JPH06194444A

JPH06194444A - 水中探知装置

Info

Publication number: JPH06194444A
Application number: JP34689392A
Authority: JP
Inventors: Tatsuo Hayashi; 辰男林
Original assignee: Furuno Electric Co Ltd
Current assignee: Furuno Electric Co Ltd
Priority date: 1992-12-25
Filing date: 1992-12-25
Publication date: 1994-07-15
Anticipated expiration: 2016-07-03
Also published as: JP3181123B2

Abstract

(57)【要約】（修正有）【目的】比較的簡単な回路構成で、ドップラー情報を
正確に識別でき、かつ、聴音より、物標の差異を推定で
きる水中探知装置を提供する。【構成】受信キャリア周波数検出回路５０と；キャリ
ア周波数ｆの平均値ｆを求める平均処理回路５２と；前
記ｆおよびｆから分散σを求める分散検出回路５３と；
方位別に出力される前記キャリア周波数ｆの信号および
分散σから所望の方位に対するものを取り出すラッチ手
段５５と；ラッチ手段５５より取り出されたキャリア周
波数ｆ(又はｆs)の大きさに対応する周波数による第１
の音色信号を発生する手段５６,５７と；この第１の音
色信号とは別の第２の音色信号を発生する手段５９と；
第１の音色信号にミックスされる第２の音色信号のミッ
クス率を、前記分散σの大きさに応じて変える手段６１
と；ミックスされた音色信号を聴音として出力するスピ
ーカ６３と；を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、魚群などの水中物体を
探知する水中探知装置に関し、特に水中探知結果を聴音
にて出力するようにした装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】水中探知装置において、魚群よりのエコ
ーである受信信号を聴音として出力すれば、その聴音に
はドップラー情報が含まれており、その聴音の周波数変
化から魚群が遠ざかっているのか近付いているのかを知
ることができて便利であるために、映像表示に併せて聴
音出力する機能が付加されているものがある。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、水中探知装
置においては、所望の方位を探査するために、振動子ア
レイもしくはリング状アレイから前記方位に関係する一
つまたは数個の振動子よりの受信信号が走査により選出
されており、その選出された受信信号を検波して聴音に
供した場合、広範囲にわたって魚群がある場合には連続
的に聴音が出力されるため、その聴音がどの方位に対す
るものか識別できない。そこで、従来のこの種の装置で
は、指定した方位のみの聴音を得るようにしており、そ
のためには複数の振動子から所望の方位に係わる振動子
よりの受信信号を取り出すための複数回路切換え用のア
ナログスイッチが必要となり、回路構成が複雑化する。

【０００４】又、受信信号から聴音を得るために超音波
周波数から可聴周波数に周波数変換を行っているが、受
信信号のゆらぎやノイズのために聴音信号の周波数帯域
が広がり、そのため、聴音の高音、低音の区別が不明瞭
となり、従ってドップラー情報の正確な識別が困難とな
る。更には、従来のシステムでは受信信号を単に聴音に
変換しているのみなので、聴音より、物標の性状(魚群
の群れ状態や、海底の起伏状況等)を知ることはできな
かった。本発明は、上述した課題を解決するためになさ
れたものであり、比較的簡単な回路構成で、ドップラー
情報を正確に識別でき、かつ、聴音より、物標の性状を
推定できる水中探知装置を提供することを目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明の水中探知装置
は、広範囲方向への超音波信号の送信により得られる超
音波エコー信号を受信し、受信した超音波エコー信号に
おけるキャリア周波数ｆ(又はキャリア角周波数ω)を検
出するキャリア周波数検出回路と；前記キャリア周波数
ｆ(又は該周波数ｆから送信時の元のキャリア周波数ｆ₀
を減じて得たドップラー周波数偏移ｆs)の平均値ｆ(又
はｆs)を求める平均処理回路(５２)と；前記キャリア周
波数ｆ(又はｆs)およびｆ(又はｆs)からその分散σを求
める分散検出回路(５３)と；方位別に出力される前記キ
ャリア周波数ｆ(又はｆs)の信号および分散σから所望
の方位に対するものを取り出すラッチ手段(５５)と；ラ
ッチ手段(５５)より取り出されたキャリア周波数ｆ(又
はｆs)の大きさに対応する周波数による第１の音色信号
を発生する第１の音色信号発生手段(５６,５７)と；前
記手段(５６，５７)で読み出された第１の音色信号とは
別の周波数による第２の音色信号を発生する第２の音色
信号発生手段(５９)と；第１の音色信号にミックスされ
る第２の音色信号のミックス率を、前記分散σの大きさ
に応じて変える手段(６１)と；ミックスされた音色信号
を聴音として出力するスピーカ(６３)と；を備えたこと
を特徴とする。

【０００６】

【作用】この発明の水中探知装置では、請求項１の前半
にあるように、広範囲方向への超音波信号の送信により
得られる超音波エコー信号を受信し、受信した超音波エ
コー信号のキャリア周波数ｆ(又はω)を検出するキャリ
ア周波数検出回路(５０)により、受信した超音波エコー
信号のキャリア周波数ｆを検出し、その周波数ｆに基づ
き、聴音を得ており、そこでまず、キャリア周波数の検
出原理を図１を用いて説明する。図１において、２つの
超音波振動子１ｐ、１ｑ相互が、常に一定の角度θの大
きさの方位差を保ちながら、Ｏを中心とした円周上を定
速度で回転している。Ｐ，Ｑは、これらの超音波振動子
１ｐ，１ｑでそれぞれ形成された超音波受信ビームを示
しており、図１の上方より到来する超音波エコー信号に
対しては、図２で示すように、超音波振動子１ｐで得ら
れる受信信号ｐ(ｔ)に対して、超音波振動子１ｑで得ら
れる受信信号１ｑの受信タイミングは、前記方位差θに
対応する時間差τだけ遅れており、また、各超音波受信
ビームＰ、Ｑを形成している超音波受波器１ｐ、１ｑ自身
が所定の速度で回転しているため、物標により到来する
超音波信号にドップラー効果が生じる。

【０００７】従って、超音波受信ビームＱよりも時間的
にτだけ先行する一つの超音波受信ビームＰに着目した
場合、この超音波受信ビームＰで得られる超音波信号ｐ
(t)は、次式で記述される。

【０００８】

【数１】ｐ(ｔ)＝Ｓ(t)・cos｛ωｔ＋α＋ｍ(t)＋β｝ここに、Ｓ(t)は、超音波受信ビームの指向特性と水平
方向に走査する走査速度とで決まる振幅項、cos{ }は
位相項で、ωは物標から到来する超音波信号のキャリア
角周波数、αは到来する超音波信号の初期位相、βは受
信系で発生する位相ずれ、ｍ(t)は各超音波受信ビーム
を旋回走査しながら物標から到来する超音波信号を受信
することにより生じるドップラー効果による変調項(従
って各超音波受波ビームＰ、Ｑが停止あるいは超音波信
号の到来方向であるｙ方向に直交するｘ方向に移動する
場合はｍ(t)＝０となる)である。故に、上記の(１)式に
おいて、ωt＋αは到来する超音波信号の位相を、ｍ(t)
＋βは超音波受信ビームＰの旋回走査に起因する位相変
化分をそれぞれ表している。

【０００９】次に、他方の超音波受信ビームＱで得られ
る受信信号をｑ(t)とすると、到来する超音波信号の位
相は、他方の超音波受信ビームＰで得られる受信信号の
場合と同じでωt＋αであるが、超音波受信ビームＱの
旋回走査に起因する位相変化はｍ(ｔ−τ)＋βとなる。
従って、この超音波受信ビームＱの受信信号ｑ(t)は、
次式で記述される。

【００１０】

【数２】ｑ(t)＝Ｓ(ｔ−τ)・cos｛ωｔ＋α＋ｍ(ｔ−τ)＋β｝二つの超音波受信ビームＰ、Ｑの旋回走査による時間差
τの影響をなくすために、(１)式の信号ｐ(t)を時間差
τだけ遅延させると(図２の(ｃ)参照)、その受信信号ｐ
τ(t)は、

【数３】ｐτ(t)＝Ｓ(ｔ−τ)・cos｛ω(ｔ−τ)＋α＋
ｍ(ｔ−τ)＋β｝＝Ｓ(ｔ−τ)・cos｛ωｔ＋α＋ｍ(ｔ−τ)＋β−ω
τ｝となる。

【００１１】(２)，(３)式の受信信号ｑ(ｔ)、ｐτ(ｔ)
の位相差をΔψとすると、上記の両式を比較すると明ら
かなように、Δψ＝ωτ＝２πｆτであり、よって、キ
ャリア周波数ｆは、

【数４】ｆ＝Δψ／(２πτ) となり、位相差Δψは物標から到来する超音波信号のキ
ャリア周波数ｆに起因することになる。ここに、時間差
τは既知であるから、ｐτ(ｔ)とｑ(ｔ)の両信号の位相
差Δψを検出することができれば、(４)式に基づいて超
音波信号のキャリア周波数ｆを決定することができる。
尚、位相差Δψは２πの範囲でしか検出できないので、
ωτが［−π,π］を越える場合は次式によりキャリア
周波数ｆを算出する。 ω＝ｇ(Δψ−ｇ(ωtx・τ))／τ＋ωtx ここで、ｇは、［−π,π］を越える角度を［−π,π］
の範囲にもってくる関数、ωtxは、送信角周波数であ
る。

【００１２】以上の構成は、請求項２に記載したキャリ
ア周波数検出回路(５０)に基づくものであるが、請求項
３で記載したように、例えば複数個の超音波振動子を用
いて、広範囲の各方向に超音波受信ビームを予め形成し
ておき、それらの各超音波受信ビームからそのキャリア
周波数ｆ(又はω)を検出してもよい。

【００１３】このようにして求められた超音波エコー信
号のキャリア周波数ｆは、平均処理回路５２によってそ
の平均値ｆが求められ、そのｆおよびｆから分散検出回
路５３により、分散σが求められる。このように求めら
れた分散σが方位毎に得られており、ラッチ手段(５５)
では、聴音出力したい所望の方位に対する、キャリア周
波数ｆもしくはドップラー周波数偏移ｆsおよび分散σ
が取り出される。ラッチ手段(５５)より取り出されたキ
ャリア周波数ｆの大きさ対応する周波数の第１の音色信
号が手段(５６，５７)から読み出され、これとは別に第
２の音色信号発生手段(５９)から第２の音色信号が読み
出されており、第１の音色信号にミックスされる第２の
音色信号のミックス率が、手段(６１)によって、前記分
散σが大きくなるに従って大きくなるように変えられる
ため、スピーカ(６３)から出力される音色は純音から濁
音に変化する。そのスピーカ(６３)より出力される聴音
は、キャリア周波数ｆが、平均処理回路(５２)にて平均
化されるために、ゆらぎが低減される。又、所望の方位
に対するｆおよびσの信号を取り出すラッチ手段(５５)
は１チャンネルのスイッチ手段でよいので回路構成が簡
単になる。

【００１４】

【実施例】上述したキャリア周波数検出の原理に基づく
キャリア周波数検出回路の１実施例を図３に示してい
る。尚、この図３および上記の図１、図２は、本願出願
人が先に出願した「水中探知装置」(特願平４−２１０
８７号)に開示したものであるので詳しい説明について
は省略している。図３において、超音波受波器１'は、
例えば１２０個の超音波振動子ｓを円周上に等間隔に配
列している。このリング状に配列された１２０個の超音
波振動子ｓから切換回路７ｐによって、隣接する３０個
の超音波振動子(ｓ₁とする)が選出され、かつ、選出さ
れる３０個の超音波振動子ｓ₁が、円周上を順次シフト
するように選出される。又、切換回路７ｑによっても３
０個の超音波振動子(ｓ₂とする)が同じようにして選出
されるが、ｓ₁とは、前記方位差θに相当する時間差τ
の遅れを伴って選出される。これらの切換回路７ｐ，７
ｑでそれぞれ選出された３０個の超音波振動子ｓ₁，ｓ₂
による受波信号は、それぞれ位相合成回路９ｐ，９ｑに
て位相合成されることで、受信信号ｐ(ｔ)と、この受信
信号ｐ(ｔ)より位相差θだけずれた受信信号ｑ(ｔ)とが
得られる。これにより、図１で示した、両超音波振動子
１ｐ，１ｑを方位差θを保ちながら回転させた時に得ら
れたのと同じ信号が得られたことになる。受信信号ｑ
(ｔ)に対し、時間差でτだけ先行している受信信号ｐ
(ｔ)は、遅延回路３においてτの時間差分だけ遅延さ
れ、信号ｑ(ｔ)と時間差無しのｐτ(ｔ)となる。

【００１５】５は、これらの受信信号ｐτ(ｔ)およびｑ
(ｔ)をそれぞれ直交成分別に検波(直交検波)する直交検
波回路であり、互いに位相が９０°ずれた参照信号を発
生する２つの参照信号発生器４ｃ、４ｓと、両参照信号
発生器４ｃ、４ｓからの参照信号を前記受信信号に対し
て掛け算する４つの掛算器６ｐ₁、６ｐ₂、６ｑ₁、６ｑ
₂と、各掛算器６ｐ₁、６ｐ₂、６ｑ₁、６ｑ₂で得られた検波
信号に含まれる高調波成分を除く４つのローパスフィル
タ８ｐ₁、８ｐ₂、８ｑ₁、８ｑ₂とからなる。

【００１６】１２は、直交検波回路５を通った各受信信
号について、物標からの超音波エコーのドップラー効果
に起因する、両検波信号間の位相差を検出するための位
相差検出回路であり、直交検波で得られた各検波信号ｐ
τc(t)'、ｐτs(t)'、ｑc(t)'、ｑs(t)'の内一方の演算器
１３でtan^-1{ｐτs(t)'/ｐτc(t)'}を算出して一方の受
信信号ｐ(t)の位相角を決定し、また、他方の演算器１
４でtan^-1{ｑs(t)'/ｑc(t)'}を算出して他方の受信信号
ｑ(t)の位相角を決定し、そして、減算器１５で両受信
信号の位相差Δψを算出する。１８は、後述するよう
に、位相差検出回路１２で検出された各受信信号の位相
差に基づいてキャリア周波数を算出する算出回路であ
る。

【００１７】次に、上記図３の動作について説明する。
遅延回路３を介した位相合成回路９ｐよりの受信信号ｐ
τ(t)、および位相合成回路９ｑよりの受信信号ｑ(t)
は、直交検波回路５の各掛算器６ｐ₁、６ｐ₂、６ｑ₁、６ｑ
₂にそれぞれ入力される。直交検波器回路５の各参照信
号発生器４ｃ、４ｓからは、中心周波数が超音波の送信
周波数と同じで位相が互いに９０°異なる参照信号cos
ω₀t、sinω₀tがそれぞれ出力され、この一方の参照信号
cosω₀tが２つの各掛算器６ｐ₁、６ｑ₁に、他方の参照信
号sinω₀tが残りの２つの掛算器６ｐ₂、６ｑ₂にそれぞれ
与えられる。従って、各掛算器６ｐ₁、６ｐ₂、６ｑ₁、６ｑ
₂の出力は、次のようになる。

【００１８】

【数５】ｐτc(t)＝ｐτ(t)・cosω₀ｔ＝{Ｓ(t−τ)/２}[cos{ω(t−τ)＋α＋m(t−τ)＋β＋
ω₀t}＋cos{ω・(t−τ)＋α＋m(t−τ)＋β−ω₀t}］

【数６】pτs(t)＝ｐτ(t)・sinω₀t ＝{Ｓ(t−τ）/２}[sin{ω(t−τ)＋α＋m(t−τ)＋β
＋ω₀t}−sin{ω・(t−τ)＋α＋m(t−τ)＋β−ω₀t}］

【数７】ｑｃ(t)＝ｑ(t)・cosω₀t ＝{Ｓ(t−τ)/２}[cos{ωｔ＋α＋m(t−τ)＋β＋ω
₀t｝＋cos｛ωｔ＋α＋m・(t−τ)＋β−ω₀t｝］

【数８】ｑs(t)＝ｑ(t)・sinω₀ｔ＝｛Ｓ(t−τ)/２}[sin｛ωｔ＋α＋m（t−τ）＋β＋
ω₀t｝−sin｛ωｔ＋α＋ m・(t−τ)＋β−ω₀t｝］

【００１９】これらの信号は次段のロ−パスフィルタ８
ｐ₁、８ｐ₂、８ｑ₁、８ｑ₂によって高調波成分が除かれる
ことにより、次のようになる。

【数９】ｐτc(t)'＝｛Ｓ(t−τ)/２}・cos{(ω−ω₀)
ｔ＋α＋m(t−τ)＋β−ωτ｝

【数１０】ｐτs(t)'＝｛Ｓ(t−τ)/２}・sin{(ω−
ω₀)ｔ＋α＋m(t−τ)＋β−ωτ｝

【数１１】ｑｃ(t)'＝{Ｓ(ｔ−τ)/２}・cos{(ω−ω₀)
ｔ＋α＋m(ｔ−τ)＋β}

【数１２】ｑｓ(t)'＝{Ｓ(ｔ−τ)/２}・sin{(ω−ω₀)
ｔ＋α＋m(ｔ−τ)＋β}

【００２０】そして、直交検波して得られた各信号ｐ
τc(t)'、ｐτs(t)'、ｑc(t)'、ｑs(t)'がそれぞれ位相差
検出回路１２に与えられている。位相差検出回路１２に
おいて、一方の演算器１３によるtan^-1{ｐτs(t)'/ｐτ
c(t)'}の演算により、一方の受信信号ｐ(t)の位相角が
求められ、また、他方の演算器１４によるtan^-1{ｑs
(t)'/ｑc(t)'}の演算により、他方の受信信号ｑ(t)の位
相角が求められ、そして、減算器１５にて両受信信号の
位相角の減算により、両受信信号の位相差Δψが算出さ
れる。

【００２１】そして、この位相差Δψの値が算出回路１
８に送出されるので、算出回路１８は、前述の（４）式
に基づいてキャリア周波数ｆが算出される。又、直交検
波回路５よりの出力信号ｑc(t)'＝Ｃとｑs(t)'＝Ｄとが
振幅検出回路１１１に供給され、(Ｃ²＋Ｄ²)^1/2により
振幅ａ₁が求められ、直交検波回路５よりの別の出力信
号ｑτc(t)'とｑτs(t)'とが振幅検出回路１１２へ供給
され同様に振幅ａ₂が求められる。

【００２２】図４は、図３のキャリア周波数検出回路５
０より得られるキャリア周波数ｆの信号および振幅信号
を受ける信号処理回路１００を示している。図４におい
て、５１は、キャリア周波数検出回路５０よりのキャリ
ア周波数ｆから、超音波送波時の元のキャリア周波数ｆ
₀を減じてドップラー周波数偏移ｆsを算出する減算回路
である。５２は、検出されたドップラー周波数偏移ｆs
の平均値を求める平均処理回路であり、ある周波数ｆs
の平均としては、該周波数ｆsを中心とする所定領域で
得られた周波数の平均値である。５３は、ドップラー周
波数偏移ｆsおよびその平均ｆsからその分散σを検出す
る分散検出回路である。５４は、振幅信号、ドップラー
周波数偏移ｆsおよび分散σを用いてＣＲＴで表示する
所定の映像信号を作成する映像処理回路であるが、この
部分の回路構成は、聴音の出力を主眼としている本発明
とは直接関係しないので省略するが詳しくは先に紹介し
た特願平４−２１０８７に開示してある。

【００２３】５５は、信号ラッチ回路であり、指定され
た方位に対するドップラー周波数偏移ｆsおよび分散σ
を取り込んでその出力部に出力する。さて、ドップラー
角周波数偏移をωs(＝２π・ｆs)、クロック周期をΔｔ
とすると、 θk＝ωs・Δｔ＋θk_-1 Δｔが聴音周波数に比べて十分高ければ、下式で位相θ
の情報が得られる。

【００２４】

【数１３】

【００２５】ｎは、ドップラー周波数偏移ｆsの幅を聴
音周波数帯(例えば３００ないし１０００Ｈｚ)に圧縮す
るための係数である。この(１３)式の演算を行うのが位
相演算回路５６である。５７は、位相演算回路５６より
出力される位相θに対してｓｉｎθの音色信号を発生す
る純音信号発生器であり、５８は、その純音信号ｓｉｎ
θをデジタルからアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器
である。５９は、純音信号発生器５７より出力される純
音の周波数を逓倍する逓倍回路である。６０は、逓倍回
路５９より出力される信号(ｓｉｎ２θ)をデジタルから
アナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。６１は、
Ｄ／Ａ変換器６０より出力される信号を増幅する電圧増
幅器であり、信号ラッチ回路５５より出力される分散σ
の大小に応じてそのゲインが増減する。６２は、Ｄ／Ａ
変換器５７８り出力される純音信号(ｓｉｎθ)に電圧増
幅器６１より出力される倍音の信号(ｓｉｎ２θ)をミッ
クスしてデュアルトーンとした信号を増幅する電力増幅
器であり、そのゲインは、振幅ａ₁，ａ₂の大きさに応じ
て可変する。６３は、電力増幅器６２の出力で駆動され
るスピーカである。

【００２６】上記回路構成よりなる装置の動作を以下に
述べる。図３のキャリア周波数検出回路５０で得られ
た、各方位毎のキャリア周波数ｆは、減算回路５１での
元のキャリア周波数ｆ₀との減算により、ドップラー周
波数偏移ｆsが求められ、このドップラー周波数偏移ｆs
の信号は、平均処理回路５２にてその平均値ｆsが求め
られ、この平均ドップラー周波数偏移ｆsの信号は映像
処理回路５３に供給され、分散検出回路５３にはこの平
均ドップラー周波数偏移ｆsとドップラー周波数偏移ｆs
とが供給されることにより、その信号の分散σが演算さ
れ、この分散σと前記ドップラー周波数偏移ｆsとは信
号ラッチ回路５５に供給される。この信号ラッチ回路５
５には、聴音出力したい方位信号が入力されており、そ
の方位に対する入力信号(σおよびｆs)のみが信号ラッ
チ回路５５でラッチされ、その出力部にそのまま出力さ
れる。

【００２７】出力されたドップラー周波数偏移ｆsの信
号は位相演算回路５６にて上述した式に従って位相θが
演算され、純音信号発生器５７によって純音信号ｓｉｎ
θが作成され、そしてＤ／Ａ変換器５８によってアナロ
グ信号に変換される。又、前記純音信号ｓｉｎθは、逓
倍回路５９によって周波数が２倍の信号ｓｉｎ２θに逓
倍され、その倍音信号はＤ／Ａ変換器６０にてアナログ
信号に変換された後、電圧増幅器６１によって電圧増幅
されるが、信号ラッチ回路５５より出力された分散σの
大きい時には電圧増幅器６１でのゲインが大きくなる。
前記のＤ／Ａ変換器５８より出力される純音信号ｓｉｎ
θに、電圧増幅器６１より出力される倍音信号ｓｉｎ２
θがミックスされ、デュアルトーンとなり、そのデュア
ルトーンは電力増幅器６２で電力増幅されるが、この電
力増幅器６２でのゲインは、振幅ａ₁,ａ₂が大きい時に
大きくなる。

【００２８】従ってスピーカ６３より出力される聴音
は、分散σが大きい時には(規模の大きい魚群や起伏の
激しい海底よりのエコー検出)、倍音信号ｓｉｎ２θの
ミックス率が高くなるために濁音となり、分散σが小さ
い時には(規模の小さい魚群やフラットな海底よりのエ
コー検出)澄んだ純音となり、又、これらの音は、振幅
ａ₁，ａ₂が大きい程、大きい音として出力される。これ
により、出力された聴音における濁音の程度に応じて分
散σの大小を知ることができ、よって探査物体の性状
(魚群の群れ状態や海底の起伏状況)の推定が可能とな
る。

【００２９】上記実施例では、デュアルトーンとして２
倍音をミックスしたが、３倍音であってもよく、あるい
は高調波信号やホワイトノイズ等をミックスしてもよ
い。

【００３０】又、減算回路５１にてドップラー偏移周波
数ｆsを求めたが、図３よりのキャリア周波数ｆから分
散散σを求め、又、位相演算回路５６においては、元の
キャリア周波数ｆ₀が既知なので、そのｆ₀の値をしきい
値とすることにより、直接位相θの情報を読み出すこと
も可能である。

【００３１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、検出し
たキャリア周波数の平均値をとり、その平均値の周波数
の大きさに対応する周波数による第１の音色を発生する
と共に、この第１の音色と異なる周波数の第２の音色を
発生させ、一方、前記のキャリア周波数およびその平均
から分散を求め、その分散の大きさに応じて、第１の音
色にミックスする第２の音色のミックス率を変えるよう
にしたので、出力される聴音は、分散が大きくなるにつ
れて例えば純音から濁音に変化し、よってその聴音の音
色から魚群の群れ状態や海底の起伏状況等を推定するこ
とができる。その聴音は、キャリア周波数が平均化され
るためにゆらぎが低減され、又、所望の方位に対する信
号を取り出すラッチ手段は１チャンネルのスイッチ手段
でよいので回路構成が簡単になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】キャリア周波数の検出原理を説明するために
用いた図

【図２】図１における超音波振動子における受信信号
を示したタイムチャート

【図３】図１のキャリア周波数の検出原理に基づくキ
ャリア周波数検出回路の１実施例を示したブロック図

【図４】聴音出力を得る本発明の１実施例を示した制
御ブロック図

【符号の説明】

１' 超音波受波器３遅延回路７切換回路５直交検波回路９位相合成回路１２位相差検出回路１８キャリア周波数算出回路５０キャリア周波数検出回路５１減算回路５２平均処理回路５３分散検出回路５４映像処理回路５５信号ラッチ回路５６位相演算回路５７純音信号発生器５８Ｄ／Ａ変換器５９逓倍回路６０Ｄ／Ａ変換器６１電圧増幅器６２電力増幅器６３スピーカ１１１振幅検出回路１１２振幅検出回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】広範囲方向への超音波信号の送信により
得られる超音波エコー信号を受信し、受信した超音波エ
コー信号におけるキャリア周波数ｆ(又はキャリア角周
波数ω)を検出するキャリア周波数検出回路(５０)と；
前記キャリア周波数ｆ(又は該周波数ｆから送信時の元
のキャリア周波数ｆ₀を減じて得たドップラー周波数偏
移ｆs)の平均値ｆ(又はｆs)を求める平均処理回路(５
２)と；前記キャリア周波数ｆ(又はｆs)およびｆ(又は
ｆs)からその分散σを求める分散検出回路(５３)と；方
位別に出力される前記キャリア周波数ｆ(又はｆs)の信
号および分散σから所望の方位に対するものを取り出す
ラッチ手段(５５)と；ラッチ手段(５５)より取り出され
たキャリア周波数ｆ(又はｆs)の大きさに対応する周波
数による第１の音色信号を発生する第１の音色信号発生
手段(５６,５７)と；前記手段(５６，５７)で読み出さ
れた第１の音色信号とは別の周波数による第２の音色信
号を発生する第２の音色信号発生手段(５９)と；第１の
音色信号にミックスされる第２の音色信号のミックス率
を、前記分散σの大きさに応じて変える手段(６１)と；
ミックスされた音色信号を聴音として出力するスピーカ
(６３)と；を備えたことを特徴とする水中探知装置。
【請求項２】上記キャリア周波数検出回路(５０)は、
広範囲から到来する超音波エコー信号を受信すべく、第
１の超音波受信ビームが旋回走査すると共に、前記第１
の超音波受信ビームに対して常に一定の方位差の遅れを
伴って第２の超音波受信ビームが旋回走査する超音波受
波手段と、前記超音波受波手段で形成された２本の超音
波受信ビームに基づく受信信号をそれぞれ検波する検波
手段と、超音波受信ビームによる受信信号もしくは検波
手段より得られる検波信号に対して、前記方位差θによ
り時間的にτだけ先行している、第１の超音波受信ビー
ムよりの信号に対してτだけ遅延させるための遅延手段
と、両検波信号間の位相差を検出する位相差検出手段
と、前記位相差検出手段で検出された位相差Δψに基づ
き、ｆ＝Δψ／(２πτ)の式により、受信した超音波エ
コー信号のキャリア周波数ｆを算出する算出手段とを具
備する請求項１記載の水中探知装置。
【請求項３】上記キャリア周波数検出回路(５０)は、
広範囲の各方向に超音波受信ビームを形成する超音波受
信ビーム形成手段と、前記超音波受信ビームによる受信
信号のキャリア周波数ｆ(又はω)を検出するキャリア周
波数検出手段とを具備する請求項１記載の水中探知装
置。