JPH0618388B2 - 信号距離計算処理方法 - Google Patents
信号距離計算処理方法Info
- Publication number
- JPH0618388B2 JPH0618388B2 JP59201454A JP20145484A JPH0618388B2 JP H0618388 B2 JPH0618388 B2 JP H0618388B2 JP 59201454 A JP59201454 A JP 59201454A JP 20145484 A JP20145484 A JP 20145484A JP H0618388 B2 JPH0618388 B2 JP H0618388B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- point
- distance
- group
- path
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 title claims description 14
- 238000003672 processing method Methods 0.000 title claims description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 6
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、変復調装置の受信部におけるビタービ復号方
式で復号する場合の信号距離計算処理方法に関するもの
である。
式で復号する場合の信号距離計算処理方法に関するもの
である。
（従来の技術） 従来この種の復号技術は例えば、「 CCITT. COMXVII. Q
uestion ： 16／XVII“A Tellis-Coded Modulation Sch
eme that includes differentialencoding for９６００
bit／sec，Fullduplex，twowire modem”August１９８
３，」及び「IEEE VOLIT-28,No.１ January１９８２
“Channel coding with Multilevel／Phase Signals”
（Gottfried Uugerboeck）」の文献に開示されるものが
あり、特に多値変調の高速モデムにおいて回線の使用帯
域を変化することなく、白色雑音に対する誤り率を改善
させるものである。以下、その内容について詳細に説明
する。
uestion ： 16／XVII“A Tellis-Coded Modulation Sch
eme that includes differentialencoding for９６００
bit／sec，Fullduplex，twowire modem”August１９８
３，」及び「IEEE VOLIT-28,No.１ January１９８２
“Channel coding with Multilevel／Phase Signals”
（Gottfried Uugerboeck）」の文献に開示されるものが
あり、特に多値変調の高速モデムにおいて回線の使用帯
域を変化することなく、白色雑音に対する誤り率を改善
させるものである。以下、その内容について詳細に説明
する。
第５図は前記文献に示される符号器の１例であり、前記
復号技術の送信側における符号化を示すものである。
復号技術の送信側における符号化を示すものである。
第５図において、１１はコンボリューショナルエンコー
ダと呼ばれるもので４ bitの入力（Ａn4，Ｉn3，Ｙn2，
Ｙn1）に対して５bit （Ｙn0が追加）で出力する。Ｙn0
はＹn0自身とＹn1，Ｙn2により、次の出力が決定する。
１２は排他的論理和、１３は１サンプル分の遅延素子、
１４は論理積である。３つの遅延素子１３の出力を第５
図に示す様にＷn1，Ｗn2，Ｗn3とすれば、その状態変化
は第６図に示すようになる。
ダと呼ばれるもので４ bitの入力（Ａn4，Ｉn3，Ｙn2，
Ｙn1）に対して５bit （Ｙn0が追加）で出力する。Ｙn0
はＹn0自身とＹn1，Ｙn2により、次の出力が決定する。
１２は排他的論理和、１３は１サンプル分の遅延素子、
１４は論理積である。３つの遅延素子１３の出力を第５
図に示す様にＷn1，Ｗn2，Ｗn3とすれば、その状態変化
は第６図に示すようになる。
第６図において状態変化のルートＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，
Ｆ，Ｇ，Ｈは第７図に示すＡ〜Ｈのグループに対応して
いる。Ａ〜ＨはグループはＹn0，Ｙn1，Ｙn2の３bit の
８通りの組合せに対応している。第５図からわかる様に
Ｗn2はすなわちＹn0であり、従って第６図においてカレ
ントステートのＷn2（Ｙn0）が０の場合は（第７図で示
されるように）、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄのルートしかとりえな
い。同様にＷn2（Ｙn0）が１の場合は、Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈ
のルートしかとりえない。この結果、第６図の状態変化
は各状態に対して４通りとなり、残りの４通りの状態変
化がありえないことを示すこととなる。この条件を復号
時に利用することにより最終的に誤り率を改善してい
る。
Ｆ，Ｇ，Ｈは第７図に示すＡ〜Ｈのグループに対応して
いる。Ａ〜ＨはグループはＹn0，Ｙn1，Ｙn2の３bit の
８通りの組合せに対応している。第５図からわかる様に
Ｗn2はすなわちＹn0であり、従って第６図においてカレ
ントステートのＷn2（Ｙn0）が０の場合は（第７図で示
されるように）、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄのルートしかとりえな
い。同様にＷn2（Ｙn0）が１の場合は、Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈ
のルートしかとりえない。この結果、第６図の状態変化
は各状態に対して４通りとなり、残りの４通りの状態変
化がありえないことを示すこととなる。この条件を復号
時に利用することにより最終的に誤り率を改善してい
る。
第５図の１５は前記の様な符号器１１の出力５bit に対
して、変調時の信号点配置を行うものである。第７図と
第８図がその信号点配置の例を示すものである。第７図
のＰ，Ｑは各信号点の座標を示すもので第８図のＰ軸，
Ｑ軸に対応している。
して、変調時の信号点配置を行うものである。第７図と
第８図がその信号点配置の例を示すものである。第７図
のＰ，Ｑは各信号点の座標を示すもので第８図のＰ軸，
Ｑ軸に対応している。
第７図のＹn0，Ｙn1，Ｙn2，Ｉn3，Ｉn4は第８図におい
て左右が逆となっている。例えばａ２は第７図において
（Ｙn0，Ｙn1，Ｙn2，Ｉn3，Ｉn4）＝（０,0，0,０，
１）であるが、第８図ではａ２＝（10000 ）＝（Ｉn4，
Ｉn3，Ｙn2，Ｙn1，Ｙn0）となっている。ａ２はＰ＝
０，Ｑ＝−３である。
て左右が逆となっている。例えばａ２は第７図において
（Ｙn0，Ｙn1，Ｙn2，Ｉn3，Ｉn4）＝（０,0，0,０，
１）であるが、第８図ではａ２＝（10000 ）＝（Ｉn4，
Ｉn3，Ｙn2，Ｙn1，Ｙn0）となっている。ａ２はＰ＝
０，Ｑ＝−３である。
この様にして信号点配置された信号は、Ｐ，Ｑ軸に対し
て以下の様に位相が互いに直交する搬送波によりＱＡＭ
変調されて線路に送出される。
て以下の様に位相が互いに直交する搬送波によりＱＡＭ
変調されて線路に送出される。
送信信号＝Ｐcosωct＋Ｑsinωct 受信部はこの信号を QAM復調してＰ′，Ｑ′を得る。
Ｐ′，Ｑ′による復調信号点配置に対する復号手順を第
９図にフローとして示す。これは一般にビタービ復号ア
ルゴリズムと云われているものである。
Ｐ′，Ｑ′による復調信号点配置に対する復号手順を第
９図にフローとして示す。これは一般にビタービ復号ア
ルゴリズムと云われているものである。
第９図においてPi，Qiはあるサンプル時点での入力座標
を示す。又、Pn，Qnは理想的な各座標点全てを示す。従
って第８図に示される信号点配置の例ではｎ＝１〜３２
となる。第４図及び第８図に示す信号点配置の特徴は、
第７図の下位３bit （Yn2，Yn1，Yn0）が共通な信号点
グループの各々の信号点は格子状にとびとびに配置され
ているところにある。
を示す。又、Pn，Qnは理想的な各座標点全てを示す。従
って第８図に示される信号点配置の例ではｎ＝１〜３２
となる。第４図及び第８図に示す信号点配置の特徴は、
第７図の下位３bit （Yn2，Yn1，Yn0）が共通な信号点
グループの各々の信号点は格子状にとびとびに配置され
ているところにある。
例えば第８図において下位３bit が０００の信号点はａ
０，ａ１，ａ２，ａ３である。これらの信号点グループ
は第７図においてグループＡで示される。同様な格子状
配置は第４図において四角でマークした信号点グループ
である。
０，ａ１，ａ２，ａ３である。これらの信号点グループ
は第７図においてグループＡで示される。同様な格子状
配置は第４図において四角でマークした信号点グループ
である。
受信データを復号するための受信点の判定は、基本的に
は受信点にもっとも近い基準点を判定し、その信号が送
信されたものとして復号している。
は受信点にもっとも近い基準点を判定し、その信号が送
信されたものとして復号している。
、ビタービ復号アルゴリズムでは前記の格子状の信号点
配置と組合されて以下の様に判定し、復号している。
配置と組合されて以下の様に判定し、復号している。
第７図において変調周期毎の５bit （In4，In3，Yn2，Y
n1，Yn0）を上位２bit （In4，In3）と下位３bit （Ｙ
n2，Ｙn1,Yn0）に分け、下位３bit Ａ〜Ｈの８グループ
とし、上記２bit を各グループ内の０〜３（例えばＡグ
ループのａ０，ａ１，ａ２，ａ３）としている。
n1，Yn0）を上位２bit （In4，In3）と下位３bit （Ｙ
n2，Ｙn1,Yn0）に分け、下位３bit Ａ〜Ｈの８グループ
とし、上記２bit を各グループ内の０〜３（例えばＡグ
ループのａ０，ａ１，ａ２，ａ３）としている。
各グループ内の判定は、判定のための受信信号点と各基
準信号点間の信号距離を求め、その距離が最小となる基
準信号点を選択することで行なわれ、またどのグループ
に属するかの判定は各グループ毎に選択された基準信号
点と前記受信信号点間の信号距離にもとづいてビタービ
の復号アルゴリズムを使用してグループ選択が行なわれ
る。
準信号点間の信号距離を求め、その距離が最小となる基
準信号点を選択することで行なわれ、またどのグループ
に属するかの判定は各グループ毎に選択された基準信号
点と前記受信信号点間の信号距離にもとづいてビタービ
の復号アルゴリズムを使用してグループ選択が行なわれ
る。
この様にして第７図に示すIn4,In3,Yn2,Yn1,Yn0が決定
された復号データとなる。
された復号データとなる。
第６図からわかるように、例えば NEXT STATE （００
０）への状態遷移（パス）は（０００）からパスＡによ
るものと、 (001)からパスＤによるものと、（１００）
からパスＢによるものと、（１０１）からパスＣによる
ものの４つのパスしかない。（００１）〜（１１１）に
ついても同様に４つのパスを有している。
０）への状態遷移（パス）は（０００）からパスＡによ
るものと、 (001)からパスＤによるものと、（１００）
からパスＢによるものと、（１０１）からパスＣによる
ものの４つのパスしかない。（００１）〜（１１１）に
ついても同様に４つのパスを有している。
このパス（Ａ〜Ｈ）は第７図のＡ〜Ｈに対応しており、
更にＡ〜Ｈの中はさらに各信号点（ａ０〜ａ３，ｂ０〜
ｂ３，…ｈ０〜ｈ３）に分かれている。
更にＡ〜Ｈの中はさらに各信号点（ａ０〜ａ３，ｂ０〜
ｂ３，…ｈ０〜ｈ３）に分かれている。
このように、コンボリューショナルエンコーダにより状
態遷移が規則的になり第３図のように信号点が配置され
る。
態遷移が規則的になり第３図のように信号点が配置され
る。
第１０図は受信データにエラーがない場合のビタービ復
号状態遷移図である。以下第10図について説明する。
号状態遷移図である。以下第10図について説明する。
第１０図はｃ０，ｂ０，ａ３，ｈ３，ａ３，ａ０，
ｄ１，ｇ０の順にデータを受信したと仮定して、Ａ〜Ｈ
の各グループとの距離データとパス選択アルゴリズムを
示している。
ｄ１，ｇ０の順にデータを受信したと仮定して、Ａ〜Ｈ
の各グループとの距離データとパス選択アルゴリズムを
示している。
なお受信信号点の位置及び距離の単位はヘキサデシマル
とする。
とする。
例えば受信信号がｃ０の場合、ｃ０の座標点はＸ＝２
０、Ｙ＝Ｆ８であり、ｃ０の座標点とＡ〜Ｈのグループ
毎の距離データが記載されている。ｃ０を受信した場
合、Ｃグループのｃ０基準点との距離データはC(0)=0で
ある。
０、Ｙ＝Ｆ８であり、ｃ０の座標点とＡ〜Ｈのグループ
毎の距離データが記載されている。ｃ０を受信した場
合、Ｃグループのｃ０基準点との距離データはC(0)=0で
ある。
第１０図ではｃ０を受信したとき、すでに０００〜１１
１の各グループはパスメトリック（距離データの累積）
Ｅ，Ｅ，Ｅ，Ｅ，Ｂ，０，８，８をもっていることを示
している。各グループの次のグループへのパス候補は第
６図よりわかるようにＡ〜Ｈの内の４つに制約される。
４つに制約されたパス候補の中から各パスのもっている
距離データとパスメトリックを加算し、その加算値が最
小のパスが選択される。この様子を具体的に説明する。
１の各グループはパスメトリック（距離データの累積）
Ｅ，Ｅ，Ｅ，Ｅ，Ｂ，０，８，８をもっていることを示
している。各グループの次のグループへのパス候補は第
６図よりわかるようにＡ〜Ｈの内の４つに制約される。
４つに制約されたパス候補の中から各パスのもっている
距離データとパスメトリックを加算し、その加算値が最
小のパスが選択される。この様子を具体的に説明する。
第１０図からわかるように例えばｃ０受信時、次にグル
ープ（０００）へは現在のグループの（１０１）からパ
スｃ０が選択され、パスメトリックは０となる。
ープ（０００）へは現在のグループの（１０１）からパ
スｃ０が選択され、パスメトリックは０となる。
なぜならば、（０００）へのパス候補Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄに
ついてパスメトリックを計算すると、Ａ＝Ｅ＋８
（ａ３），Ｄ＝Ｅ＋Ｂ(d0)，Ｂ＝Ｂ＋８（ｂ３），Ｃ＝
０＋０（ｃ０）となり、Ｃが最小であり、ｃ０のパスが
選択され、パスメトリックは０となる。
ついてパスメトリックを計算すると、Ａ＝Ｅ＋８
（ａ３），Ｄ＝Ｅ＋Ｂ(d0)，Ｂ＝Ｂ＋８（ｂ３），Ｃ＝
０＋０（ｃ０）となり、Ｃが最小であり、ｃ０のパスが
選択され、パスメトリックは０となる。
また（００１）へのパスメトリックは同様にＢ＝Ｅ＋８
（ｂ３）、Ｃ＝Ｅ＋０（ｃ０），Ａ＝Ｂ＋８（ａ３），
Ｄ＝０＋Ｂ（ｄ０）となり、Ｄが最小であり、ｄ０のパ
スが選択され、パスメトリックはＢとなる。第１０図は
このようにして各受信信号に対してパス選択とパスメト
リックを展開した図である。
（ｂ３）、Ｃ＝Ｅ＋０（ｃ０），Ａ＝Ｂ＋８（ａ３），
Ｄ＝０＋Ｂ（ｄ０）となり、Ｄが最小であり、ｄ０のパ
スが選択され、パスメトリックはＢとなる。第１０図は
このようにして各受信信号に対してパス選択とパスメト
リックを展開した図である。
なお０００〜１１１の各グループがもっているパスメト
リックの中に０がなくなった場合は最小値を減算して１
つ以上はパスメトリックが０となるように補正してい
る。
リックの中に０がなくなった場合は最小値を減算して１
つ以上はパスメトリックが０となるように補正してい
る。
パスの展開を一定以上（通常１０〜２０）行うと正しい
データ以外のパスは途中でとだえてしまい正しいデータ
過程がパスとして生残ることがわかる。
データ以外のパスは途中でとだえてしまい正しいデータ
過程がパスとして生残ることがわかる。
このように一定数のパスを生成し、パスをさかのぼっ
て、生残っているパスに基づいて復調するものである。
第１１図は受信データにエラーがある場合のビタービ復
号状態遷移図である。
て、生残っているパスに基づいて復調するものである。
第１１図は受信データにエラーがある場合のビタービ復
号状態遷移図である。
第１１図は雑音等により、ｃ０で送信したものがａ３で
受信した場合を示している。
受信した場合を示している。
第１１図からわかるように一定期間は誤って受信したａ
３に対するパスが生残っているがｇ０を受信した時点
（８番目のパス）でパスがとだえてしまう。したがって
９番目以降のパスからさかのぼって復号するならばエラ
ー発生時点ではｃ０のパスが残り、ａ３からｃ０にエラ
ー訂正されることがわかる。
３に対するパスが生残っているがｇ０を受信した時点
（８番目のパス）でパスがとだえてしまう。したがって
９番目以降のパスからさかのぼって復号するならばエラ
ー発生時点ではｃ０のパスが残り、ａ３からｃ０にエラ
ー訂正されることがわかる。
（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、第９図のＡ部に示すような従来の信号距
離計算処理方法では、入力した信号の座標点と各基準
点（ｎ個）との信号距離Lnを、 で求めて、次にこれをＡ〜Ｈの各グループ内で比較し
て各グループ毎に最小の距離（LAMIN〜LHMIN）を求める
ため、計算の処理量が非常に大きくなる欠点があった。
離計算処理方法では、入力した信号の座標点と各基準
点（ｎ個）との信号距離Lnを、 で求めて、次にこれをＡ〜Ｈの各グループ内で比較し
て各グループ毎に最小の距離（LAMIN〜LHMIN）を求める
ため、計算の処理量が非常に大きくなる欠点があった。
（問題を解決するための手段） 本発明は、このような欠点を解決するためになされたも
ので、入力する信号の座標点に対する領域判定結果に
より、判定結果の座標に対して最小距離となり得る各基
準点を各グループ（Ａ〜Ｈ）毎に求める。次に、これ
らの選択された各基準点に対して、入力信号の座標点に
対する信号距離（Lm）を求める。そして各グループ毎
に選択された基準点が２つ以上のグループについての
み、Lmの比較をして、最終的に各グループ毎の最小距離
を求めるという方法である。これにより計算数を著しく
低減させることができる信号距離計算処理方法を提供す
るものである。
ので、入力する信号の座標点に対する領域判定結果に
より、判定結果の座標に対して最小距離となり得る各基
準点を各グループ（Ａ〜Ｈ）毎に求める。次に、これ
らの選択された各基準点に対して、入力信号の座標点に
対する信号距離（Lm）を求める。そして各グループ毎
に選択された基準点が２つ以上のグループについての
み、Lmの比較をして、最終的に各グループ毎の最小距離
を求めるという方法である。これにより計算数を著しく
低減させることができる信号距離計算処理方法を提供す
るものである。
（作 用） 前記につづき、ここで領域判定とは、例えば第２図に示
すように各信号基準点に対して領域を設定し、その領域
に入力信号座標がある時に、対応する信号基準点を判定
結果とするものである。通常、前記の座標軸上の信号入
力はモデム受信部の自動等化器出力であり、領域判定結
果は自動等化器から容易に得ることができる。
すように各信号基準点に対して領域を設定し、その領域
に入力信号座標がある時に、対応する信号基準点を判定
結果とするものである。通常、前記の座標軸上の信号入
力はモデム受信部の自動等化器出力であり、領域判定結
果は自動等化器から容易に得ることができる。
以下、本発明の実施例を図にしたがって詳細に説明す
る。
る。
（実施例） 第１図は本発明の実施例を示す信号距離計算処理フロー
図である。まず、領域判定結果に対して最小距離となり
得る各基準点をＡ〜Ｈの各グループ毎に選択する。これ
は第２図において、例えば領域判定結果が （１０１１０）となった時、選択 なるということである。この場合、Ａ，Ｂ，Ｃのグルー
プでは に対して最小距離の基準点が２つ以上出現している。従
って、入力信号座標に対する信号距離Lmを計算した後
で、Ａ，Ｂ，Ｃのグループについては最短距離をもつ信
号点を比較判定する。これにより、入力信号点に対して
最短距離をもつ基準点と信号距離が各Ａ〜Ｈのグループ
に対して各々１つ求められる。
図である。まず、領域判定結果に対して最小距離となり
得る各基準点をＡ〜Ｈの各グループ毎に選択する。これ
は第２図において、例えば領域判定結果が （１０１１０）となった時、選択 なるということである。この場合、Ａ，Ｂ，Ｃのグルー
プでは に対して最小距離の基準点が２つ以上出現している。従
って、入力信号座標に対する信号距離Lmを計算した後
で、Ａ，Ｂ，Ｃのグループについては最短距離をもつ信
号点を比較判定する。これにより、入力信号点に対して
最短距離をもつ基準点と信号距離が各Ａ〜Ｈのグループ
に対して各々１つ求められる。
第３図は、第２図を対して を領域判定した グループはＢ，Ｄである。
第４図はｎ＝１２８の信号点配置をもつ場合であり、第
５図において上位に２ bit拡張して、In5,In6を追加し
たものである。第４図では、Ａ〜Ｈのグループ分けはさ
れていないが、各基準点の下位３ bit（第５図のＹn2，
Ｙn1，Ｙn0に対応する）が第７図で示される様に各グル
ープに対応している。第４図では を領域判定とした場合を示している。これにより選択さ
れた基準点は で示している。
５図において上位に２ bit拡張して、In5,In6を追加し
たものである。第４図では、Ａ〜Ｈのグループ分けはさ
れていないが、各基準点の下位３ bit（第５図のＹn2，
Ｙn1，Ｙn0に対応する）が第７図で示される様に各グル
ープに対応している。第４図では を領域判定とした場合を示している。これにより選択さ
れた基準点は で示している。
（発明の効果） 以上説明したように、本発明によれば領域判定結果を使
って、信号距離を計算する必要がある基準点を選択する
ことにより、信号距離計算回数を著しく削減することが
できる。第４図に示す例では、従来方法では１２８点の
信号点に対する距離計算を必要としたことに対して、本
発明により、１１点ですむようになった。従って本発明
の分野にかかわる復号方式を実現する際のソフトウエア
処理量及びハードウエア量の削減が期待できる。
って、信号距離を計算する必要がある基準点を選択する
ことにより、信号距離計算回数を著しく削減することが
できる。第４図に示す例では、従来方法では１２８点の
信号点に対する距離計算を必要としたことに対して、本
発明により、１１点ですむようになった。従って本発明
の分野にかかわる復号方式を実現する際のソフトウエア
処理量及びハードウエア量の削減が期待できる。
第１図は本発明の実施例を示す信号距離計算処理フロー
図、 第２図，第３図，及び第４図は本発明の実施例を説明す
るための図であって、第２図は第８図の信号点配置図に
領域判定境介線を記入した図、第３図は計算手順の説明
図、第４図は第３図に対してさらに信号点数を１２８に
拡張した図、 第５図は従来の送信側におけるコンボリューショナルエ
ンコーダと信号点発生回路の一例を示す図、 第６図は第５図でのコンボリューショナルエンコーダの
状態変化図、 第７図は第５図の入出力関係をＡ〜Ｈのグループ別に整
理した図、 第８図は第７図での信号点座標（Ｐ，Ｑ）に対する信号
点配置図、 第９図は従来のビタービ復号での計算手順を示すフロー
図、第１０図は受信データにエラーがない場合のビター
ビ復号状態遷移図、第１１図は受信データにエラーがあ
る場合のビタービ復号状態遷移図である。
図、 第２図，第３図，及び第４図は本発明の実施例を説明す
るための図であって、第２図は第８図の信号点配置図に
領域判定境介線を記入した図、第３図は計算手順の説明
図、第４図は第３図に対してさらに信号点数を１２８に
拡張した図、 第５図は従来の送信側におけるコンボリューショナルエ
ンコーダと信号点発生回路の一例を示す図、 第６図は第５図でのコンボリューショナルエンコーダの
状態変化図、 第７図は第５図の入出力関係をＡ〜Ｈのグループ別に整
理した図、 第８図は第７図での信号点座標（Ｐ，Ｑ）に対する信号
点配置図、 第９図は従来のビタービ復号での計算手順を示すフロー
図、第１０図は受信データにエラーがない場合のビター
ビ復号状態遷移図、第１１図は受信データにエラーがあ
る場合のビタービ復号状態遷移図である。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭57−150249（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−254952（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−162858（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】変復調装置の受信部におけるビタービ復号
方式で復号する場合の信号距離計算処理方法において、 受信データを復号するために受信信号点からの信号距離
を計算する必要のある基準点を、前記受信信号点に対す
る領域判定結果の基準点から最も近い基準点をコンボリ
ューショナルエンコーダ出力の下位３ビットが共通なＡ
〜Ｈの８つのグループのそれぞれに対して選択し、 この選択された基準点についてのみ前記受信信号点との
間の信号距離を計算し、 同一グループに対して複数の基準点が選択された場合
は、信号距離を比較して最小のものを求めることによ
り、各グループ毎に、前記受信信号点に対して最短距離
をもつ１つの基準点と前記受信信号点と前記選択された
各グループ毎の１つの基準点との間の最短距離データと
を得ることを特徴とする信号距離計算処理方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59201454A JPH0618388B2 (ja) | 1984-09-28 | 1984-09-28 | 信号距離計算処理方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59201454A JPH0618388B2 (ja) | 1984-09-28 | 1984-09-28 | 信号距離計算処理方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6180931A JPS6180931A (ja) | 1986-04-24 |
| JPH0618388B2 true JPH0618388B2 (ja) | 1994-03-09 |
Family
ID=16441357
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59201454A Expired - Lifetime JPH0618388B2 (ja) | 1984-09-28 | 1984-09-28 | 信号距離計算処理方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0618388B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03501710A (ja) * | 1988-10-21 | 1991-04-18 | クラスニャンスキ ニコライ イワノヴィッチ | 螺線工具溝に用いるグラインダ |
| US4941154A (en) * | 1989-05-30 | 1990-07-10 | At&T Bell Laboratories | Trellis coding method and arrangement for fractional bit rates |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7327872B2 (en) * | 2004-10-13 | 2008-02-05 | General Electric Company | Method and system for registering 3D models of anatomical regions with projection images of the same |
| AU2007299934B2 (en) * | 2006-09-28 | 2013-09-12 | Hlt, Inc. | Delivery tool for percutaneous delivery of a prosthesis |
| JP5269500B2 (ja) * | 2008-07-04 | 2013-08-21 | 株式会社東芝 | 画像処理装置 |
| WO2010067300A1 (en) * | 2008-12-12 | 2010-06-17 | Koninklijke Philips Electronics N. V. | Automatic road mapping for heart valve replacement |
-
1984
- 1984-09-28 JP JP59201454A patent/JPH0618388B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6180931A (ja) | 1986-04-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR0129577B1 (ko) | 32-직각진폭변조방식을 이용하는 영상수신시스템에서 개선된 메트릭 계산방법 | |
| US4709377A (en) | Viterbi decoder for wireline modems | |
| US5185747A (en) | Data symbol estimation | |
| JP2531533B2 (ja) | 逐次復号器 | |
| US5724394A (en) | Viterbi decoding method and decoder capable of eliminating phase indeterminacy | |
| US6889356B1 (en) | Cyclic trellis coded modulation | |
| JPH0618388B2 (ja) | 信号距離計算処理方法 | |
| US6823027B2 (en) | Method for enhancing soft-value information | |
| US20030018941A1 (en) | Method and apparatus for demodulation | |
| US7191387B1 (en) | Method and apparatus for forward error correction | |
| JP4452716B2 (ja) | 直交振幅変調の軟判定を用いた復調方法及び復調装置 | |
| EP0430413B1 (en) | Data symbol estimation | |
| JP3874605B2 (ja) | 誤り訂正方法及び誤り訂正装置 | |
| KR20040033203A (ko) | 논리 ａｎｄ연산 다이버시티 결합방법 | |
| JP2723002B2 (ja) | 非符号化レベル信号判定回路 | |
| US20040151258A1 (en) | Bit likelihood calculation method and demodulation device | |
| JP3348303B2 (ja) | ビタビ復号方法およびその装置 | |
| JP3422088B2 (ja) | 符号化変調信号の復号器 | |
| JP2945686B2 (ja) | 多重受信最尤復号回路 | |
| JPH02192252A (ja) | 搬送波同期復調装置 | |
| JP3362864B2 (ja) | 多値変調信号復調装置 | |
| JP2001060896A (ja) | 自動等化器 | |
| SU1629992A1 (ru) | Кодек дл системы св зи с многократной фазовой модул цией | |
| Egorov et al. | Method coding of QAM signals for transmission fractional number bit per symbol | |
| JPH0453468B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |