動無線通信機に好適な送信出力安定回路
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】自動車電話に代表される移動無線通信機
で、セルラ方式とも呼ばれる小ゾーン方式においては、
その基地局との距離に応じてアンテナからの送信出力レ
ベルを自動的に切り替えるようにしており、図４にはそ
の従来例が示されている。
で、セルラ方式とも呼ばれる小ゾーン方式においては、
その基地局との距離に応じてアンテナからの送信出力レ
ベルを自動的に切り替えるようにしており、図４にはそ
の従来例が示されている。
【０００３】これによると、送信信号は最終段の増幅回
路１０で増幅された後、アンテナ出力回路１１に供給さ
れるが、この場合、同増幅回路１０の出力側には抵抗Ｒ
１を介して検波ダイオードＤ１が接続されている。すな
わち、増幅回路１０にて増幅された送信出力信号は、こ
の検波ダイオードＤ１にて検出され、平滑回路１２およ
びバッファ増幅回路１３を介して送信出力制御回路１４
に入力される。
路１０で増幅された後、アンテナ出力回路１１に供給さ
れるが、この場合、同増幅回路１０の出力側には抵抗Ｒ
１を介して検波ダイオードＤ１が接続されている。すな
わち、増幅回路１０にて増幅された送信出力信号は、こ
の検波ダイオードＤ１にて検出され、平滑回路１２およ
びバッファ増幅回路１３を介して送信出力制御回路１４
に入力される。
【０００４】送信出力制御回路１４は、この検出信号と
コントローラ１５から供給される基準信号とを比較し、
送信出力レベルがその基準値と一致するように増幅回路
１０の増幅度を制御する。
コントローラ１５から供給される基準信号とを比較し、
送信出力レベルがその基準値と一致するように増幅回路
１０の増幅度を制御する。
【０００５】図５に検波ダイオードＤ１の検波特性を示
すが、例えば基準信号として１．２８Ｖの電圧を与える
と、検波電圧も１．２８Ｖとなるように増幅回路１０が
制御され、これにより送信出力がＰＬ（Ｐｏｗｅｒ Ｌ
ｅｖｅｌ）７に設定される。このようにして、コントロ
ーラ１５からの基準信号に基づいて送信出力が例えばＰ
Ｌ２〜ＰＬ７までの６段階に切り替えられる。
すが、例えば基準信号として１．２８Ｖの電圧を与える
と、検波電圧も１．２８Ｖとなるように増幅回路１０が
制御され、これにより送信出力がＰＬ（Ｐｏｗｅｒ Ｌ
ｅｖｅｌ）７に設定される。このようにして、コントロ
ーラ１５からの基準信号に基づいて送信出力が例えばＰ
Ｌ２〜ＰＬ７までの６段階に切り替えられる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、検波ダイオ
ードＤ１の検波電圧は、この安定回路を構成する部品個
々のバラツキのために機器一台ごとに多少の違いが生ず
る。このため、最終の検査工程ですべての製品に関し全
出力レベルごとに検波電圧を測定し、その補正値をディ
ジタルデータに変換してメモリに持たせるようにしてい
る。
ードＤ１の検波電圧は、この安定回路を構成する部品個
々のバラツキのために機器一台ごとに多少の違いが生ず
る。このため、最終の検査工程ですべての製品に関し全
出力レベルごとに検波電圧を測定し、その補正値をディ
ジタルデータに変換してメモリに持たせるようにしてい
る。
【０００７】しかしながら、この補正値をアナログから
ディジタルに変換する場合、ディジタル回路の情報量に
限度があるため、変換誤差が必ず発生する。図５の検波
特性を例にして説明すると、出力レベルがＰＬ７付近の
ΔＰ／ΔＶは７７ｄＢ／Ｖである。これは、基準信号の
電圧が１Ｖ変化すると出力レベルが７７ｄＢ変化するこ
とを意味している。ここで仮に、そのアナログ−ディジ
タル変換誤差が２０ｍＶであるとすれば、出力レベルに
は、７７ｄＢ／Ｖ×２０ｍＶ＝１．５４ｄＢの偏位が生
ずることになる。
ディジタルに変換する場合、ディジタル回路の情報量に
限度があるため、変換誤差が必ず発生する。図５の検波
特性を例にして説明すると、出力レベルがＰＬ７付近の
ΔＰ／ΔＶは７７ｄＢ／Ｖである。これは、基準信号の
電圧が１Ｖ変化すると出力レベルが７７ｄＢ変化するこ
とを意味している。ここで仮に、そのアナログ−ディジ
タル変換誤差が２０ｍＶであるとすれば、出力レベルに
は、７７ｄＢ／Ｖ×２０ｍＶ＝１．５４ｄＢの偏位が生
ずることになる。
【０００８】なお、この検波特性を改善するには抵抗Ｒ
１における信号の減衰量を小さくしてΔＰ／ΔＶの傾き
をできるだけ急峻にすれば良い。この意味において、抵
抗Ｒ１は零もしくはそれに近い値であることが好ましい
と言えるが、このようにすると、アンテナ出力回路１１
に検波ダイオードＤ１が直接接続されることになるた
め、送信回路の不整合を招き、出力低下、異常発信など
の問題が発生する。したがって、この抵抗Ｒ１を極端に
は小さくすることはできない。
１における信号の減衰量を小さくしてΔＰ／ΔＶの傾き
をできるだけ急峻にすれば良い。この意味において、抵
抗Ｒ１は零もしくはそれに近い値であることが好ましい
と言えるが、このようにすると、アンテナ出力回路１１
に検波ダイオードＤ１が直接接続されることになるた
め、送信回路の不整合を招き、出力低下、異常発信など
の問題が発生する。したがって、この抵抗Ｒ１を極端に
は小さくすることはできない。
【０００９】また、もう一つの問題として検波ダイオー
ドＤ１は温度特性を備えている。すなわち、周囲温度が
高くなると検波電圧が高めになり、周囲温度が低くなる
とそれに連れて検波電圧も低めになる。
ドＤ１は温度特性を備えている。すなわち、周囲温度が
高くなると検波電圧が高めになり、周囲温度が低くなる
とそれに連れて検波電圧も低めになる。
【００１０】この点を補償するため、米国特許第４５２
３１５５号においては図４に示されているように、検波
ダイオードＤ１の直流バイアス回路１６内に、同検波ダ
イオードＤ１と同じ特性のダイオードＤ２を温度補償用
として設けている。
３１５５号においては図４に示されているように、検波
ダイオードＤ１の直流バイアス回路１６内に、同検波ダ
イオードＤ１と同じ特性のダイオードＤ２を温度補償用
として設けている。
【００１１】すなわち、同直流バイアス回路１６は検波
ダイオードＤ１のアノード側に対して直列的に接続され
た抵抗Ｒ２，Ｒ３と、抵抗Ｒ３に対して並列的に接続さ
れたコンデンサＣ１とを備えているが、この場合、温度
補償用ダイオードＤ２は検波ダイオードＤ１の温度特性
を打ち消すように同検波ダイオードＤ１に対して並列的
に接続されている。
ダイオードＤ１のアノード側に対して直列的に接続され
た抵抗Ｒ２，Ｒ３と、抵抗Ｒ３に対して並列的に接続さ
れたコンデンサＣ１とを備えているが、この場合、温度
補償用ダイオードＤ２は検波ダイオードＤ１の温度特性
を打ち消すように同検波ダイオードＤ１に対して並列的
に接続されている。
【００１２】しかしながら、これによると検波ダイオー
ドＤ１のほかにそれと同一特性のダイオードＤ２を必要
とするためコスト的に好ましくない。また、そのダイオ
ードを用意するにしても厳密な注意を払って特性が同一
のものを選択しなければならず、その作業に少なからぬ
労力を強いられる。
ドＤ１のほかにそれと同一特性のダイオードＤ２を必要
とするためコスト的に好ましくない。また、そのダイオ
ードを用意するにしても厳密な注意を払って特性が同一
のものを選択しなければならず、その作業に少なからぬ
労力を強いられる。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この発明は上記従来の事
情に鑑みなされたもので、その構成上の特徴は、送信信
号を増幅してアンテナ出力回路に供給する増幅回路と、
同増幅回路の出力側に抵抗を介して接続され、その送信
出力レベルを検出する検波ダイオードを含む出力検出回
路と、基準出力信号を発生するコントローラと、上記出
力検出回路からの出力検出信号と上記コントローラから
の基準出力信号とを比較して上記増幅回路の増幅度を制
御する送信出力制御回路とを備え、上記基準出力信号に
応じて上記送信出力レベルが切り替えられる送信出力安
定回路において、上記検波ダイオードのアノード側に同
検波ダイオードの直流バイアス回路と上記アンテナ出力
回路を含む高周波回路とを分離するチョークコイルを同
検波ダイオードの容量成分と並列となるように接続し、
上記増幅回路から出力される送信周波数にて上記チョー
クコイルを上記検波ダイオードの静電容量成分と並列共
振させるようにしたことにある。
情に鑑みなされたもので、その構成上の特徴は、送信信
号を増幅してアンテナ出力回路に供給する増幅回路と、
同増幅回路の出力側に抵抗を介して接続され、その送信
出力レベルを検出する検波ダイオードを含む出力検出回
路と、基準出力信号を発生するコントローラと、上記出
力検出回路からの出力検出信号と上記コントローラから
の基準出力信号とを比較して上記増幅回路の増幅度を制
御する送信出力制御回路とを備え、上記基準出力信号に
応じて上記送信出力レベルが切り替えられる送信出力安
定回路において、上記検波ダイオードのアノード側に同
検波ダイオードの直流バイアス回路と上記アンテナ出力
回路を含む高周波回路とを分離するチョークコイルを同
検波ダイオードの容量成分と並列となるように接続し、
上記増幅回路から出力される送信周波数にて上記チョー
クコイルを上記検波ダイオードの静電容量成分と並列共
振させるようにしたことにある。
【００１４】
【作用】チョークコイルと検波ダイオードの静電容量成
分とが並列共振することにより、検波回路側のインピー
ダンスが大きくなるため、検波ダイオードとアンテナ出
力回路との間に接続される抵抗での損失が小さくなり、
結果として検波特性が改善される。
分とが並列共振することにより、検波回路側のインピー
ダンスが大きくなるため、検波ダイオードとアンテナ出
力回路との間に接続される抵抗での損失が小さくなり、
結果として検波特性が改善される。
【００１５】
【実施例】以下、この発明の実施例について説明する。
図１にはこの実施例に係る送信出力安定回路が示されて
いるが、先に説明した図４の従来例と同一の部分にはそ
れと同じ参照符号を付し、重複的な説明は省略する。
図１にはこの実施例に係る送信出力安定回路が示されて
いるが、先に説明した図４の従来例と同一の部分にはそ
れと同じ参照符号を付し、重複的な説明は省略する。
【００１６】先にも説明したように、検波ダイオードＤ
１の検波特性を改善するには、ΔＰ／ΔＶを小さくして
検波特性の傾度を急峻にすれば良い。このためには、抵
抗Ｒ１での信号減衰量を小さくし、検波ダイオードＤ１
にできるだけ大きな信号が加えられるようにする必要が
ある。
１の検波特性を改善するには、ΔＰ／ΔＶを小さくして
検波特性の傾度を急峻にすれば良い。このためには、抵
抗Ｒ１での信号減衰量を小さくし、検波ダイオードＤ１
にできるだけ大きな信号が加えられるようにする必要が
ある。
【００１７】そこで、この実施例においては検波ダイオ
ードＤ１のアノード側に、同検波ダイオードＤ１の直流
バイアス回路１６とアンテナ出力回路１１を含む高周波
回路とを分離する高周波チョークコイルＬを接続してい
る。
ードＤ１のアノード側に、同検波ダイオードＤ１の直流
バイアス回路１６とアンテナ出力回路１１を含む高周波
回路とを分離する高周波チョークコイルＬを接続してい
る。
【００１８】ここで、同チョークコイルＬは高周波領域
においては等価的に図２に示されているように、検波ダ
イオードＤ１固有の静電容量成分Ｃｄと並列に組み合わ
せられ、この並列回路Ｌ，Ｃｄを送信周波数で共振させ
ることにより、検波回路側のインピーダンスが高くな
り、抵抗Ｒ１での信号の減衰量が大幅に減少し、大きい
信号が検波ダイオードＤ１に加えられることになる。な
お、この実施例において、検波ダイオードＤ１の直流バ
イアス回路１６は抵抗Ｒ２，Ｒ３およびコンデンサＣ１
の並列回路からなる。
においては等価的に図２に示されているように、検波ダ
イオードＤ１固有の静電容量成分Ｃｄと並列に組み合わ
せられ、この並列回路Ｌ，Ｃｄを送信周波数で共振させ
ることにより、検波回路側のインピーダンスが高くな
り、抵抗Ｒ１での信号の減衰量が大幅に減少し、大きい
信号が検波ダイオードＤ１に加えられることになる。な
お、この実施例において、検波ダイオードＤ１の直流バ
イアス回路１６は抵抗Ｒ２，Ｒ３およびコンデンサＣ１
の並列回路からなる。
【００１９】チョークコイルＬのインダクタンスを１０
ｎＨ、送信周波数を８７５ＭＨｚとした時のアンテナ出
力回路側から見た検波回路側のインピーダンスＺは３７
７−ｊ０（Ω；ｊは虚数部）であった。これに対して、
従来例でのアンテナ出力回路側から見た検波回路側のイ
ンピーダンスＺは１７．９−ｊ６６（Ω）であった。な
お、参考までに抵抗Ｒ１の値は実施例、従来例ともに４
１０Ω、またアンテナ出力回路の特性インピーダンスは
５０Ωである。
ｎＨ、送信周波数を８７５ＭＨｚとした時のアンテナ出
力回路側から見た検波回路側のインピーダンスＺは３７
７−ｊ０（Ω；ｊは虚数部）であった。これに対して、
従来例でのアンテナ出力回路側から見た検波回路側のイ
ンピーダンスＺは１７．９−ｊ６６（Ω）であった。な
お、参考までに抵抗Ｒ１の値は実施例、従来例ともに４
１０Ω、またアンテナ出力回路の特性インピーダンスは
５０Ωである。
【００２０】図３に、この実施例により改善された検波
特性と従来の検波特性とを対比的に示す。この図から分
かるように、この発明によればＰＬ７付近のΔＰ／ΔＶ
の値が従来例のＰＬ５付近の値、すなわち２８．０ｄＢ
／Ｖ程度まで改善されている。したがって、アナログ−
ディジタル変換誤差を２０ｍＶとした時のＰＬ７での出
力レベルの偏位は、２８．０ｄＢ／Ｖ×２０ｍＶ＝０．
５６ｄＢとなり、従来例よりも約１．０ｄＢの改善が得
られる。
特性と従来の検波特性とを対比的に示す。この図から分
かるように、この発明によればＰＬ７付近のΔＰ／ΔＶ
の値が従来例のＰＬ５付近の値、すなわち２８．０ｄＢ
／Ｖ程度まで改善されている。したがって、アナログ−
ディジタル変換誤差を２０ｍＶとした時のＰＬ７での出
力レベルの偏位は、２８．０ｄＢ／Ｖ×２０ｍＶ＝０．
５６ｄＢとなり、従来例よりも約１．０ｄＢの改善が得
られる。
【００２１】また、このように検波特性が改善された結
果、従来のように温度補償用ダイオードを用いなくとも
温度変化に対する出力レベルの変動を例えばＦＣＣ（Ｆ
ｅｄｅｒａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｍｍ
ｉｓｓｉｏｎ）で定められている規格範囲に納めること
ができる。
果、従来のように温度補償用ダイオードを用いなくとも
温度変化に対する出力レベルの変動を例えばＦＣＣ（Ｆ
ｅｄｅｒａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｃｏｍｍ
ｉｓｓｉｏｎ）で定められている規格範囲に納めること
ができる。
【００２２】図３において、実線が２５℃、上の一点鎖
線が６０℃、そして下の破線が−３０℃のとき検波特性
であり、ＰＬ７付近の温度に対する出力レベルの変動に
ついて言えば、従来例では−３０℃で＋２．３ｄＢ、＋
６０℃で−１．９ｄＢであったが、この発明によると−
３０℃で＋１．０ｄＢ、＋６０℃で−０．９ｄＢになっ
た。
線が６０℃、そして下の破線が−３０℃のとき検波特性
であり、ＰＬ７付近の温度に対する出力レベルの変動に
ついて言えば、従来例では−３０℃で＋２．３ｄＢ、＋
６０℃で−１．９ｄＢであったが、この発明によると−
３０℃で＋１．０ｄＢ、＋６０℃で−０．９ｄＢになっ
た。
【００２３】ここで、上記のアナログ−ディジタル変換
誤差値（０．５６ｄＢ）と、図３に示されている温度特
性を加味したチャンネル番号７９９（８４８．９７ＭＨ
ｚ），４１６（８３７．４８ＭＨｚ），９９１（８２
４．０４ＭＨｚ）の各出力レベル（ＰＬ２〜７）の＋６
０℃〜−３０℃における温度変動幅を表１に示すが、そ
の最大変動幅は＋１．４７ｄＢ〜−０．９４ｄＢであ
り、これはＦＣＣの定める「各ＰＬのレベルに対して＋
２ｄＢ〜−４ｄＢの範囲とする」という規格を満足して
いる。
誤差値（０．５６ｄＢ）と、図３に示されている温度特
性を加味したチャンネル番号７９９（８４８．９７ＭＨ
ｚ），４１６（８３７．４８ＭＨｚ），９９１（８２
４．０４ＭＨｚ）の各出力レベル（ＰＬ２〜７）の＋６
０℃〜−３０℃における温度変動幅を表１に示すが、そ
の最大変動幅は＋１．４７ｄＢ〜−０．９４ｄＢであ
り、これはＦＣＣの定める「各ＰＬのレベルに対して＋
２ｄＢ〜−４ｄＢの範囲とする」という規格を満足して
いる。
【００２４】
【表１】 なお、上記実施例ではチョークコイルＬに１０ｎＨのも
のを用いているが、このインダクタンスの値は送信周波
数および検波ダイオードＤ１の静電容量成分との関係か
ら適宜選択されるものである。
のを用いているが、このインダクタンスの値は送信周波
数および検波ダイオードＤ１の静電容量成分との関係か
ら適宜選択されるものである。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、検波ダイオードのアノード側に同検波ダイオードの
直流バイアス回路とアンテナ出力回路を含む高周波回路
とを分離する高周波チョークコイルを設けるにあたっ
て、同チョークコイルと検波ダイオードの静電容量成分
とを送信周波数にて並列共振させ、検波ダイオードの検
波特性としてのΔＰ／ΔＶの値を小さくするようにした
ことにより、補正値を得る際のアナログ−ディジタル変
換誤差による影響を少なくすることができる。また、温
度変動幅も小さく抑えられるため、殊更温度補償用ダイ
オードを用いる必要もない、などの効果が奏される。
ば、検波ダイオードのアノード側に同検波ダイオードの
直流バイアス回路とアンテナ出力回路を含む高周波回路
とを分離する高周波チョークコイルを設けるにあたっ
て、同チョークコイルと検波ダイオードの静電容量成分
とを送信周波数にて並列共振させ、検波ダイオードの検
波特性としてのΔＰ／ΔＶの値を小さくするようにした
ことにより、補正値を得る際のアナログ−ディジタル変
換誤差による影響を少なくすることができる。また、温
度変動幅も小さく抑えられるため、殊更温度補償用ダイ
オードを用いる必要もない、などの効果が奏される。
【図１】この発明による送信出力安定回路の一実施例を
示した回路図。
示した回路図。
【図２】同実施例に用いられているチョークコイルと検
波ダイオードの静電容量成分とによる並列回路の等価回
路図。
波ダイオードの静電容量成分とによる並列回路の等価回
路図。
【図３】同実施例の検波ダイオードの検波特性を説明す
るためのグラフ。
るためのグラフ。
【図４】従来の送信出力安定回路を示した回路図。
【図５】従来例の検波ダイオードの検波特性を示したグ
ラフ。
ラフ。
１０ 増幅回路 １１ アンテナ出力回路 １２ 平滑回路 １３ バッファ増幅回路 １４ 送信出力制御回路 １５ コントローラ １６ 直流バイアス回路 Ｄ１ 検波ダイオード Ｌ チョークコイル
Claims (1)
- 【請求項１】 送信信号を増幅してアンテナ出力回路に
供給する増幅回路と、同増幅回路の出力側に抵抗を介し
て接続され、その送信出力レベルを検出する検波ダイオ
ードを含む出力検出回路と、基準出力信号を発生するコ
ントローラと、上記出力検出回路からの出力検出信号と
上記コントローラからの基準出力信号とを比較して上記
増幅回路の増幅度を制御する送信出力制御回路とを備
え、上記基準出力信号に応じて上記送信出力レベルが切
り替えられる送信出力安定回路において、 上記検波ダイオードのアノード側に同検波ダイオードの
直流バイアス回路と上記アンテナ出力回路を含む高周波
回路とを分離するチョークコイルを同検波ダイオードの
容量成分と並列となるように接続し、上記増幅回路から
出力される送信周波数にて上記チョークコイルを上記検
波ダイオードの静電容量成分と並列共振させるようにし
たことを特徴とする送信出力安定回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP43A JPH06177780A (ja) | 1992-12-07 | 1992-12-07 | 送信出力安定回路 |
| US08/028,191 US5367268A (en) | 1992-12-07 | 1993-03-09 | Transmission signal output control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP43A JPH06177780A (ja) | 1992-12-07 | 1992-12-07 | 送信出力安定回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06177780A true JPH06177780A (ja) | 1994-06-24 |
Family
ID=18415765
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP43A Withdrawn JPH06177780A (ja) | 1992-12-07 | 1992-12-07 | 送信出力安定回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5367268A (ja) |
| JP (1) | JPH06177780A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011254228A (ja) * | 2010-06-01 | 2011-12-15 | New Japan Radio Co Ltd | ダイオードミキサ回路 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5678209A (en) * | 1995-03-31 | 1997-10-14 | Lucent Technologies Inc. | Transmit power level detection circuit with enhanced gain characteristics |
| WO1997008825A1 (en) * | 1995-08-30 | 1997-03-06 | Matsushita Communication Industrial Corporation Of America | Highly responsive automatic output power control based on a differential amplifier |
| JP3130851B2 (ja) * | 1997-12-09 | 2001-01-31 | 埼玉日本電気株式会社 | 折り畳み式携帯電話機 |
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| DE19905635C2 (de) * | 1999-02-11 | 2001-05-17 | Daimler Chrysler Ag | Tragbarer Funksender, insbesondere Funkschlüssel |
| JP2001053693A (ja) * | 1999-08-05 | 2001-02-23 | Alps Electric Co Ltd | 信号検出回路 |
| US7190935B2 (en) * | 2001-09-14 | 2007-03-13 | Rf Micro Devices, Inc. | Amplifier power detection circuitry |
| KR100562649B1 (ko) * | 2004-12-20 | 2006-03-20 | 주식회사 하이닉스반도체 | 입력 신호 리시버 및 입력 신호 감지 방법 |
| JP4368321B2 (ja) * | 2005-03-16 | 2009-11-18 | 富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 | 増幅回路及び増幅回路の制御方法 |
| JP2006295375A (ja) * | 2005-04-07 | 2006-10-26 | Hitachi Metals Ltd | 高周波回路及びこれを用いた通信装置 |
| US8829997B1 (en) * | 2012-10-23 | 2014-09-09 | M/A-Com Technology Solutions Holdings, Inc. | Monolithic integrated power regulation for power control and/or bias control |
| US20180061984A1 (en) * | 2016-08-29 | 2018-03-01 | Macom Technology Solutions Holdings, Inc. | Self-biasing and self-sequencing of depletion-mode transistors |
| US10560062B2 (en) | 2016-11-18 | 2020-02-11 | Macom Technology Solutions Holdings, Inc. | Programmable biasing for pin diode drivers |
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| TWI710223B (zh) * | 2019-07-15 | 2020-11-11 | 立積電子股份有限公司 | 射頻訊號傳輸電路 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4523155A (en) * | 1983-05-04 | 1985-06-11 | Motorola, Inc. | Temperature compensated automatic output control circuitry for RF signal power amplifiers with wide dynamic range |
| KR960000775B1 (ko) * | 1990-10-19 | 1996-01-12 | 닛본덴기 가부시끼가이샤 | 고주파 전력 증폭기의 출력레벨 제어회로 |
| GB9105064D0 (en) * | 1991-03-11 | 1991-04-24 | Philips Electronic Associated | Power amplifier and transmitting apparatus including such a power amplifier |
-
1992
- 1992-12-07 JP JP43A patent/JPH06177780A/ja not_active Withdrawn
-
1993
- 1993-03-09 US US08/028,191 patent/US5367268A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011254228A (ja) * | 2010-06-01 | 2011-12-15 | New Japan Radio Co Ltd | ダイオードミキサ回路 |
| WO2019187924A1 (ja) * | 2018-03-30 | 2019-10-03 | 日本電信電話株式会社 | 利得可変増幅器 |
| JP2019179992A (ja) * | 2018-03-30 | 2019-10-17 | 日本電信電話株式会社 | 利得可変増幅器 |
| US11942913B2 (en) | 2018-03-30 | 2024-03-26 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Variable gain amplifier |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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