JPH0618580A - 多重通路フェージングに対する感受性を測定する方法及び装置 - Google Patents
多重通路フェージングに対する感受性を測定する方法及び装置Info
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- JPH0618580A JPH0618580A JP5066209A JP6620993A JPH0618580A JP H0618580 A JPH0618580 A JP H0618580A JP 5066209 A JP5066209 A JP 5066209A JP 6620993 A JP6620993 A JP 6620993A JP H0618580 A JPH0618580 A JP H0618580A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B17/00—Monitoring; Testing
- H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
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- H04B17/3912—Simulation models, e.g. distribution of spectral power density or received signal strength indicator [RSSI] for a given geographic region
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- H04B17/20—Monitoring; Testing of receivers
- H04B17/29—Performance testing
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】ディジタル・マイクロ波無線のような信号通路
を介してディジタル信号を伝送するシステムにおいて、
多重通路フェージングに対するシステムの最悪の妨害感
受性を見つける方法及び装置を提供する。 【構成】本発明の一実施例によれば、所定の初期ビット
誤差率が発生するまで所与の信号周波数における信号の
ノッチ深度が調整される（１００）。その後、信号通路
が遮断され、再び確立される（１１０）。測定されたビ
ット誤差率が初期ビット誤差率より大きい場合は、測定
されたビット誤差率が初期ビット誤差率に等しくなるま
でノッチ深度が低減され（１３０）、その後徐々に増加
される（１４０）。測定されたビット誤差率が初期ビッ
ト誤差率に等しい場合は、信号通路が遮断され（１１
０）、最悪の信号伝播の正確な表現が得られるまで再確
立される。小さい場合は、初期ビット誤差率に関するノ
ッチ深度値を最悪のノッチ深度として戻す（１６０）。
を介してディジタル信号を伝送するシステムにおいて、
多重通路フェージングに対するシステムの最悪の妨害感
受性を見つける方法及び装置を提供する。 【構成】本発明の一実施例によれば、所定の初期ビット
誤差率が発生するまで所与の信号周波数における信号の
ノッチ深度が調整される（１００）。その後、信号通路
が遮断され、再び確立される（１１０）。測定されたビ
ット誤差率が初期ビット誤差率より大きい場合は、測定
されたビット誤差率が初期ビット誤差率に等しくなるま
でノッチ深度が低減され（１３０）、その後徐々に増加
される（１４０）。測定されたビット誤差率が初期ビッ
ト誤差率に等しい場合は、信号通路が遮断され（１１
０）、最悪の信号伝播の正確な表現が得られるまで再確
立される。小さい場合は、初期ビット誤差率に関するノ
ッチ深度値を最悪のノッチ深度として戻す（１６０）。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル・マイクロ波
無線を介したディジタル信号の伝送に関する。本発明は
特に多重通路フェージングに対するディジタル・マイク
ロ波無線の妨害感受性の測定方法に関する。
無線を介したディジタル信号の伝送に関する。本発明は
特に多重通路フェージングに対するディジタル・マイク
ロ波無線の妨害感受性の測定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】伝播されるマイクロ波信号に関するディ
ジタルマイクロ波無線（“ＤＭＲ”）の性能をアクセス
する有用な方法は多重通路フェージングに対するＤＭＲ
受信機の妨害感受性を測定することである。図１には直
接的な目的通路１５として、又、反射通路１４及び地表
跳ね返り通路１６として種々に示された多重信号通路を
経て信号を受信機１２に送信する送信機１０が示されて
いる。種々の信号が多重通路を経て進行する距離が異な
るので、信号は僅かに異なる時間に受信機１２に到達す
る。従って信号相互間の位相差の相殺に起因する信号の
フェージングが生ずることがしばしばある。フェージン
グは許容限度を越えたデータ・ビット誤差率と連結の停
止の主因の一つとして認識されているので、多重通路フ
ェージングに対する妨害感受性のテストは重要である。
ジタルマイクロ波無線（“ＤＭＲ”）の性能をアクセス
する有用な方法は多重通路フェージングに対するＤＭＲ
受信機の妨害感受性を測定することである。図１には直
接的な目的通路１５として、又、反射通路１４及び地表
跳ね返り通路１６として種々に示された多重信号通路を
経て信号を受信機１２に送信する送信機１０が示されて
いる。種々の信号が多重通路を経て進行する距離が異な
るので、信号は僅かに異なる時間に受信機１２に到達す
る。従って信号相互間の位相差の相殺に起因する信号の
フェージングが生ずることがしばしばある。フェージン
グは許容限度を越えたデータ・ビット誤差率と連結の停
止の主因の一つとして認識されているので、多重通路フ
ェージングに対する妨害感受性のテストは重要である。
【０００３】多重通路フェージングに対するＤＭＲの妨
害感受性は英国テレコミニュケーション産業により開発
されたＭ曲線測定方式を用いて測定される。Ｍ曲線はＤ
ＭＲが所定のビット誤差率（“ＢＥＲ”）を生ずる原因
となる、ＤＭＲの周波数帯域の特定の位置でのノッチの
深度の尺度である。Ｍ曲線測定方式は代表的には次のよ
うに行われる。カリフォルニア州パロ アルトのヒュー
レット・パッカード社製のＨＰ １１７５７Ｂのような
多重通路フェージング・シミュレータの入力にＤＭＲ送
信機のＩＦ出力が結合される。多重通路フェージング・
シミュレータの出力はＤＭＲ受信機のＩＦ入力に結合さ
れる。ＤＭＲの送信及び受信通路のテスト中にＢＥＲが
監視される。
害感受性は英国テレコミニュケーション産業により開発
されたＭ曲線測定方式を用いて測定される。Ｍ曲線はＤ
ＭＲが所定のビット誤差率（“ＢＥＲ”）を生ずる原因
となる、ＤＭＲの周波数帯域の特定の位置でのノッチの
深度の尺度である。Ｍ曲線測定方式は代表的には次のよ
うに行われる。カリフォルニア州パロ アルトのヒュー
レット・パッカード社製のＨＰ １１７５７Ｂのような
多重通路フェージング・シミュレータの入力にＤＭＲ送
信機のＩＦ出力が結合される。多重通路フェージング・
シミュレータの出力はＤＭＲ受信機のＩＦ入力に結合さ
れる。ＤＭＲの送信及び受信通路のテスト中にＢＥＲが
監視される。
【０００４】フェージングが生じない場合は、ＢＥＲは
ゼロである。ＢＥＲの監視中に、Ｍ曲線上でプロットさ
れる任意のポイントについて、特定の周波数でＤＭＲの
ＩＦ帯域にノッチが付与される。ノッチの深度は特定の
ＢＥＲ、例えば０．０００１に達するまでゆっくりと増
大される。ＤＭＲのＩＦ内の異なる周波数ポイントで同
じ測定が反復される。その結果として生じたノッチ深度
対周波数の測定値がプロットされると、作成された曲線
によって多重通路フェージングに対するＤＭＲの妨害感
受性が示される。通常は、ＤＭＲに供給されるデータは
ＤＭＲ送信機内で“同相”すなわち“Ｉ”信号、又は
“直角位相”すなわち“Ｑ”信号へと変換される。これ
らの信号は７０ＭＨｚ又は１４０ＭＨｚの代表的な周波
数を有するベース・バンド搬送波を変調するために利用
される。変調された搬送波はその後で大幅に高い周波数
へと上方変換され、信号通路を経て伝送される。
ゼロである。ＢＥＲの監視中に、Ｍ曲線上でプロットさ
れる任意のポイントについて、特定の周波数でＤＭＲの
ＩＦ帯域にノッチが付与される。ノッチの深度は特定の
ＢＥＲ、例えば０．０００１に達するまでゆっくりと増
大される。ＤＭＲのＩＦ内の異なる周波数ポイントで同
じ測定が反復される。その結果として生じたノッチ深度
対周波数の測定値がプロットされると、作成された曲線
によって多重通路フェージングに対するＤＭＲの妨害感
受性が示される。通常は、ＤＭＲに供給されるデータは
ＤＭＲ送信機内で“同相”すなわち“Ｉ”信号、又は
“直角位相”すなわち“Ｑ”信号へと変換される。これ
らの信号は７０ＭＨｚ又は１４０ＭＨｚの代表的な周波
数を有するベース・バンド搬送波を変調するために利用
される。変調された搬送波はその後で大幅に高い周波数
へと上方変換され、信号通路を経て伝送される。
【０００５】信号通路の受信端末で、ＤＭＲ受信機は高
周波“ＩＱ”変調信号を１４０ＭＨｚのベース・バンド
の７０ＭＨｚへと下方変換し、“Ｉ”及び“Ｑ”信号を
復調し、“Ｉ”及び“Ｑ”信号を再びディジタル・デー
タへと変換する。ＤＭＲ送信機では、“Ｉ”及び“Ｑ”
信号は各々別個のフィルタを通過する。ＤＭＲ受信機で
は、復調された“Ｉ”及び“Ｑ”信号も各々別個のフィ
ルタを通過する。フィルタの目的は記号間の干渉を最小
限にする全体的な送信−受信特性を得ることである。
周波“ＩＱ”変調信号を１４０ＭＨｚのベース・バンド
の７０ＭＨｚへと下方変換し、“Ｉ”及び“Ｑ”信号を
復調し、“Ｉ”及び“Ｑ”信号を再びディジタル・デー
タへと変換する。ＤＭＲ送信機では、“Ｉ”及び“Ｑ”
信号は各々別個のフィルタを通過する。ＤＭＲ受信機で
は、復調された“Ｉ”及び“Ｑ”信号も各々別個のフィ
ルタを通過する。フィルタの目的は記号間の干渉を最小
限にする全体的な送信−受信特性を得ることである。
【０００６】ＤＭＲでの受信機は“Ｉ”伝送信号を
“Ｉ”又は“Ｑ”受信フィルタのいずれかによって受信
できるように機能する。同様にして、“Ｑ”伝送信号は
“Ｑ”又は“Ｉ”受信フィルタのいずれかによって受信
可能である。従って、伝播された信号には２組の異なる
伝送特性がある。２組の伝送特性（２つの送信フィルタ
特性と２つの受信フィルタ特性）は下記のように表すこ
とができる。 ＨＩＴＲ（Ｓ）＞“Ｉ”送信フィルタ周波数応答 ＨＱＴＲ（Ｓ）＞“Ｑ”送信フィルタ周波数応答 ＨＩＲＣ（Ｓ）＞“Ｉ”受信フィルタ周波数応答 ＨＱＲＣ（Ｓ）＞“Ｑ”受信フィルタ周波数応答
“Ｉ”又は“Ｑ”受信フィルタのいずれかによって受信
できるように機能する。同様にして、“Ｑ”伝送信号は
“Ｑ”又は“Ｉ”受信フィルタのいずれかによって受信
可能である。従って、伝播された信号には２組の異なる
伝送特性がある。２組の伝送特性（２つの送信フィルタ
特性と２つの受信フィルタ特性）は下記のように表すこ
とができる。 ＨＩＴＲ（Ｓ）＞“Ｉ”送信フィルタ周波数応答 ＨＱＴＲ（Ｓ）＞“Ｑ”送信フィルタ周波数応答 ＨＩＲＣ（Ｓ）＞“Ｉ”受信フィルタ周波数応答 ＨＱＲＣ（Ｓ）＞“Ｑ”受信フィルタ周波数応答
【０００７】従って２組の全体的伝送特性は次のとおり
である。 セット１：ＨＩＴＲ（Ｓ）＊ＨＩＲＣ（Ｓ）、ＨＱＴＲ
（Ｓ）＊ＨＱＲＣ（Ｓ） セット２：ＨＩＴＲ（Ｓ）＊ＨＱＲＣ（Ｓ）、ＨＱＴＲ
（Ｓ）＊ＨＩＲＣ（Ｓ） ＨＩＴＲ（Ｓ）、ＨＩＲＣ（Ｓ）、ＨＱＴＲ（Ｓ）及び
ＨＱＲＣ（Ｓ）は全て等しいことが理想的である。しか
し、同一の伝送特性を有するフィルタを製造することは
困難であると同時にコストが高い。従って、実際にはフ
ィルタは同一、もしくは完全ではなく、２組の伝送特性
は各々記号間の干渉に僅かに異なる影響を及ぼす。
である。 セット１：ＨＩＴＲ（Ｓ）＊ＨＩＲＣ（Ｓ）、ＨＱＴＲ
（Ｓ）＊ＨＱＲＣ（Ｓ） セット２：ＨＩＴＲ（Ｓ）＊ＨＱＲＣ（Ｓ）、ＨＱＴＲ
（Ｓ）＊ＨＩＲＣ（Ｓ） ＨＩＴＲ（Ｓ）、ＨＩＲＣ（Ｓ）、ＨＱＴＲ（Ｓ）及び
ＨＱＲＣ（Ｓ）は全て等しいことが理想的である。しか
し、同一の伝送特性を有するフィルタを製造することは
困難であると同時にコストが高い。従って、実際にはフ
ィルタは同一、もしくは完全ではなく、２組の伝送特性
は各々記号間の干渉に僅かに異なる影響を及ぼす。
【０００８】２組の伝送特性はロック状態と呼ばれ、Ｄ
ＭＲは送信−受信通路に関して“Ｉ”−“Ｉ”、“Ｑ”
−“Ｑ”又は“Ｉ”−“Ｑ”、“Ｑ”−“Ｉ”で“ロッ
ク”する。図２はデシベル単位のノッチ深度とＭＨｚ単
位のノッチ周波数とをプロットした６つのＭ曲線のｘ−
ｙグラフである。図示したＭ曲線は異なるロック状態に
関わりなく測定されたものである。各曲線上の数字は当
該の周波数で曲線上に当たるデータ・ポイントの数を示
している。２つの曲線はデータ獲得過程中に生じた２つ
の異なるロック状態を示している。曲線間の距離はＭ曲
線を作成する公知の技術の不正確さを示している。ＤＭ
Ｒが伝送特性の最良のセットを選択するように強制する
ことは不可能である。従って、最悪のセットの伝送特性
でのＤＭＲの妨害感受性を測定することが望ましい。前
述のＭ曲線では最悪のロック状態を利用することができ
ない。
ＭＲは送信−受信通路に関して“Ｉ”−“Ｉ”、“Ｑ”
−“Ｑ”又は“Ｉ”−“Ｑ”、“Ｑ”−“Ｉ”で“ロッ
ク”する。図２はデシベル単位のノッチ深度とＭＨｚ単
位のノッチ周波数とをプロットした６つのＭ曲線のｘ−
ｙグラフである。図示したＭ曲線は異なるロック状態に
関わりなく測定されたものである。各曲線上の数字は当
該の周波数で曲線上に当たるデータ・ポイントの数を示
している。２つの曲線はデータ獲得過程中に生じた２つ
の異なるロック状態を示している。曲線間の距離はＭ曲
線を作成する公知の技術の不正確さを示している。ＤＭ
Ｒが伝送特性の最良のセットを選択するように強制する
ことは不可能である。従って、最悪のセットの伝送特性
でのＤＭＲの妨害感受性を測定することが望ましい。前
述のＭ曲線では最悪のロック状態を利用することができ
ない。
【０００９】
【発明の目的】本発明はディジタル・マイクロ波無線の
ような信号通路を介してディジタル信号を伝送するシス
テムにおいて、多重通路フェージングに対するディジタ
ル・マイクロ波無線の最悪の妨害感受性を見つける方法
および装置を提供することを目的とする。
ような信号通路を介してディジタル信号を伝送するシス
テムにおいて、多重通路フェージングに対するディジタ
ル・マイクロ波無線の最悪の妨害感受性を見つける方法
および装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【発明の概要】本発明は信号通路を経てディジタル信号
を送信するシステム、例えばディジタル・マイクロ波無
線において有用である。本発明は多重通路フェージング
に対するディジタル・マイクロ波無線の妨害感受性を判
定する方法を提案するものである。ディジタル・マイク
ロ波無線関係においては、本発明は多重通路フェージン
グに関してＭ曲線を測定する際に、最悪の場合のロック
状態を確立する。本発明では、先ず信号通路が確立され
る。選択された初期ビット誤差率が生ずるまで、信号ノ
ッチ深度が所定の周波数で調整される。その後、先ず信
号通路が遮断され、その後再確立される。ビット誤差率
が測定される。測定されたビット誤差率が初期ビット誤
差率よりも大きい場合は、先ず信号ノッチ深度が低減さ
れ、次に、測定されたビット誤差率が初期のビット誤差
率と等しくなるまで次第に高められる。測定されたビッ
ト誤差率が初期のビット誤差率と等しい場合は、信号通
路は反復的に確立と遮断を繰り返され、その結果ＤＭＲ
はロックを解除し、且つ２つのロック状態の一つで再度
ロック状態を回復する。ロックが回復されると、異なる
ロック状態を実現できる。従って、本発明は最悪の場合
のロックを確立するために、可能な双方のロック状態を
実施する。このようにして最悪の場合のディジタル・マ
イクロ波無線のロック状態が容易に判定され、ノッチ深
度として示される。
を送信するシステム、例えばディジタル・マイクロ波無
線において有用である。本発明は多重通路フェージング
に対するディジタル・マイクロ波無線の妨害感受性を判
定する方法を提案するものである。ディジタル・マイク
ロ波無線関係においては、本発明は多重通路フェージン
グに関してＭ曲線を測定する際に、最悪の場合のロック
状態を確立する。本発明では、先ず信号通路が確立され
る。選択された初期ビット誤差率が生ずるまで、信号ノ
ッチ深度が所定の周波数で調整される。その後、先ず信
号通路が遮断され、その後再確立される。ビット誤差率
が測定される。測定されたビット誤差率が初期ビット誤
差率よりも大きい場合は、先ず信号ノッチ深度が低減さ
れ、次に、測定されたビット誤差率が初期のビット誤差
率と等しくなるまで次第に高められる。測定されたビッ
ト誤差率が初期のビット誤差率と等しい場合は、信号通
路は反復的に確立と遮断を繰り返され、その結果ＤＭＲ
はロックを解除し、且つ２つのロック状態の一つで再度
ロック状態を回復する。ロックが回復されると、異なる
ロック状態を実現できる。従って、本発明は最悪の場合
のロックを確立するために、可能な双方のロック状態を
実施する。このようにして最悪の場合のディジタル・マ
イクロ波無線のロック状態が容易に判定され、ノッチ深
度として示される。
【００１１】
【実施例】本発明は図面を参照して説明することによっ
て最も明解に理解されよう。本発明はＭ曲線に沿って多
重通路フェージングをプロットする場合の、ディジタル
・マイクロ波無線（“ＤＭＲ”）における最悪の場合の
ロック状態を確立する方法を提案するものである。図３
はＭ曲線の測定中に最悪の場合のロック状態を判定する
装置を示した構成図である。ＤＭＲ送信機１８は信号通
路２３を経てＤＭＲ受信機２０へとディジタル信号を送
信する。
て最も明解に理解されよう。本発明はＭ曲線に沿って多
重通路フェージングをプロットする場合の、ディジタル
・マイクロ波無線（“ＤＭＲ”）における最悪の場合の
ロック状態を確立する方法を提案するものである。図３
はＭ曲線の測定中に最悪の場合のロック状態を判定する
装置を示した構成図である。ＤＭＲ送信機１８は信号通
路２３を経てＤＭＲ受信機２０へとディジタル信号を送
信する。
【００１２】本発明の好ましい実施例は、カリフォルニ
ア州パロ アルトのヒューレット・パッカード社製のＨ
Ｐ １１７５７Ｂのような多重通路フェージング・シミ
ュレータ２２を使用している。シミュレータ２２は線２
５を経てＤＭＲ送信機１８のＩＦ出力に結合され、且つ
線２７を経てＤＭＲ受信機２０のＩＦ入力に結合されて
いる。動作時には、代表的には単一のＤＭＲが供給さ
れ、送信機のＩＦ出力はシミュレータ２２を介して受信
機のＩＦ入力に回線折り返しされる。このようにしてシ
ミュレーションによって得られたロック状態の情報は多
重通路フェージング中のＤＭＲの実際の動作を正確に表
す。
ア州パロ アルトのヒューレット・パッカード社製のＨ
Ｐ １１７５７Ｂのような多重通路フェージング・シミ
ュレータ２２を使用している。シミュレータ２２は線２
５を経てＤＭＲ送信機１８のＩＦ出力に結合され、且つ
線２７を経てＤＭＲ受信機２０のＩＦ入力に結合されて
いる。動作時には、代表的には単一のＤＭＲが供給さ
れ、送信機のＩＦ出力はシミュレータ２２を介して受信
機のＩＦ入力に回線折り返しされる。このようにしてシ
ミュレーションによって得られたロック状態の情報は多
重通路フェージング中のＤＭＲの実際の動作を正確に表
す。
【００１３】本発明の好ましい実施例は更に線２８を経
てＤＭＲ送信機１８のディジタル・データ入力に結合さ
れ、線２６を経てＤＭＲ受信機２０のディジタル・デー
タ出力に結合されたデータ源／比較器２４を使用してい
る。動作時には、ディジタル・ビットの流れはデータ源
／比較器２４によって供給され、ＤＭＲ送信機１８内で
処理されて、ＤＭＲ送信機のベース・バンド搬送波を変
調するために利用される“Ｉ”及び“Ｑ”信号が生成さ
れる。シミュレータ２２内でシミュレートされたフェー
ジングの後、ベース・バンド搬送波はＤＭＲ受信機２０
に入力され、そこで変調されて、“Ｉ”及び“Ｑ”信号
が生成される。一方、これらの信号は処理されて、ＤＭ
Ｒ送信機に以前供給されたデータ流に対応するディジタ
ル・データ流が得られる。
てＤＭＲ送信機１８のディジタル・データ入力に結合さ
れ、線２６を経てＤＭＲ受信機２０のディジタル・デー
タ出力に結合されたデータ源／比較器２４を使用してい
る。動作時には、ディジタル・ビットの流れはデータ源
／比較器２４によって供給され、ＤＭＲ送信機１８内で
処理されて、ＤＭＲ送信機のベース・バンド搬送波を変
調するために利用される“Ｉ”及び“Ｑ”信号が生成さ
れる。シミュレータ２２内でシミュレートされたフェー
ジングの後、ベース・バンド搬送波はＤＭＲ受信機２０
に入力され、そこで変調されて、“Ｉ”及び“Ｑ”信号
が生成される。一方、これらの信号は処理されて、ＤＭ
Ｒ送信機に以前供給されたデータ流に対応するディジタ
ル・データ流が得られる。
【００１４】データ源／比較器２４は選択されたデータ
速度が得られるようにプログラムすることができる。シ
ミュレータ２２はディジタル・ビット流からのデータ損
失の原因となるフェージング事象を誘発するので、入力
データは出力データと比較することができる。なんらか
の誤差が生ずる比率を入力データ速度で除算した値がビ
ット誤差率（“ＢＥＲ”）である。ＢＥＲは信号の伝播
に対する多重通路フェージングの影響を表し、このよう
な事象の間のＤＭＲの性能を予測する。動作中、シミュ
レータ２２を調整して、所定のノッチ深度について選択
されたＢＥＲが達成されるように、デシベルで表される
スペクトル・ノッチを付与する。本質的にこれがＭ曲線
を設定する。
速度が得られるようにプログラムすることができる。シ
ミュレータ２２はディジタル・ビット流からのデータ損
失の原因となるフェージング事象を誘発するので、入力
データは出力データと比較することができる。なんらか
の誤差が生ずる比率を入力データ速度で除算した値がビ
ット誤差率（“ＢＥＲ”）である。ＢＥＲは信号の伝播
に対する多重通路フェージングの影響を表し、このよう
な事象の間のＤＭＲの性能を予測する。動作中、シミュ
レータ２２を調整して、所定のノッチ深度について選択
されたＢＥＲが達成されるように、デシベルで表される
スペクトル・ノッチを付与する。本質的にこれがＭ曲線
を設定する。
【００１５】本発明はＤＭＲが最悪の場合のロック状態
を確立するようにＭ曲線を測定する下記の方法を提案す
るものである。本明細書で開示する方法を示す流れ図で
ある図４を参照すると、ＤＭＲは上記のとおりＭ曲線の
測定を行うように準備される。ノッチ深度は測定された
ＢＥＲが選択された初期ＢＥＲと等しくなるまで調整さ
れる（１００）。この時点で、ＤＭＲは２つのロック状
態のうちの一つにロックされる。ＤＭＲのロックがなく
なるように信号通路が遮断される（１１０）。次に信号
通路が再確立され、且つ元のノッチ深度を保持しつつ、
結果として生じたＢＥＲが測定される。測定結果はテス
トされ（１２０）、初期の選択されたＢＥＲと比較され
る。このようにして、新たなロック状態が表示される。
を確立するようにＭ曲線を測定する下記の方法を提案す
るものである。本明細書で開示する方法を示す流れ図で
ある図４を参照すると、ＤＭＲは上記のとおりＭ曲線の
測定を行うように準備される。ノッチ深度は測定された
ＢＥＲが選択された初期ＢＥＲと等しくなるまで調整さ
れる（１００）。この時点で、ＤＭＲは２つのロック状
態のうちの一つにロックされる。ＤＭＲのロックがなく
なるように信号通路が遮断される（１１０）。次に信号
通路が再確立され、且つ元のノッチ深度を保持しつつ、
結果として生じたＢＥＲが測定される。測定結果はテス
トされ（１２０）、初期の選択されたＢＥＲと比較され
る。このようにして、新たなロック状態が表示される。
【００１６】信号通路が再確立され、ロックが復帰した
場合の結果には３つの可能性がある。すなわち、新たな
ＢＥＲが初期のＢＥＲと等しい場合、新たなＢＥＲが初
期のＢＥＲよりも小さい場合、又は新たなＢＥＲが初期
のＢＥＲよりも大きい場合である。新たなＢＥＲが以前
に測定されたＢＥＲとは大幅に異なっている場合（例え
ば、本発明の好ましい実施例では１００％以上又は４０
％以下）、異なるロック状態が検知されたものと想定す
ることができる。
場合の結果には３つの可能性がある。すなわち、新たな
ＢＥＲが初期のＢＥＲと等しい場合、新たなＢＥＲが初
期のＢＥＲよりも小さい場合、又は新たなＢＥＲが初期
のＢＥＲよりも大きい場合である。新たなＢＥＲが以前
に測定されたＢＥＲとは大幅に異なっている場合（例え
ば、本発明の好ましい実施例では１００％以上又は４０
％以下）、異なるロック状態が検知されたものと想定す
ることができる。
【００１７】新たなＢＥＲが初期のＢＥＲと等しい場合
は（１２０）、信号通路は再度遮断され、且つ再確立さ
れ（１１０）、その結果生じたＢＥＲが測定され、初期
のＢＥＲと比較される（１２０）。初期のＢＥＲと新た
なＢＥＲの結果が再度互いに等しい場合は、信号通路を
遮断し、再確立する手順は、異なるロック状態が検知さ
れるまで再度繰り返される。このパターンは用途の必要
に応じて、選択された回数のテストが行われるまで反復
することができ、その時点で正確なＭ曲線値が復帰され
る（１６０）。
は（１２０）、信号通路は再度遮断され、且つ再確立さ
れ（１１０）、その結果生じたＢＥＲが測定され、初期
のＢＥＲと比較される（１２０）。初期のＢＥＲと新た
なＢＥＲの結果が再度互いに等しい場合は、信号通路を
遮断し、再確立する手順は、異なるロック状態が検知さ
れるまで再度繰り返される。このパターンは用途の必要
に応じて、選択された回数のテストが行われるまで反復
することができ、その時点で正確なＭ曲線値が復帰され
る（１６０）。
【００１８】信号通路の反復的な遮断と再確立は継続的
に同じＢＥＲの測定値を生ずることがあり、この場合は
双方のロック状態の特性が同一であることを示してい
る。このように、最悪の場合のロック状態が常時テスト
される。信号通路を遮断する手順の間の任意の時点で復
帰した異なるＢＥＲは次のように最悪の場合のロック状
態を示す。異なるＢＥＲが以前復帰したＢＥＲよりも大
きい場合は、現在のロック状態は最悪の場合のロック状
態である。異なるＢＥＲが以前復帰したＢＥＲよりも小
さい場合は、先行するロック状態は最悪の場合のロック
状態であったことを示している。各々のテスト（信号通
路の遮断）のノッチ深度の値はＭ曲線を作成するために
利用される最悪の場合のロック状態のデータを保存する
ことに留意されたい。先行するＢＥＲ値とは異なる（又
は初期のＢＥＲ値とは異なる）ＢＥＲ値が得られた時点
で、テストは下記のように進行する。
に同じＢＥＲの測定値を生ずることがあり、この場合は
双方のロック状態の特性が同一であることを示してい
る。このように、最悪の場合のロック状態が常時テスト
される。信号通路を遮断する手順の間の任意の時点で復
帰した異なるＢＥＲは次のように最悪の場合のロック状
態を示す。異なるＢＥＲが以前復帰したＢＥＲよりも大
きい場合は、現在のロック状態は最悪の場合のロック状
態である。異なるＢＥＲが以前復帰したＢＥＲよりも小
さい場合は、先行するロック状態は最悪の場合のロック
状態であったことを示している。各々のテスト（信号通
路の遮断）のノッチ深度の値はＭ曲線を作成するために
利用される最悪の場合のロック状態のデータを保存する
ことに留意されたい。先行するＢＥＲ値とは異なる（又
は初期のＢＥＲ値とは異なる）ＢＥＲ値が得られた時点
で、テストは下記のように進行する。
【００１９】測定されたＢＥＲ値が初期又は先行するＢ
ＥＲ値よりも大幅に小さい場合は（１２０）、先行する
ＢＥＲ値が最悪の場合のＢＥＲ値であったことを示す。
従ってノッチ深度の現在値は最悪の場合のロック状態に
おける値である（１６０）。測定されたＢＥＲの値が初
期の、又は先行するＢＥＲの値よりも大きい場合は（１
２０）、ノッチ深度は大幅に、例えば２．０ｄＢだけ低
減され、結果を不正確にすることがあるヒステリシス又
はその他の影響を受けずにテストを進行することができ
る。次にノッチ深度は次第に、例えば０．１０ｄＢの増
分で高められる（１４０）。ＢＥＲは監視され（１５
０）、測定されたＢＥＲが初期のＢＥＲと等しくなるま
で調整が続けられる。このようにして復帰した値は最悪
の場合のロック状態のノッチ深度である（１６０）。
ＥＲ値よりも大幅に小さい場合は（１２０）、先行する
ＢＥＲ値が最悪の場合のＢＥＲ値であったことを示す。
従ってノッチ深度の現在値は最悪の場合のロック状態に
おける値である（１６０）。測定されたＢＥＲの値が初
期の、又は先行するＢＥＲの値よりも大きい場合は（１
２０）、ノッチ深度は大幅に、例えば２．０ｄＢだけ低
減され、結果を不正確にすることがあるヒステリシス又
はその他の影響を受けずにテストを進行することができ
る。次にノッチ深度は次第に、例えば０．１０ｄＢの増
分で高められる（１４０）。ＢＥＲは監視され（１５
０）、測定されたＢＥＲが初期のＢＥＲと等しくなるま
で調整が続けられる。このようにして復帰した値は最悪
の場合のロック状態のノッチ深度である（１６０）。
【００２０】上記のテストは精度を犠牲にすることなく
迅速に進行する。本発明の一側面では初期のＢＥＲでノ
ッチ深度を急速に判定する付加的な手順も提案される。
動作に際しては、ＢＥＲを確立するため、ＢＥＲを超え
るまでの大きい増分によってノッチ深度が調整される。
その後、ノッチ深度はＢＥＲを超えないポイントまで低
減され、次にノッチ深度は実際のノッチ深度が定まるま
でより小さい増分によって増大される。
迅速に進行する。本発明の一側面では初期のＢＥＲでノ
ッチ深度を急速に判定する付加的な手順も提案される。
動作に際しては、ＢＥＲを確立するため、ＢＥＲを超え
るまでの大きい増分によってノッチ深度が調整される。
その後、ノッチ深度はＢＥＲを超えないポイントまで低
減され、次にノッチ深度は実際のノッチ深度が定まるま
でより小さい増分によって増大される。
【００２１】本発明によってなされる測定の目標は、Ｄ
ＭＲのアップタイムの予測を助けることである。本発明
によって独自の方法で多重通路フェージングに対するＤ
ＭＲの最悪の場合の妨害感受性を検知することができ
る。従来まではこの分野にはロック状態に関してＭ曲線
を測定する方法は存在しなかった。このように、本発明
によって標準のＭ曲線測定によって達成されるよりも正
確に多重通路フェージング中のＤＭＲ性能を判定するこ
とができる。本発明をこれまで好ましい実施例を参照し
て説明してきたが、本発明の趣旨と範囲から離れること
なく、ここに開示した以外の別の付加的な用途にも代用
できることが当業者には理解されよう。例えば、本発明
の方法は結合された論理ハードウェア又はソフトウェア
プログラムで実現することができ、又は、手動的に実施
することもできる。更に、前述の手順は“事故率”の測
定について説明したが、当業者には明らかであるように
本発明の趣旨と範囲から離れることなく、“復帰”記号
の測定も行うことができる。更に、本発明は方法の各々
の段階がハードウェア・アナログを有する装置としても
実施することができる。
ＭＲのアップタイムの予測を助けることである。本発明
によって独自の方法で多重通路フェージングに対するＤ
ＭＲの最悪の場合の妨害感受性を検知することができ
る。従来まではこの分野にはロック状態に関してＭ曲線
を測定する方法は存在しなかった。このように、本発明
によって標準のＭ曲線測定によって達成されるよりも正
確に多重通路フェージング中のＤＭＲ性能を判定するこ
とができる。本発明をこれまで好ましい実施例を参照し
て説明してきたが、本発明の趣旨と範囲から離れること
なく、ここに開示した以外の別の付加的な用途にも代用
できることが当業者には理解されよう。例えば、本発明
の方法は結合された論理ハードウェア又はソフトウェア
プログラムで実現することができ、又は、手動的に実施
することもできる。更に、前述の手順は“事故率”の測
定について説明したが、当業者には明らかであるように
本発明の趣旨と範囲から離れることなく、“復帰”記号
の測定も行うことができる。更に、本発明は方法の各々
の段階がハードウェア・アナログを有する装置としても
実施することができる。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明を用いるこ
とにより、多重通路フェージングに対するディジタル・
マイクロ波無線の最悪の妨害感受性を見つけることがで
きる。
とにより、多重通路フェージングに対するディジタル・
マイクロ波無線の最悪の妨害感受性を見つけることがで
きる。
【図１】送信機から受信器への多重信号通路を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】６組のデータに関してプロットされたＭ曲線を
示すノッチ周波数−ノッチ深度を示す図である。
示すノッチ周波数−ノッチ深度を示す図である。
【図３】本発明によるＭ曲線の測定中に最悪のロック状
態を決定する装置を示すブロック図である。
態を決定する装置を示すブロック図である。
【図４】本発明によるＭ曲線の測定中に最悪のロック状
態を決定する手順の流れ図である。
態を決定する手順の流れ図である。
１８：ＤＭＲ送信機 ２０：ＤＭＲ受信機 ２２：シミュレータ ２４：データ源／比較器
Claims (1)
- 【請求項１】信号通路を確立する段階と、 所定の初期ビット誤差率が発生するまで所与の信号周波
数において信号のノッチ深度を調整する段階と、 前記信号通路を遮断する段階と、 前記信号通路を再確立する段階と、 前記ビット誤差率を測定する段階と、 前記測定されたビット誤差率と前記初期ビット誤差率と
の間の関係を確立する段階と、 前記測定されたビット誤差率が前記初期ビット誤差率よ
り大きい場合に、前記測定されたビット誤差率が前記初
期ビット誤差率に等しくなるまで前記信号のノッチ深度
を低減し、その後増加する段階と、 前記測定されたビット誤差率が前記初期ビット誤差率に
等しい場合に、前記信号通路を遮断し、再確立し、その
後、前記ビット誤差率を再測定して、前記初期ビット誤
差率に関するノッチ深度が多重通路フェージングに対す
る最悪の感受性に関するノッチ深度に一致するかどうか
を決定する段階と、 前記測定されたビット誤差率が前記初期ビット誤差率よ
り小さい場合に、前記初期ビット誤差率に関するノッチ
深度値を最悪のノッチ深度として戻す段階と、 を備えて成る、多重通路フェージングに対する最悪の感
受性を見つける方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US844,801 | 1992-03-02 | ||
| US07/844,801 US5384791A (en) | 1992-03-02 | 1992-03-02 | Measuring worst case susceptibility of digital microwave radios to multipath fading |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0618580A true JPH0618580A (ja) | 1994-01-25 |
Family
ID=25293664
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5066209A Pending JPH0618580A (ja) | 1992-03-02 | 1993-03-02 | 多重通路フェージングに対する感受性を測定する方法及び装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5384791A (ja) |
| EP (1) | EP0559354B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0618580A (ja) |
| DE (1) | DE69307743T2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5991901A (en) * | 1993-02-11 | 1999-11-23 | Motorola, Inc. | Indication of coverage area limits within digital communication systems |
| US6148194A (en) * | 1997-12-10 | 2000-11-14 | Nortel Networks Corporation | Method for determining cell boundary during base station deployment |
| DE60031242T2 (de) | 2000-05-09 | 2007-02-01 | Alcatel | Verfahren zur Steuerung des Senders in einem Funksendeempfänger und der entsprechende Funksendeempfänger |
| US6912249B2 (en) * | 2001-03-15 | 2005-06-28 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method and system for training a radio receiver |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB8408620D0 (en) * | 1984-04-04 | 1984-05-16 | British Telecomm | Testing interference removal stages of radio receivers |
| CA1236580A (en) * | 1984-05-15 | 1988-05-10 | Andrew L. Martin | Characterisation of digital radio signals |
| DE3840498C1 (ja) * | 1988-12-01 | 1990-06-13 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co Kg, 8000 Muenchen, De | |
| FR2640831B1 (fr) * | 1988-12-15 | 1991-02-01 | Alcatel Transmission | Procede de mesure de la signature d'un equipement de transmission numerique, et dispositif de mise en oeuvre d'un tel procede |
| US5062148A (en) * | 1989-06-02 | 1991-10-29 | Hewlett-Packard Company | Multi-path fading simulator |
-
1992
- 1992-03-02 US US07/844,801 patent/US5384791A/en not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-02-18 DE DE69307743T patent/DE69307743T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-02-18 EP EP93301183A patent/EP0559354B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-03-02 JP JP5066209A patent/JPH0618580A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69307743T2 (de) | 1997-05-28 |
| EP0559354A3 (en) | 1994-06-22 |
| EP0559354A2 (en) | 1993-09-08 |
| US5384791A (en) | 1995-01-24 |
| EP0559354B1 (en) | 1997-01-29 |
| DE69307743D1 (de) | 1997-03-13 |
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