JPH0619388B2 - 複合構成による磁気変調形アンペアタ−ン比較器 - Google Patents
複合構成による磁気変調形アンペアタ−ン比較器Info
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- JPH0619388B2 JPH0619388B2 JP59206248A JP20624884A JPH0619388B2 JP H0619388 B2 JPH0619388 B2 JP H0619388B2 JP 59206248 A JP59206248 A JP 59206248A JP 20624884 A JP20624884 A JP 20624884A JP H0619388 B2 JPH0619388 B2 JP H0619388B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、磁気変調形アンペアターン比較器に係り、特
に、サンプルホールド回路、アナログ・デイジタル回路
などを負帰還回路の応答性補償回路として用いた複合構
成による高精度かつ高安定な磁気変調形アンペアターン
比較器に関する。
に、サンプルホールド回路、アナログ・デイジタル回路
などを負帰還回路の応答性補償回路として用いた複合構
成による高精度かつ高安定な磁気変調形アンペアターン
比較器に関する。
１ppm程度以下の誤差をもつ高精度のアンペアターン比
較器は、高精度大電流の安定化電流を得るための電流安
定化装置の電流変動検出器や、１８〜２０ビツトの高分
解能を持つデイジタル・アナログ変換器（以下、ＤＡ変
換器と略す）におけるＲ−２Ｒラダー抵抗形重みづけ回
路やスイツチ回路の不安定性を改善するために用いられ
る。この様な場合に用いる従来の磁気変調形アンペアタ
ーン比較器では、その応答性によつて電流安定換装置や
ＤＡ変換器動作速度が制限される欠点があつた。この磁
気変調形アンペアターン比較器の応答性は主に磁気変調
器に用いる磁心の高周波特性で制限される励振周波数に
よつて定められる。したがつて応答性を改善するために
は、磁心の大振幅励振時における磁気特性の高周波特性
の向上が必要であり、このための磁心材料や製造法の検
討が行われているが、現状の高透磁率をもつ磁心を変調
器に用いたものの応答性は、半導体素子などを用いた類
似の変調器に比べると３桁程度劣るのが現状である。
較器は、高精度大電流の安定化電流を得るための電流安
定化装置の電流変動検出器や、１８〜２０ビツトの高分
解能を持つデイジタル・アナログ変換器（以下、ＤＡ変
換器と略す）におけるＲ−２Ｒラダー抵抗形重みづけ回
路やスイツチ回路の不安定性を改善するために用いられ
る。この様な場合に用いる従来の磁気変調形アンペアタ
ーン比較器では、その応答性によつて電流安定換装置や
ＤＡ変換器動作速度が制限される欠点があつた。この磁
気変調形アンペアターン比較器の応答性は主に磁気変調
器に用いる磁心の高周波特性で制限される励振周波数に
よつて定められる。したがつて応答性を改善するために
は、磁心の大振幅励振時における磁気特性の高周波特性
の向上が必要であり、このための磁心材料や製造法の検
討が行われているが、現状の高透磁率をもつ磁心を変調
器に用いたものの応答性は、半導体素子などを用いた類
似の変調器に比べると３桁程度劣るのが現状である。
したがつて、従来のこの種の高精度アンペアターン比較
器では高い応答性が得られず、これが適用する電流安定
化装置やＤＡ変換器の動作速度を制限する要因となつて
いた。
器では高い応答性が得られず、これが適用する電流安定
化装置やＤＡ変換器の動作速度を制限する要因となつて
いた。
本願発明の目的は、磁気変調型アンペアターン比較器の
応答速度を実質的に高め、以つて高精度、高安定、高応
答の回路を提供するにある。
応答速度を実質的に高め、以つて高精度、高安定、高応
答の回路を提供するにある。
本発明の特徴は、磁気変調法によるアンペアターン比較
器の負帰還回路に、応答性の優れた増幅器やＤＡ変換器
を応答性に対する補償回路として用い、この出力を合成
し、上記アンペアターン比較器の帰還巻線に供給し、入
力巻線との関係において高応答な高精度、高安定形アン
ペアターン比較器を供給する構成にある。
器の負帰還回路に、応答性の優れた増幅器やＤＡ変換器
を応答性に対する補償回路として用い、この出力を合成
し、上記アンペアターン比較器の帰還巻線に供給し、入
力巻線との関係において高応答な高精度、高安定形アン
ペアターン比較器を供給する構成にある。
より詳細に述べると、磁気変調形アンペアターン比較器
の変調出力に生ずる交流励振波の倍周波成分を増幅同期
検波して合成器の入力とする。一方、補償信号は、入力
信号を適当な周期でサンプリングしてそのサンプル・ホ
ールド値を信号とするか、或いは、アンペアターン比較
器の入力に対応するデイジタル信号を高速アナログ・デ
イジタル変換器（以下ＡＤＣと略す）により得て、さら
にこのデイジタル信号はＤＡＣに経ることにより得られ
る。
の変調出力に生ずる交流励振波の倍周波成分を増幅同期
検波して合成器の入力とする。一方、補償信号は、入力
信号を適当な周期でサンプリングしてそのサンプル・ホ
ールド値を信号とするか、或いは、アンペアターン比較
器の入力に対応するデイジタル信号を高速アナログ・デ
イジタル変換器（以下ＡＤＣと略す）により得て、さら
にこのデイジタル信号はＤＡＣに経ることにより得られ
る。
この様にして得られた補償信号は合成器に入力され、上
記同期検波出力と合成され、その合成出力は、アンペア
ターン比較器の帰還巻線へ負帰還される。これにより生
ずるアンペアターンと入力巻線に供給されるアンペアタ
ーンを比較し、負帰還により、上記アンペアターン差を
低減する。このとき、負帰還ループの利得を十分に大き
くすることにより比較の高精度化を実現しているが、こ
の負帰還ループの安定性は励振周波数により与えられる
磁気変調器の高遮断周波数およびループ利得の大きさに
より決められる。すなわち、ループ利得の周波数特性
は、周波数に反比例して減少し、上記高域遮断周波数の
直前において利得が０ｄＢ以下になる様な移送補償を施
すことにより安定な負帰還動作が保たれる。この場合、
利得が周波数に反比例する領域では、負帰還による補償
効果も減少することから、この領域の周波数を含む信号
に対しては、アンペアターン比較器の精度は保てなくな
り、その結果、アンペアターン差が増大し、変調器の出
力電圧も増大し、倍周波検出用の交流増幅器を飽和させ
る結果となる。そこで、この様な周波数成分を持つ高速
の信号が入力巻線に供給されると同時に、これに近い振
幅値のサンプル・ホールドされた補償信号を補償回路を
経て負帰還ループ回路の出力段に近い合成回路へ供給
し、これにより負帰還巻線に補償電流を与える。この結
果、高速信号に対しては入力電流のアンペアターンと補
償電流のアンペアターンとの差を検出することにより、
容易に交流増幅器の飽和がさけられる。そこで、回路系
の時定数は位相補償回路の時定数をループ利得によつて
割つた値に大略等しく、かつアンペアターン比較器は差
磁界のみに応答することから実質的な整定時間は短縮さ
れ、見掛上、応答性は向上することになる。一方、負帰
還ループ系の入力信号の過渡応答が経過すると、補償回
路からの信号はループ系内のオフセツト成分を与えるこ
とになるが、この変動はループ利得を大きくすることに
より低減できるので、アンペアターン比較器の比較には
高精度、高安定かつ高応答が実現できる。また、補償回
路に負帰還ループに用いられた位相補償回路に見合つた
時定数をもつ高域ろ波器等を用いることによりさらに容
易に、このオフセツト成分を少なくすることも可能とな
る。
記同期検波出力と合成され、その合成出力は、アンペア
ターン比較器の帰還巻線へ負帰還される。これにより生
ずるアンペアターンと入力巻線に供給されるアンペアタ
ーンを比較し、負帰還により、上記アンペアターン差を
低減する。このとき、負帰還ループの利得を十分に大き
くすることにより比較の高精度化を実現しているが、こ
の負帰還ループの安定性は励振周波数により与えられる
磁気変調器の高遮断周波数およびループ利得の大きさに
より決められる。すなわち、ループ利得の周波数特性
は、周波数に反比例して減少し、上記高域遮断周波数の
直前において利得が０ｄＢ以下になる様な移送補償を施
すことにより安定な負帰還動作が保たれる。この場合、
利得が周波数に反比例する領域では、負帰還による補償
効果も減少することから、この領域の周波数を含む信号
に対しては、アンペアターン比較器の精度は保てなくな
り、その結果、アンペアターン差が増大し、変調器の出
力電圧も増大し、倍周波検出用の交流増幅器を飽和させ
る結果となる。そこで、この様な周波数成分を持つ高速
の信号が入力巻線に供給されると同時に、これに近い振
幅値のサンプル・ホールドされた補償信号を補償回路を
経て負帰還ループ回路の出力段に近い合成回路へ供給
し、これにより負帰還巻線に補償電流を与える。この結
果、高速信号に対しては入力電流のアンペアターンと補
償電流のアンペアターンとの差を検出することにより、
容易に交流増幅器の飽和がさけられる。そこで、回路系
の時定数は位相補償回路の時定数をループ利得によつて
割つた値に大略等しく、かつアンペアターン比較器は差
磁界のみに応答することから実質的な整定時間は短縮さ
れ、見掛上、応答性は向上することになる。一方、負帰
還ループ系の入力信号の過渡応答が経過すると、補償回
路からの信号はループ系内のオフセツト成分を与えるこ
とになるが、この変動はループ利得を大きくすることに
より低減できるので、アンペアターン比較器の比較には
高精度、高安定かつ高応答が実現できる。また、補償回
路に負帰還ループに用いられた位相補償回路に見合つた
時定数をもつ高域ろ波器等を用いることによりさらに容
易に、このオフセツト成分を少なくすることも可能とな
る。
従つて、入力および帰還巻線に生ずるアンペアターンを
高精度、高安定かつ高応答で比較するアンペアターン比
較器を重みづけ回路として用いた高分解能、高応答なＤ
ＡＣやアンペアターン比較器を電流変動の検出に用いた
高精度、高安定かつ高応答な大電流安定化電源が実現で
きる。
高精度、高安定かつ高応答で比較するアンペアターン比
較器を重みづけ回路として用いた高分解能、高応答なＤ
ＡＣやアンペアターン比較器を電流変動の検出に用いた
高精度、高安定かつ高応答な大電流安定化電源が実現で
きる。
以下、本発明を図面に基づいて説明する。第１図は磁気
変調形アンペアターン比較器に用いる磁心の磁気特性と
変調器の巻線構成を示す。第１図(ａ)において、アンペ
アターン差によつて生じた磁界Ｈ０は磁気特性上の比点
対称特性を生ずる。この比点対称性は、偶数次を含まな
い交流の励振によつて検出巻線に生ずる基本波および奇
数次高調波成分の外に偶数次高調波成分を発生させる。
第１図(ｂ)において、磁器変調器１０はアンペアターン
比較用入力巻線Ｎｉ（Ｎｉはまた巻数も示し、かつ他の
巻線も同様に示すものとする）および帰還巻線Ｎｆの他
に、励振巻線Ｎｅ励振波の倍周波成分をもつ変調出力を
検出する検出巻線Ｎ2f、が磁心に巻かれている。アンペ
アターン比較器となる磁器変調回路構成のブロツク図を
第２図に示す。磁器変調器１０の入力におけるアンペア
ターン差によつて生ずる倍周波成分の変調出力電圧は交
流増幅器１２（Ａ2f）で選択増幅され、励振波Ｖｅの倍
周波成分を参照信号とする同期検波器１４（ＰＳＤ）に
よつて復調出力を得る。さらに、位相補償回路１６とし
て励えば抵抗Ｒ、コンデンサＣによる時定数τの低減瀘
波器１６（ＬＰＦ）を用いる。一方、補償回路１８では
励振周波数以下の周波数でサンプリングするサンプルホ
ールド回路により、磁気変調器１０の入力巻線Ｎｉに与
えられた電流に対応した量子化されたサンプル値電圧を
補償信号として得る。この補償信号は、上記位相補償回
路１６を介して得た検波出力と合成器２０において合成
され、出力増幅器２２（Ｇ２）を経て磁気変調器１０の
帰還巻線Ｎｆへ帰還電流Ｉｆを流す。従つて、負帰還ル
ープ内の位相補償回路１６（ＬＰＦ）によつて生ずる高
速信号に対するＩｆの減少は補償回路１８によつて入力
信号に近似的に対応するサンプル値によつて補償される
ので、この結果生ずるアンペアターンは(１)式によつて
与えられる。
変調形アンペアターン比較器に用いる磁心の磁気特性と
変調器の巻線構成を示す。第１図(ａ)において、アンペ
アターン差によつて生じた磁界Ｈ０は磁気特性上の比点
対称特性を生ずる。この比点対称性は、偶数次を含まな
い交流の励振によつて検出巻線に生ずる基本波および奇
数次高調波成分の外に偶数次高調波成分を発生させる。
第１図(ｂ)において、磁器変調器１０はアンペアターン
比較用入力巻線Ｎｉ（Ｎｉはまた巻数も示し、かつ他の
巻線も同様に示すものとする）および帰還巻線Ｎｆの他
に、励振巻線Ｎｅ励振波の倍周波成分をもつ変調出力を
検出する検出巻線Ｎ2f、が磁心に巻かれている。アンペ
アターン比較器となる磁器変調回路構成のブロツク図を
第２図に示す。磁器変調器１０の入力におけるアンペア
ターン差によつて生ずる倍周波成分の変調出力電圧は交
流増幅器１２（Ａ2f）で選択増幅され、励振波Ｖｅの倍
周波成分を参照信号とする同期検波器１４（ＰＳＤ）に
よつて復調出力を得る。さらに、位相補償回路１６とし
て励えば抵抗Ｒ、コンデンサＣによる時定数τの低減瀘
波器１６（ＬＰＦ）を用いる。一方、補償回路１８では
励振周波数以下の周波数でサンプリングするサンプルホ
ールド回路により、磁気変調器１０の入力巻線Ｎｉに与
えられた電流に対応した量子化されたサンプル値電圧を
補償信号として得る。この補償信号は、上記位相補償回
路１６を介して得た検波出力と合成器２０において合成
され、出力増幅器２２（Ｇ２）を経て磁気変調器１０の
帰還巻線Ｎｆへ帰還電流Ｉｆを流す。従つて、負帰還ル
ープ内の位相補償回路１６（ＬＰＦ）によつて生ずる高
速信号に対するＩｆの減少は補償回路１８によつて入力
信号に近似的に対応するサンプル値によつて補償される
ので、この結果生ずるアンペアターンは(１)式によつて
与えられる。
但しＧ１(Ｓ)：磁器変調器１０、交流増幅器１２、同期
検波器１４及び位相補償回路１６を含めた伝達関数（Ｖ
／ＡＴ）、Ｇ２(Ｓ)：出力増幅器２２の伝達関数（ＡＴ
／Ｖ）、ＶSUB(Ｓ)：補償回路１８の出力電圧、Ｓ＝ｊ
ω。
検波器１４及び位相補償回路１６を含めた伝達関数（Ｖ
／ＡＴ）、Ｇ２(Ｓ)：出力増幅器２２の伝達関数（ＡＴ
／Ｖ）、ＶSUB(Ｓ)：補償回路１８の出力電圧、Ｓ＝ｊ
ω。
この場合、サンプル周期ごとに与えられるステツプに対
する応答性がサンプル周期の最小値を制限することか
ら、Ｉi(Ｓ)のステツプ応答を求める。Ｇ1(Ｓ)は位相補
償回路１６の応答性を考慮して、Ｇ1(Ｓ)＝Ｇ1／（１＋
τＳ）、Ｇ2(Ｓ)＝Ｇ２、Ｉi(Ｓ)＝ΔＩｉ／Ｓ、Ｖ
SUB(Ｓ)＝ΔＶSUB／Ｓとおくと(２)式を得る。
する応答性がサンプル周期の最小値を制限することか
ら、Ｉi(Ｓ)のステツプ応答を求める。Ｇ1(Ｓ)は位相補
償回路１６の応答性を考慮して、Ｇ1(Ｓ)＝Ｇ1／（１＋
τＳ）、Ｇ2(Ｓ)＝Ｇ２、Ｉi(Ｓ)＝ΔＩｉ／Ｓ、Ｖ
SUB(Ｓ)＝ΔＶSUB／Ｓとおくと(２)式を得る。
この場合、Ｇ2ΔＶSUBＮiΔＩi、Ｇ1Ｇ３＞＞，Ｎi・
ΔＩｉ＞＞ΔＶSUB／Ｇ1なる設計条件を満足させると、
（Ｇ2ΔＶSUB−ＮiΔＩi）およびτ′によつてサンプル
周期によつて制限される範囲時において応答性は改善で
きる。
ΔＩｉ＞＞ΔＶSUB／Ｇ1なる設計条件を満足させると、
（Ｇ2ΔＶSUB−ＮiΔＩi）およびτ′によつてサンプル
周期によつて制限される範囲時において応答性は改善で
きる。
一方、第２図の補償回路１８に第３図(ａ)に示すごとく
サンプル・ホールド回路１８１および高域瀘波器１８
２、或いは同図(ｂ)に示すごとくＡＤ変換器１８３、デ
イジタル信号処理回路184およびＤＡ変換器１８５を用
いることによりΔＶSUBによるオフセツトをＧ1の値を極
端に大きくしないで小さくすることが可能である。この
場合、一例として、補償回路の高域瀘波器１８２の時定
数を低減瀘波器１６のそれに等しくτとおけば、出力の
応答は(３)式となりｔ＞＞τ′においてＮfＩf(ｔ)＝Ｎ
i・ΔＩiとなる。
サンプル・ホールド回路１８１および高域瀘波器１８
２、或いは同図(ｂ)に示すごとくＡＤ変換器１８３、デ
イジタル信号処理回路184およびＤＡ変換器１８５を用
いることによりΔＶSUBによるオフセツトをＧ1の値を極
端に大きくしないで小さくすることが可能である。この
場合、一例として、補償回路の高域瀘波器１８２の時定
数を低減瀘波器１６のそれに等しくτとおけば、出力の
応答は(３)式となりｔ＞＞τ′においてＮfＩf(ｔ)＝Ｎ
i・ΔＩiとなる。
〔発明の実施例〕 磁気変調形大電流安定化回路に本発明による複合構成に
よるアンペアターン比較器を用いた場合の実施例につい
て説明する。この構成図を第４図に示す。この場合、磁
気変調器４０の検出巻線Ｎ2fには基準アンペアターンＮ
rＩrと負帰還ループによつて制御されるアンペアターン
ＮLＩLの差が発生し、これによる変調器出力を交流増幅
器、同期検波器、位相補償器より成る出力検出回路４２
により検出する。一方、基準電流源Ｓよりの電流Ｉｒは
補助検出用抵抗ＲＳによりその変動が検出される。同時
に電源ＥＳによる負荷電流ＩＬについても補助検出用抵
抗ｙＬによりその変動が検出され、これら２つの信号
は、変調器より漏洩する励振波成分を取除くためにサン
プルホールド回路４４，４６にてそれぞれ同時にサンプ
ル・ホールドされ差動増幅器４８にて差動増幅され、さ
らに高域瀘波器５０を介してを経て負帰還補償信号とし
て合成器５２に印加される。５２により合成された制御
信号は出力増幅器５４を介して電源ＥＳに接続された電
流制御素子５６の制御端子に印加され、これにより、負
荷５８に流れる電流ＩＬが制御される。従つて、Ｉr，
ＩLの高速な変動は補償回路により出力巻線へその変動
が帰還され、アンペアターン比較器に発生するアンペア
ターン差の過渡的な増大は生じないためＧ１の飽和はさ
けられ、応答性は改善される。
よるアンペアターン比較器を用いた場合の実施例につい
て説明する。この構成図を第４図に示す。この場合、磁
気変調器４０の検出巻線Ｎ2fには基準アンペアターンＮ
rＩrと負帰還ループによつて制御されるアンペアターン
ＮLＩLの差が発生し、これによる変調器出力を交流増幅
器、同期検波器、位相補償器より成る出力検出回路４２
により検出する。一方、基準電流源Ｓよりの電流Ｉｒは
補助検出用抵抗ＲＳによりその変動が検出される。同時
に電源ＥＳによる負荷電流ＩＬについても補助検出用抵
抗ｙＬによりその変動が検出され、これら２つの信号
は、変調器より漏洩する励振波成分を取除くためにサン
プルホールド回路４４，４６にてそれぞれ同時にサンプ
ル・ホールドされ差動増幅器４８にて差動増幅され、さ
らに高域瀘波器５０を介してを経て負帰還補償信号とし
て合成器５２に印加される。５２により合成された制御
信号は出力増幅器５４を介して電源ＥＳに接続された電
流制御素子５６の制御端子に印加され、これにより、負
荷５８に流れる電流ＩＬが制御される。従つて、Ｉr，
ＩLの高速な変動は補償回路により出力巻線へその変動
が帰還され、アンペアターン比較器に発生するアンペア
ターン差の過渡的な増大は生じないためＧ１の飽和はさ
けられ、応答性は改善される。
次に、磁気変調形のデイジタル・アナログ変換器（ＤＡ
Ｃ）に本発明の複合構成によるアンペアターン比較器を
用いた実施例について説明する。第５図に実施例の構成
図を示す。例えば、２０ビツトの分解能を持つＤＡＣの
場合、磁気変調器６０の入力巻線として、デイジタル入
力の上位ビツト（Ｓ1〜Ｓ7）に対応して重みつけられた
巻線Ｎ1〜Ｎ7と、下位１３ビツト（Ｓ0〜Ｓ20）をＤＡ
変換するＩＣ形ＤＡＣ６４の出力電流Ｉｃが供給される
巻線Ｎｃとが用いられる。
Ｃ）に本発明の複合構成によるアンペアターン比較器を
用いた実施例について説明する。第５図に実施例の構成
図を示す。例えば、２０ビツトの分解能を持つＤＡＣの
場合、磁気変調器６０の入力巻線として、デイジタル入
力の上位ビツト（Ｓ1〜Ｓ7）に対応して重みつけられた
巻線Ｎ1〜Ｎ7と、下位１３ビツト（Ｓ0〜Ｓ20）をＤＡ
変換するＩＣ形ＤＡＣ６４の出力電流Ｉｃが供給される
巻線Ｎｃとが用いられる。
なお図面ではＮ1〜Ｎ7のうち代表してＮi(ｉ＝１〜７)
のみが示される。また６２はデイジタル入力Ｓ1(ｉ＝１
〜７)によりオンオフされるスイツチ回路である。これ
らの入力巻線のアンペアターンの合計と等しいアンペア
ターンを示す電流が帰還巻線Ｎｆを介して負荷ＲＬに流
れるように検出巻線Ｎ2fの出力を増幅する増幅器６５
２、位相検出器６５４、低域瀘波器６５６及び出力増幅
器６７よりなる出力回路が構成されている。さらにこの
回路の応答を補償する回路が設けられている。すなわ
ち、デイジタル入力の上位１３ビツトは補助ＤＡＣ６６
を用いてＤＡ変換され、さらに、この補助ＤＡＣ６６の
出力は、高域通過形瀘波器６８を経て補償信号として合
成器７０に入力され、合成器７０にて合成された信号が
出力増幅器６７に入力する。
のみが示される。また６２はデイジタル入力Ｓ1(ｉ＝１
〜７)によりオンオフされるスイツチ回路である。これ
らの入力巻線のアンペアターンの合計と等しいアンペア
ターンを示す電流が帰還巻線Ｎｆを介して負荷ＲＬに流
れるように検出巻線Ｎ2fの出力を増幅する増幅器６５
２、位相検出器６５４、低域瀘波器６５６及び出力増幅
器６７よりなる出力回路が構成されている。さらにこの
回路の応答を補償する回路が設けられている。すなわ
ち、デイジタル入力の上位１３ビツトは補助ＤＡＣ６６
を用いてＤＡ変換され、さらに、この補助ＤＡＣ６６の
出力は、高域通過形瀘波器６８を経て補償信号として合
成器７０に入力され、合成器７０にて合成された信号が
出力増幅器６７に入力する。
この場合、用いられるＤＡＣの分解能は、磁気変調形デ
イジタル・アナログ変換器に要求される分解能、応答性
などにより決る。
イジタル・アナログ変換器に要求される分解能、応答性
などにより決る。
本発明によるアンペアターン比較器は、高応答化のため
の補償回路を用いた複合構成である。補償回路の入力に
おいて、サンプリング・ホールド回路を用いることによ
り、入力回路に漏れる変調用励振波成分の影響を軽減す
ることができるので、安定な補償効果を得ることが可能
となつた。また、補償信号により発生するオフセツト成
分に対しては、ループ利得の増大により低減できるが、
補償回路に瀘波器を用いたり、デイジタル化することに
より、このオフセツトの補償が容易になり、さらに性能
の向上が期待できる。この様な結果に基づいて速い変動
に対する補償信号は、出力増幅器を経て直ちにアンペア
ターン比較器に帰還され、比較器の入力は過渡的にも過
大とならず、従つて、ループ内の増幅器の飽和がさけら
れる。そこで、ループ利得を大きくでき、高応答化が実
現でき、その応答性は、励振周波数５ＫHzにおいて従来
の２桁以上（約０．５ｍｓ）向上できる。
の補償回路を用いた複合構成である。補償回路の入力に
おいて、サンプリング・ホールド回路を用いることによ
り、入力回路に漏れる変調用励振波成分の影響を軽減す
ることができるので、安定な補償効果を得ることが可能
となつた。また、補償信号により発生するオフセツト成
分に対しては、ループ利得の増大により低減できるが、
補償回路に瀘波器を用いたり、デイジタル化することに
より、このオフセツトの補償が容易になり、さらに性能
の向上が期待できる。この様な結果に基づいて速い変動
に対する補償信号は、出力増幅器を経て直ちにアンペア
ターン比較器に帰還され、比較器の入力は過渡的にも過
大とならず、従つて、ループ内の増幅器の飽和がさけら
れる。そこで、ループ利得を大きくでき、高応答化が実
現でき、その応答性は、励振周波数５ＫHzにおいて従来
の２桁以上（約０．５ｍｓ）向上できる。
以上のごとく、本発明によれば、高精度（１ppm）アン
ペアターン比較器において従来得られなかつた高速の動
作が達成できるので、その応答性を高める上で、その効
果は大きい。
ペアターン比較器において従来得られなかつた高速の動
作が達成できるので、その応答性を高める上で、その効
果は大きい。
第１図はアンペアターン比較器の倍周波磁気変調法の動
作を説明する図、第２図は本発明による複合構成を用い
た磁気変調形アンペアターン比較器の構成図、第３図は
補償回路のブロツク図、第４図は複合構成によるアンペ
アターン比較器を用いた大電流安定化回路、第５図は複
合構成によるアンペアターン比較器を用いた磁気変調形
デイジタル・アナログ変換器の実施例の図を示す。 １０……磁気変調器、１２……交流増幅器、１４……周
期検波器、１６……位相補償回路、１８……補償回路、
２０……合成器、２２……出力増幅器、Ｎｉ……入力巻
線、Ｎｆ……帰還巻線、Ｎf2……検出巻線、Ｎｅ……励
振巻線。
作を説明する図、第２図は本発明による複合構成を用い
た磁気変調形アンペアターン比較器の構成図、第３図は
補償回路のブロツク図、第４図は複合構成によるアンペ
アターン比較器を用いた大電流安定化回路、第５図は複
合構成によるアンペアターン比較器を用いた磁気変調形
デイジタル・アナログ変換器の実施例の図を示す。 １０……磁気変調器、１２……交流増幅器、１４……周
期検波器、１６……位相補償回路、１８……補償回路、
２０……合成器、２２……出力増幅器、Ｎｉ……入力巻
線、Ｎｆ……帰還巻線、Ｎf2……検出巻線、Ｎｅ……励
振巻線。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 実公 昭47−013681（ＪＰ，Ｙ１)
Claims (2)
- 【請求項１】入力巻線、検出巻線、帰還巻線、及び励振
巻線を有する磁気変調器と、前記検出巻線に生じる変調
出力の複調信号を増巾して前記帰還巻線に帰還する帰還
回路を備え、前記入力巻線に流す入力電流に対応した出
力電流を前記帰還巻線より得る磁気変調形アンペアター
ン比較器において、前記入力電流をサンプルホールドし
た信号を補償用信号として前記複調信号と合成する補償
回路を備え、合成された信号を前記帰還巻線に帰還する
ことを特徴とする複合構成による磁気変調形アンペアタ
ーン比較器。 - 【請求項２】前記補償回路におけるサンプルホールド周
波数は前記磁気変調器の励振周波数以下であることを特
徴とする特許請求の範囲第１項に記載の複合構成による
磁気変調形アンペアターン比較器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59206248A JPH0619388B2 (ja) | 1984-10-03 | 1984-10-03 | 複合構成による磁気変調形アンペアタ−ン比較器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59206248A JPH0619388B2 (ja) | 1984-10-03 | 1984-10-03 | 複合構成による磁気変調形アンペアタ−ン比較器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6184564A JPS6184564A (ja) | 1986-04-30 |
| JPH0619388B2 true JPH0619388B2 (ja) | 1994-03-16 |
Family
ID=16520186
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59206248A Expired - Fee Related JPH0619388B2 (ja) | 1984-10-03 | 1984-10-03 | 複合構成による磁気変調形アンペアタ−ン比較器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0619388B2 (ja) |
-
1984
- 1984-10-03 JP JP59206248A patent/JPH0619388B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6184564A (ja) | 1986-04-30 |
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Legal Events
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