JPH0621814B2 - 計重装置の計重信号の濾波方法及び装置 - Google Patents
計重装置の計重信号の濾波方法及び装置Info
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- JPH0621814B2 JPH0621814B2 JP61125079A JP12507986A JPH0621814B2 JP H0621814 B2 JPH0621814 B2 JP H0621814B2 JP 61125079 A JP61125079 A JP 61125079A JP 12507986 A JP12507986 A JP 12507986A JP H0621814 B2 JPH0621814 B2 JP H0621814B2
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01G—WEIGHING
- G01G3/00—Weighing apparatus characterised by the use of elastically-deformable members, e.g. spring balances
- G01G3/12—Weighing apparatus characterised by the use of elastically-deformable members, e.g. spring balances wherein the weighing element is in the form of a solid body stressed by pressure or tension during weighing
- G01G3/14—Weighing apparatus characterised by the use of elastically-deformable members, e.g. spring balances wherein the weighing element is in the form of a solid body stressed by pressure or tension during weighing measuring variations of electrical resistance
- G01G3/1414—Arrangements for correcting or for compensating for unwanted effects
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01G—WEIGHING
- G01G23/00—Auxiliary devices for weighing apparatus
- G01G23/06—Means for damping oscillations, e.g. of weigh beams
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- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 この発明は、荷重を表す電気的信号（以後重量信号と称
す。）から不要な成分を濾波する方法及び装置に関す
る。
す。）から不要な成分を濾波する方法及び装置に関す
る。
〈従来技術〉 一般に、重量信号を発生する装置としては、ストレイン
ゲージ式ロードセルや力バランス等の計重装置が知られ
ている。これら計重装置の計重信号は、物品を載荷した
ときの衝撃や計重装置の主振動（固有振動）の影響を受
けて、真の物品の重量を表す成分の他に不要な成分を含
み、例えば第11図に示すような波形となる。
ゲージ式ロードセルや力バランス等の計重装置が知られ
ている。これら計重装置の計重信号は、物品を載荷した
ときの衝撃や計重装置の主振動（固有振動）の影響を受
けて、真の物品の重量を表す成分の他に不要な成分を含
み、例えば第11図に示すような波形となる。
従来、このような不要な成分を除去するために、第12図
に示すように計重装置２からの計重信号をアナログフイ
ルタ４に通すことや、同図には示していないが、計重装
置２にオイルダンパーのような機械的振動減衰装置を設
けることが行なわれていた。なお、アナログフイルタと
しては、アクテイブフイルタと称されるローパス特性を
持つたベツセル、バターワースフイルタまたはこれらの
特性に近いものが用いられている。第12において、６は
濾波された計重信号を増幅する増幅器、８は増幅された
計重信号をデイジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器であ
る。
に示すように計重装置２からの計重信号をアナログフイ
ルタ４に通すことや、同図には示していないが、計重装
置２にオイルダンパーのような機械的振動減衰装置を設
けることが行なわれていた。なお、アナログフイルタと
しては、アクテイブフイルタと称されるローパス特性を
持つたベツセル、バターワースフイルタまたはこれらの
特性に近いものが用いられている。第12において、６は
濾波された計重信号を増幅する増幅器、８は増幅された
計重信号をデイジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器であ
る。
〈発明が解決しようとする問題点〉 しかし、計重装置によつては機械的振動減衰装置を設け
ることが困難なものがあり、また機械的振動減衰装置を
設けることが可能であつても、保守点検の観点から機械
的振動減衰装置をあえて設けないことが望ましいもので
ある。このような場合、不要成分の除去は、アナログフ
イルタ４のみによつて行なわれるが、機械的振動減衰装
置を設けていたときのアナログフイルタ４のみでは不要
成分を充分除去することができず、不要成分を充分除去
できる特性のアナログフイルタ４を用いると、計重信号
の応答性が悪くなり、計重が遅れるという問題点があつ
た。特に、組合せ秤や選別機のように短時間のうちに計
重を完了したい装置に用いる計重装置では、応答性が悪
いのは大きな問題である。
ることが困難なものがあり、また機械的振動減衰装置を
設けることが可能であつても、保守点検の観点から機械
的振動減衰装置をあえて設けないことが望ましいもので
ある。このような場合、不要成分の除去は、アナログフ
イルタ４のみによつて行なわれるが、機械的振動減衰装
置を設けていたときのアナログフイルタ４のみでは不要
成分を充分除去することができず、不要成分を充分除去
できる特性のアナログフイルタ４を用いると、計重信号
の応答性が悪くなり、計重が遅れるという問題点があつ
た。特に、組合せ秤や選別機のように短時間のうちに計
重を完了したい装置に用いる計重装置では、応答性が悪
いのは大きな問題である。
ところで、第５図は機械的振動減衰装置を設けていない
計重装置の主振動の加振力と出力信号の周波数特性を示
したもので、曲線10は計重装置に風袋の重量のみが印加
されている場合のもので、曲線12は計重装置に風袋と被
計重物品の重量とが印加されている場合のものである。
被計重物品の重量によつて曲線12は第５図に示す位置か
ら左右に移動するが、計重装置の秤量によつて移動範囲
は、例えば同図に示すｂ帯域に含まれるものとする。又
特別な場合には、はかりの構造によつて重力方向の主振
動以外の振動成分の共振がきわめて強く、その減衰の悪
い場合がある。又重力方向にはダンパーが設けられて主
振動の減衰がよいがそれ以外の振動成分の共振がきわめ
て強い場合もある。
計重装置の主振動の加振力と出力信号の周波数特性を示
したもので、曲線10は計重装置に風袋の重量のみが印加
されている場合のもので、曲線12は計重装置に風袋と被
計重物品の重量とが印加されている場合のものである。
被計重物品の重量によつて曲線12は第５図に示す位置か
ら左右に移動するが、計重装置の秤量によつて移動範囲
は、例えば同図に示すｂ帯域に含まれるものとする。又
特別な場合には、はかりの構造によつて重力方向の主振
動以外の振動成分の共振がきわめて強く、その減衰の悪
い場合がある。又重力方向にはダンパーが設けられて主
振動の減衰がよいがそれ以外の振動成分の共振がきわめ
て強い場合もある。
例えば捩り剛性の弱いパラレルグラム式ロードセルの場
合や載台の取付関係によつて生じる共振等が特に強い場
合はこれ等の振動周波数までもｂ帯域に含まれる様にｂ
帯域を拡げて考える事にする。従つて、フイルタとして
は、このｂ帯域の周波数成分を充分に減衰させる必要が
ある。また、計重装置の運転に起因する振動、例えば計
重装置にホッパ等が設けられており、このホツパのゲー
トを開閉することによる振動や、外部からの強制振動、
例えば計重装置に物品を載荷したときに生じる振動等に
起因する振動によつて、Ｃ帯域に不要成分が発生する。
この成分もフイルタとしては除去する必要があるが、前
述の特別の例を除いてこれは比較的レベルが小さいので
Ｃ帯域での減衰は、ｂ帯域ほど大きくする必要はない。
ａ帯域はフイルタの通過帯域までの遷移帯であり、これ
を余り低域まで濾波しすぎると、計重装置の応答性にた
だちに影響する。従つて、このａ帯域を適当に選ぶ必要
がある。これらを考慮したフイルタの減衰特性は、例え
ば第６図に示すようなものとなる。同図において各矢印
の長さが必要な減衰量を表す。この発明は、第６図に示
すような減衰特性が機械的振動減衰装置を用いなくても
得られる濾波方法及び装置を提供することを目的とす
る。
合や載台の取付関係によつて生じる共振等が特に強い場
合はこれ等の振動周波数までもｂ帯域に含まれる様にｂ
帯域を拡げて考える事にする。従つて、フイルタとして
は、このｂ帯域の周波数成分を充分に減衰させる必要が
ある。また、計重装置の運転に起因する振動、例えば計
重装置にホッパ等が設けられており、このホツパのゲー
トを開閉することによる振動や、外部からの強制振動、
例えば計重装置に物品を載荷したときに生じる振動等に
起因する振動によつて、Ｃ帯域に不要成分が発生する。
この成分もフイルタとしては除去する必要があるが、前
述の特別の例を除いてこれは比較的レベルが小さいので
Ｃ帯域での減衰は、ｂ帯域ほど大きくする必要はない。
ａ帯域はフイルタの通過帯域までの遷移帯であり、これ
を余り低域まで濾波しすぎると、計重装置の応答性にた
だちに影響する。従つて、このａ帯域を適当に選ぶ必要
がある。これらを考慮したフイルタの減衰特性は、例え
ば第６図に示すようなものとなる。同図において各矢印
の長さが必要な減衰量を表す。この発明は、第６図に示
すような減衰特性が機械的振動減衰装置を用いなくても
得られる濾波方法及び装置を提供することを目的とす
る。
〈問題点を解決するための手段〉 そのため、第１の発明は、まず計重信号を高速でサンプ
リングして時系列データＤ1、Ｄ2……を得る。そして第
１図に示すように、これら時系列データのＤ1からはじ
まるｎ1個（第１図では10個）の時系列データの平均１
Ｍ１を得、次にＤ2からはじまるｎ1個の時系列データの
平均１Ｍ２を得る。以下、同様にして１Ｍｉ個の移動平
均データを得る。そして、これら１Ｍｉの移動平均デー
タに対してｎ1個とは異なる数であるｎ2個（第１図では
11個）づつ平均を行なつて、２Ｍｉ個の移動平均データ
を得る。以下、このような移動平均を適当な回数繰り返
す。以後ｎ1、ｎ2を移動平均数といい、移動平均を繰返
すことを多重の移動平均という。
リングして時系列データＤ1、Ｄ2……を得る。そして第
１図に示すように、これら時系列データのＤ1からはじ
まるｎ1個（第１図では10個）の時系列データの平均１
Ｍ１を得、次にＤ2からはじまるｎ1個の時系列データの
平均１Ｍ２を得る。以下、同様にして１Ｍｉ個の移動平
均データを得る。そして、これら１Ｍｉの移動平均デー
タに対してｎ1個とは異なる数であるｎ2個（第１図では
11個）づつ平均を行なつて、２Ｍｉ個の移動平均データ
を得る。以下、このような移動平均を適当な回数繰り返
す。以後ｎ1、ｎ2を移動平均数といい、移動平均を繰返
すことを多重の移動平均という。
ｎ1個の移動平均の伝達特性を周波数領域で表すと、 となる。(1)式の前の項は振幅特性を示し、後の項は位
相遅れを示す。また、ｔsはサンプリング間隔で、ωは
２πｆである。前の項の振幅特性は、 となり、φがπ、２π、３π……のとき振幅は０とな
る。従つて、 の周波数ｆn1を考えると、ｆn1、2fn1、3fn1……のとき
φがπ、２π、３π……になり、振幅が０になる。
ｆn1、2fn1、3fn1……をノツチ周波数という。この振動
特性を第２図(a)に示す。これから明らかなように移動
平均は、ｆn1まではローパスフイルタとして作用し、以
後ｆn1の整数倍ごとに振幅が０になるノツチフイルタと
して作用する。しかも、ｆn1は(3)式よりサンプリング
間隔ｔsと移動平均数ｎ1との積によつて定まる。また位
相遅れは、 となる。この位相遅れを第２図(b)に示す。
相遅れを示す。また、ｔsはサンプリング間隔で、ωは
２πｆである。前の項の振幅特性は、 となり、φがπ、２π、３π……のとき振幅は０とな
る。従つて、 の周波数ｆn1を考えると、ｆn1、2fn1、3fn1……のとき
φがπ、２π、３π……になり、振幅が０になる。
ｆn1、2fn1、3fn1……をノツチ周波数という。この振動
特性を第２図(a)に示す。これから明らかなように移動
平均は、ｆn1まではローパスフイルタとして作用し、以
後ｆn1の整数倍ごとに振幅が０になるノツチフイルタと
して作用する。しかも、ｆn1は(3)式よりサンプリング
間隔ｔsと移動平均数ｎ1との積によつて定まる。また位
相遅れは、 となる。この位相遅れを第２図(b)に示す。
このような移動平均を移動平均数を異ならせて複数回行
なうと、その振幅特性は、例えば第１図に示したように
２回行なうと、 となる。この振幅特性を第２図(c)に示す。これから明
らかなように、移動平均数が異なる多重移動平均は、ロ
ーパス特性を有するノツチフイルタであり、ｆn1、2
fn1、3fn1……、ｆn2、2fn2、3fn2……で振幅が０にな
るノツチ特性を有し、またｆn1以上の周波数領域で相当
に有効な減衰特性を有している。従つて、第４図に示し
たｂ帯域ｆn1、ｆn2が位置するように、ｔs、n1、n2を
選択することによつて第５図に示した理想的なフイルタ
特性が得られる。なお、多重回数を増し、移動平均数を
適当に選択すると、ｆn1以上の周波数帯でさらに強い濾
波特性が得られることは容易に理解できる。
なうと、その振幅特性は、例えば第１図に示したように
２回行なうと、 となる。この振幅特性を第２図(c)に示す。これから明
らかなように、移動平均数が異なる多重移動平均は、ロ
ーパス特性を有するノツチフイルタであり、ｆn1、2
fn1、3fn1……、ｆn2、2fn2、3fn2……で振幅が０にな
るノツチ特性を有し、またｆn1以上の周波数領域で相当
に有効な減衰特性を有している。従つて、第４図に示し
たｂ帯域ｆn1、ｆn2が位置するように、ｔs、n1、n2を
選択することによつて第５図に示した理想的なフイルタ
特性が得られる。なお、多重回数を増し、移動平均数を
適当に選択すると、ｆn1以上の周波数帯でさらに強い濾
波特性が得られることは容易に理解できる。
次に応答遅れについて説明する。これも振幅特性と同様
に定量的に説明できるが、説明を簡単にするため定性的
に第１図を参照しながら行なう。第１図において、Ｄ1
に相当する２重移動平均データ２Ｍ１を得るには、１重
の移動平均データ１Ｍ１から１Ｍ11までの11個必要であ
る。この11個の１重の移動平均データを得るには、Ｄ1
からＤ20の20個の時系列データが必要である。この20個
のデータを得るには、最初のデータから始まりｔs×19
時間が必要である。ここで19という値は多重移動平均回
数ｒ（ここでは２）を各移動平均数の和（ここでは10＋
11）から引いた値である。従つて、応答遅れは、各移動
平均における移動平均数と、多重移動平均回数ｒとサン
プリング時間ｔsとの関数で求められるので、各移動平
均数とサンプリング時間ｔsと多重移動平均回数ｒとを
適当に選択することによつて充分に速い応答性が得られ
る。
に定量的に説明できるが、説明を簡単にするため定性的
に第１図を参照しながら行なう。第１図において、Ｄ1
に相当する２重移動平均データ２Ｍ１を得るには、１重
の移動平均データ１Ｍ１から１Ｍ11までの11個必要であ
る。この11個の１重の移動平均データを得るには、Ｄ1
からＤ20の20個の時系列データが必要である。この20個
のデータを得るには、最初のデータから始まりｔs×19
時間が必要である。ここで19という値は多重移動平均回
数ｒ（ここでは２）を各移動平均数の和（ここでは10＋
11）から引いた値である。従つて、応答遅れは、各移動
平均における移動平均数と、多重移動平均回数ｒとサン
プリング時間ｔsとの関数で求められるので、各移動平
均数とサンプリング時間ｔsと多重移動平均回数ｒとを
適当に選択することによつて充分に速い応答性が得られ
る。
以上が第１の発明であるが、第２の発明は、第１の発明
における多重の移動平均演算と等価な重みの演算を行う
か、この重みの演算と等価なデジタルフイルタを用いる
ものである。
における多重の移動平均演算と等価な重みの演算を行う
か、この重みの演算と等価なデジタルフイルタを用いる
ものである。
すなわち、移動平均数がｎ1個の移動平均の伝達特性を
Ｚ変換法で表すと、 となる。これを１重の平均化フイルタと名づける。ｒ重
の平均化フイルタの伝達特性をＺ変換法で現すと、 となる。これは、 と展開できる。
Ｚ変換法で表すと、 となる。これを１重の平均化フイルタと名づける。ｒ重
の平均化フイルタの伝達特性をＺ変換法で現すと、 となる。これは、 と展開できる。
これを非巡回型フイルタで実現すると、第３図の様な構
成となり、Ｃ、Cb１、Cb２……等の係数を与えることに
より実現できる。同図においてＺ-1のブロツク14は１サ
ンプルが入力されるごとに、先に入力された各サンプル
が同図における右側へ１ブロツクづつシフトしていくこ
とを示す。これら各ブロツク14のサンプルが各乗算器16
でCbｉと乗算され、これら各乗算値が累算器18で累算さ
れ、出力データとなる。
成となり、Ｃ、Cb１、Cb２……等の係数を与えることに
より実現できる。同図においてＺ-1のブロツク14は１サ
ンプルが入力されるごとに、先に入力された各サンプル
が同図における右側へ１ブロツクづつシフトしていくこ
とを示す。これら各ブロツク14のサンプルが各乗算器16
でCbｉと乗算され、これら各乗算値が累算器18で累算さ
れ、出力データとなる。
この様な演算は、上記の構成の他に、最近デイジタルフ
イルタとして例えば日本プレシジヨンサーキツト社より
市販されている素子やアナログデイバイセス社より市販
されているマルチプライヤアキユムレータ等を用いて実
現することもできるし、マイクロコンピユータを利用し
て実時間で処理して演算することによつてもできる。
イルタとして例えば日本プレシジヨンサーキツト社より
市販されている素子やアナログデイバイセス社より市販
されているマルチプライヤアキユムレータ等を用いて実
現することもできるし、マイクロコンピユータを利用し
て実時間で処理して演算することによつてもできる。
また(8)式は非巡回、巡回併用の形で実現することもで
きる。その１つの例を第４図に示す。この例は３重の移
動平均に相当するものである。同図において、一点鎖線
で囲んだ左側のブロツクが一重平均で に相当する。上式で分子が非巡回部分の回路を、分母が
巡回の部分の回路を示している。中央及び右側のブロツ
クも同様に構成されており、これら３つのブロツクを直
列に接続することによつて三重の移動平均に相当する演
算を実現している。この非巡回及び巡回併用の形もマイ
クロコンピユータを利用して実現することもできる。
きる。その１つの例を第４図に示す。この例は３重の移
動平均に相当するものである。同図において、一点鎖線
で囲んだ左側のブロツクが一重平均で に相当する。上式で分子が非巡回部分の回路を、分母が
巡回の部分の回路を示している。中央及び右側のブロツ
クも同様に構成されており、これら３つのブロツクを直
列に接続することによつて三重の移動平均に相当する演
算を実現している。この非巡回及び巡回併用の形もマイ
クロコンピユータを利用して実現することもできる。
〈実施例〉 第１の実施例は、選別機や組合せ秤に用いられる計重装
置のように、載台やホツパが設けられており、風袋重量
値が大きく、これに比較して秤量範囲が小さい場合、す
なわち零点における共振周波数（固有振動数）と最大荷
重時の共振周波数との差が少なく、第５図及び第６図に
示したｂ帯域が比較的狭い場合のもので、例えば風袋重
量が2000ｇ、秤量が400ｇで、零点の共振周波数が19.3
Ｈｚで秤量時の共振周波数が17.6Ｈｚのものである。
置のように、載台やホツパが設けられており、風袋重量
値が大きく、これに比較して秤量範囲が小さい場合、す
なわち零点における共振周波数（固有振動数）と最大荷
重時の共振周波数との差が少なく、第５図及び第６図に
示したｂ帯域が比較的狭い場合のもので、例えば風袋重
量が2000ｇ、秤量が400ｇで、零点の共振周波数が19.3
Ｈｚで秤量時の共振周波数が17.6Ｈｚのものである。
第７図にその構成を示す。同図において、20は計重装置
で、その計重信号は増幅器22で増幅され、アナログフイ
ルタ24を通り、サンプルアンドホールド回路26でサンプ
ルされて、Ａ／Ｄ変換器28でデイジタル変換されて、デ
イジタルフイルタ30に供給される。ここで、アナログフ
イルタ24を設けているのは、デイジタルフイルタ30で
は、サンプル周波数の半分以上の帯域で充分な濾波がで
きないので、これを補なうために設けたもので、サンプ
ル周波数を200Ｈｚ（ｔs＝0.005秒）としているので、
ベツセル型32Ｈｚ４次のものを用いている。
で、その計重信号は増幅器22で増幅され、アナログフイ
ルタ24を通り、サンプルアンドホールド回路26でサンプ
ルされて、Ａ／Ｄ変換器28でデイジタル変換されて、デ
イジタルフイルタ30に供給される。ここで、アナログフ
イルタ24を設けているのは、デイジタルフイルタ30で
は、サンプル周波数の半分以上の帯域で充分な濾波がで
きないので、これを補なうために設けたもので、サンプ
ル周波数を200Ｈｚ（ｔs＝0.005秒）としているので、
ベツセル型32Ｈｚ４次のものを用いている。
デジタルフイルタ30は、ｎ1＝10、ｎ2＝11、ｎ3＝12の
３重移動平均の演算に相当する非巡回型のデジタルフイ
ルタであるＦＩＲフイルタである。
３重移動平均の演算に相当する非巡回型のデジタルフイ
ルタであるＦＩＲフイルタである。
このデイジタルフイルタ30をＺ変換法で表すと、(7)式
より となる。これを(8)式に従つて展開すると、Ｃは1/1320
となり、係数biは下表の通り30次となる。
より となる。これを(8)式に従つて展開すると、Ｃは1/1320
となり、係数biは下表の通り30次となる。
このデイジタルフイルタの振幅特性｜Ｇ｜は、 となる。ただし、ｎ1は10、ｎ2は11、ｎ3は12、ｔsは0.
005秒である。その振幅特性を第８図に示す。同図から
明らかなように、ｎ3、ｎ2、ｎ1に対応してｆn3(16.66H
z)、ｆn2(18.18Hz)、ｆn1(20Hz)、2fn3(33.33Hz)、2fn2
(36.36Hz)、2fn1(40Hz)……にノツチが現われている。
ｆn3、ｆn1、ｆn1の３つのノツチにより16.66〜20Ｈｚ
の領域に70ｄＢ以上減衰した帯域があり、これが第５図
及び第６図に示したｂ帯域に相当し、20Ｈｚ以上の帯域
（これがＣ帯域に相当する。）で最小でも約40ｄＢの減
衰が得られ、16Ｈｚ以下の帯域でも周波数が低くなるに
従つて減衰度は少なくなるが、必要な減衰が得られる遷
移帯（ａ帯域に相当する。）となつている。計重装置の
共振周波数は17.6〜19.3Ｈｚであるから、荷重を印加す
る際に生じる大きな過渡振動もその入力信号の1/3000以
下に減衰させることができる。
005秒である。その振幅特性を第８図に示す。同図から
明らかなように、ｎ3、ｎ2、ｎ1に対応してｆn3(16.66H
z)、ｆn2(18.18Hz)、ｆn1(20Hz)、2fn3(33.33Hz)、2fn2
(36.36Hz)、2fn1(40Hz)……にノツチが現われている。
ｆn3、ｆn1、ｆn1の３つのノツチにより16.66〜20Ｈｚ
の領域に70ｄＢ以上減衰した帯域があり、これが第５図
及び第６図に示したｂ帯域に相当し、20Ｈｚ以上の帯域
（これがＣ帯域に相当する。）で最小でも約40ｄＢの減
衰が得られ、16Ｈｚ以下の帯域でも周波数が低くなるに
従つて減衰度は少なくなるが、必要な減衰が得られる遷
移帯（ａ帯域に相当する。）となつている。計重装置の
共振周波数は17.6〜19.3Ｈｚであるから、荷重を印加す
る際に生じる大きな過渡振動もその入力信号の1/3000以
下に減衰させることができる。
計重装置の実際の応答は、印加する荷重の時間的変化に
よつても異なるので、代表的な入力としてステップ入力
を考える。ステップ入力に対する応答は第９図の様にＳ
字状となり、オーバーシユートは生じない。また、この
デイジタルフイルタのみでの遅れはサンプリング間隔×
（biの最高時数）により0.15（0.005×30）秒となり、
わずか0.15秒にしかすぎず、アナログフイルタ24により
遅れは0.03秒であり、双方を併せても0.18秒の遅れにす
ぎず、応答遅れは非常に少ない。
よつても異なるので、代表的な入力としてステップ入力
を考える。ステップ入力に対する応答は第９図の様にＳ
字状となり、オーバーシユートは生じない。また、この
デイジタルフイルタのみでの遅れはサンプリング間隔×
（biの最高時数）により0.15（0.005×30）秒となり、
わずか0.15秒にしかすぎず、アナログフイルタ24により
遅れは0.03秒であり、双方を併せても0.18秒の遅れにす
ぎず、応答遅れは非常に少ない。
第２の実施例は、風袋重量が50kg、秤量が150kgと風袋
重量と比較して秤量が大きく、零点での共振周波数が45
Ｈｚ、秤量時の共振周波数が22.5Hzとｂ帯域が比較的広
い場合のものである。この実施例の構成は実施例１と同
様であるが、サンプリング周波数が180Hzであり、デイ
ジタルフイルタ30が４重移動平均演算に相当するもので
ある点が異なる。そして、移動平均点数ｎ1、ｎ2、
ｎ3、ｎ4は、それぞれ５、７、８、18に選択されてい
る。
重量と比較して秤量が大きく、零点での共振周波数が45
Ｈｚ、秤量時の共振周波数が22.5Hzとｂ帯域が比較的広
い場合のものである。この実施例の構成は実施例１と同
様であるが、サンプリング周波数が180Hzであり、デイ
ジタルフイルタ30が４重移動平均演算に相当するもので
ある点が異なる。そして、移動平均点数ｎ1、ｎ2、
ｎ3、ｎ4は、それぞれ５、７、８、18に選択されてい
る。
このデイジタルフイルタの伝達特性をＺ変換法で表す
と、 となり、振幅特性は、 となる。これを第１の実施例と同様にＺ-1の高次代数式
に展開すると、biは34次となる。そして、得られた各係
数Cbi（ｉは０を含めて35）をデイジタルフイルタに入
力する。
と、 となり、振幅特性は、 となる。これを第１の実施例と同様にＺ-1の高次代数式
に展開すると、biは34次となる。そして、得られた各係
数Cbi（ｉは０を含めて35）をデイジタルフイルタに入
力する。
この周波数特性を第10図に示す。この場合、大きな減衰
が必要な帯域は20〜50Ｈｚであるが、これより高い周波
数帯まで、すなわちサンプリング周波数180Hzの半分の9
0Ｈｚまで有効に働く。なお、同図では50Ｈｚ以上の帯
域は図示を省略している。ここで、ｆ4は遷移帯での減
衰を大きくする目的で、10Ｈｚにｆ4の１次のノッチが
現われるようにしたものであり、このために20Ｈｚ以下
については適当な減衰をもつた遷移帯が得られた。その
うえｆ4が10Ｈｚ、2f4が20Ｈｚ、3f4が30Ｈｚ4f4が40Ｈ
ｚ……等の高次のノツチ周波数が現われている。さら
に、30Ｈｚから20Ｈｚの間ｆ3（22.5Hz）、ｆ2(25.71H
z)のノツチ周波数を配し、40Ｈｚから30Ｈｚの間にｆ
1(36Hz)を配しているので、2f3が45Ｈｚ、2f2が51.42H
z、2f1が72Ｈｚ、3f3が67.5Ｈｚ……の高次ノツチが現
われる。従つて、20Ｈｚ以上に対しては−66ｄＢ（1/20
00）以上の減衰が得られた。
が必要な帯域は20〜50Ｈｚであるが、これより高い周波
数帯まで、すなわちサンプリング周波数180Hzの半分の9
0Ｈｚまで有効に働く。なお、同図では50Ｈｚ以上の帯
域は図示を省略している。ここで、ｆ4は遷移帯での減
衰を大きくする目的で、10Ｈｚにｆ4の１次のノッチが
現われるようにしたものであり、このために20Ｈｚ以下
については適当な減衰をもつた遷移帯が得られた。その
うえｆ4が10Ｈｚ、2f4が20Ｈｚ、3f4が30Ｈｚ4f4が40Ｈ
ｚ……等の高次のノツチ周波数が現われている。さら
に、30Ｈｚから20Ｈｚの間ｆ3（22.5Hz）、ｆ2(25.71H
z)のノツチ周波数を配し、40Ｈｚから30Ｈｚの間にｆ
1(36Hz)を配しているので、2f3が45Ｈｚ、2f2が51.42H
z、2f1が72Ｈｚ、3f3が67.5Ｈｚ……の高次ノツチが現
われる。従つて、20Ｈｚ以上に対しては−66ｄＢ（1/20
00）以上の減衰が得られた。
このデイジタルフイルタはステツプ入力に対して で応答が完了して、定常状態になる。アナログフイルタ
24には実質例１と同様な30Ｈｚ４次ベツセルフイルタを
用いればよいから、このアナログフイルタによる遅れは
0.033秒程度であり、両方を併せても0.222秒程度の遅れ
が生じるにすぎない。
24には実質例１と同様な30Ｈｚ４次ベツセルフイルタを
用いればよいから、このアナログフイルタによる遅れは
0.033秒程度であり、両方を併せても0.222秒程度の遅れ
が生じるにすぎない。
この実施例では４重移動平均演算に相当するデイジタル
フイルタを用いたが、５重以上の移動平均演算に相当す
るデイジタルフイルタにすれば、なお高い減衰が得られ
る。第１及び第２の実施例ではデイジタルフイルタを用
いたが、これに代えてマイクロコンピユータによつてデ
イジタルフイルタと同じ演算を行なつてもよいし、実際
に多重移動平均演算を行なつてもよい。
フイルタを用いたが、５重以上の移動平均演算に相当す
るデイジタルフイルタにすれば、なお高い減衰が得られ
る。第１及び第２の実施例ではデイジタルフイルタを用
いたが、これに代えてマイクロコンピユータによつてデ
イジタルフイルタと同じ演算を行なつてもよいし、実際
に多重移動平均演算を行なつてもよい。
次に第１の実施例と従来のアナログフイルタとの比較結
果を示す。比較するアナログフイルタとしては第12図に
示したように増幅器６の入力側や或いは増幅器内や増幅
器の出力側に用いられる比較的応答性のよいベツセル型
２次及び４次のものであつて、第１の実施例とほぼ同じ
応答性を有するもの（第１の実施例ではステツプ入力に
対して0.18秒の遅れを伴なつたが、同じ時間で０．１％
以内の定常誤差になるもの）を用いた。その比較結果を
下表に示す。
果を示す。比較するアナログフイルタとしては第12図に
示したように増幅器６の入力側や或いは増幅器内や増幅
器の出力側に用いられる比較的応答性のよいベツセル型
２次及び４次のものであつて、第１の実施例とほぼ同じ
応答性を有するもの（第１の実施例ではステツプ入力に
対して0.18秒の遅れを伴なつたが、同じ時間で０．１％
以内の定常誤差になるもの）を用いた。その比較結果を
下表に示す。
この表によると18Ｈｚ、26.66Hzでも第１の実施例が格
段にすぐれていることが判る。また低い周波数５〜15Ｈ
ｚの帯域でも第１の実施例の減衰特性の方がすぐれてい
る。従つて、ベツセルフイルタ２次及び４次では、計重
装置に機械的振動減衰装置または共振防止の機構を設け
る必要があるが、この発明では機械的振動減衰装置や共
振防止機構が不要である。また、従来の上述したフイル
タを更に有効に働かせるには折点周波数をこの例よりも
低い周波数になるように改良しなければならないが、そ
うすると、入力信号に対する応答が遅くなる。
段にすぐれていることが判る。また低い周波数５〜15Ｈ
ｚの帯域でも第１の実施例の減衰特性の方がすぐれてい
る。従つて、ベツセルフイルタ２次及び４次では、計重
装置に機械的振動減衰装置または共振防止の機構を設け
る必要があるが、この発明では機械的振動減衰装置や共
振防止機構が不要である。また、従来の上述したフイル
タを更に有効に働かせるには折点周波数をこの例よりも
低い周波数になるように改良しなければならないが、そ
うすると、入力信号に対する応答が遅くなる。
〈効 果〉 以上のように、この発明によれば、従来のアナログフイ
ルタと比較して、格段にすぐれた濾波特性が得られるの
で、オイルダンパー等の機械的振動減衰装置が不要にな
る。従つて、オイルダンパー等の減衰効果が温度によつ
て変化するという様な問題点も生じない。また、応答性
が従来のアナログフイルタと比較して格段に早くなつ
た。また、従来のアナログフイルタでは、これに用いた
素子の精度やこれら素子の値が温度変化に従つて変化す
ることにより、濾波精度が悪いことがあるが、この発明
ではデイジタル演算によつて濾波するため、濾波精度が
高い。
ルタと比較して、格段にすぐれた濾波特性が得られるの
で、オイルダンパー等の機械的振動減衰装置が不要にな
る。従つて、オイルダンパー等の減衰効果が温度によつ
て変化するという様な問題点も生じない。また、応答性
が従来のアナログフイルタと比較して格段に早くなつ
た。また、従来のアナログフイルタでは、これに用いた
素子の精度やこれら素子の値が温度変化に従つて変化す
ることにより、濾波精度が悪いことがあるが、この発明
ではデイジタル演算によつて濾波するため、濾波精度が
高い。
第１図はこの発明の原理を説明するための図、第２図
(a)は一重移動平均の周波数−振幅特性図、第２図(b)は
一重移動平均の周波数−位相遅れ特性図、第２図(c)は
二重移動平均の周波数−振幅特性図、第３図はこの発明
を非巡回型フイルタで実施した状態を示す図、第４図は
この発明を非巡回型及び巡回型フイルタを併用して実施
した状態を示す図、第５図は計重装置の主振動周波数特
性図、第６図はこの発明によつて得ようとする濾波特性
を示す図、第７図は第１の実施例のブロツク図、第８図
は第１の実施例の周波数特性図、第９図は第１の実施例
の応答性を示す図、第10図は第２の実施例の周波数特性
図、第11図は計重装置の計重信号を示す図、第12図は従
来の濾波方法を示す図である。 20……計重装置、22……増幅器、26……サンプルアンド
ホールド回路、28……Ａ／Ｄ変換器、30……デイジタル
フイルタ。
(a)は一重移動平均の周波数−振幅特性図、第２図(b)は
一重移動平均の周波数−位相遅れ特性図、第２図(c)は
二重移動平均の周波数−振幅特性図、第３図はこの発明
を非巡回型フイルタで実施した状態を示す図、第４図は
この発明を非巡回型及び巡回型フイルタを併用して実施
した状態を示す図、第５図は計重装置の主振動周波数特
性図、第６図はこの発明によつて得ようとする濾波特性
を示す図、第７図は第１の実施例のブロツク図、第８図
は第１の実施例の周波数特性図、第９図は第１の実施例
の応答性を示す図、第10図は第２の実施例の周波数特性
図、第11図は計重装置の計重信号を示す図、第12図は従
来の濾波方法を示す図である。 20……計重装置、22……増幅器、26……サンプルアンド
ホールド回路、28……Ａ／Ｄ変換器、30……デイジタル
フイルタ。
Claims (7)
- 【請求項１】計重装置の計重信号をサンプリングする段
階と、これらサンプリング値について複数回にわたつて
移動平均をとる段階とを有し、各回の移動平均の移動平
均数を、上記計重装置の計重範囲によつて定まる振動及
び或いは計重装置により生じる強い共振振動を含む周波
数帯及びその近傍に複数のノツチ周波数が存在するよう
に、それぞれ異ならせることを特徴とする計重装置の計
重信号の濾波方法。 - 【請求項２】計重装置の計重信号をサンプリングする段
階と、これらサンプリング値について複数回にわたつて
移動平均をとるのと等価な演算を行なう段階とを有し、
上記等価な演算は上記各回の移動平均の移動平均数を、
上記計重装置の計重装置によつて定まる振動及び或いは
計重装置により生じる強い共振振動を含む周波数帯及び
その近傍に複数のノツチ周波数が存在するように、それ
ぞれ異ならせた複数回の移動平均と等価であることを特
徴とする計重装置の計重信号の濾波方法。 - 【請求項３】計重装置の計重信号をサンプリングする手
段と、このサンプリング手段から得られたサンプリング
値が入力される演算手段とからなり、この演算手段は、
上記各サンプリング値について複数回の移動平均をと
り、各回の移動平均の移動平均数を、上記計重装置の計
重範囲によつて定まる振動及び或いは計重装置により生
じる強い共振振動を含む周波数帯及びその近傍に複数の
ノツチ周波数が存在するように、それぞれ異ならせたの
と等価な伝達特性を有することを特徴とする計重装置の
計重信号の濾波装置。 - 【請求項４】上記演算手段がコンピュータであることを
特徴とする特許請求の範囲第３項記載の計重装置の計重
信号の濾波装置。 - 【請求項５】上記演算手段がデイジタルフイルタである
ことを特徴とする特許請求の範囲第３項記載の計重装置
の計重信号の濾波装置。 - 【請求項６】上記デイジタルフイルタが非巡回型フイル
タであることを特徴とする特許請求の範囲第５項記載の
計重装置の計重信号の濾波装置。 - 【請求項７】上記デイジタルフイルタが非巡回型及び巡
回型併用フイルタであることを特徴とする特許請求の範
囲第５項記載の計重装置の計重信号の濾波装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61125079A JPH0621814B2 (ja) | 1986-05-29 | 1986-05-29 | 計重装置の計重信号の濾波方法及び装置 |
| AU72136/87A AU578181B2 (en) | 1986-05-29 | 1987-04-28 | Weight signal filter |
| US07/046,651 US4817026A (en) | 1986-05-29 | 1987-05-05 | Device and method for filtering weight indicative signal from weighing device |
| IT8767450A IT1210758B (it) | 1986-05-29 | 1987-05-22 | Filtro digitale |
| FR878707491A FR2599498B1 (fr) | 1986-05-29 | 1987-05-27 | Dispositif pour filtrer un signal de poids provenant d'un systeme de pesee |
| GB8712527A GB2191004B (en) | 1986-05-29 | 1987-05-28 | Filtering weight indicative signal from a weighing device |
| DE19873718104 DE3718104A1 (de) | 1986-05-29 | 1987-05-29 | Verfahren und einrichtung zur filterung von gewichtsanzeigenden signalen einer waage |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61125079A JPH0621814B2 (ja) | 1986-05-29 | 1986-05-29 | 計重装置の計重信号の濾波方法及び装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62280625A JPS62280625A (ja) | 1987-12-05 |
| JPH0621814B2 true JPH0621814B2 (ja) | 1994-03-23 |
Family
ID=14901310
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61125079A Expired - Fee Related JPH0621814B2 (ja) | 1986-05-29 | 1986-05-29 | 計重装置の計重信号の濾波方法及び装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4817026A (ja) |
| JP (1) | JPH0621814B2 (ja) |
| AU (1) | AU578181B2 (ja) |
| DE (1) | DE3718104A1 (ja) |
| FR (1) | FR2599498B1 (ja) |
| GB (1) | GB2191004B (ja) |
| IT (1) | IT1210758B (ja) |
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| US4954951A (en) * | 1970-12-28 | 1990-09-04 | Hyatt Gilbert P | System and method for increasing memory performance |
| US5459846A (en) | 1988-12-02 | 1995-10-17 | Hyatt; Gilbert P. | Computer architecture system having an imporved memory |
| DE3836417A1 (de) * | 1988-10-26 | 1990-05-03 | Bodenseewerk Geraetetech | Filteranordnung zur erzeugung eines schaetzwertes einer durch stoerungen beeinflussten messgroesse |
| DK161484C (da) * | 1988-11-11 | 1991-12-16 | Scanvaegt As | Fremgangsmaade og apparat til udfoerelse af dynamisk vejning f.eks. paa et skib |
| JP2678047B2 (ja) * | 1989-02-18 | 1997-11-17 | 大和製衡株式会社 | 計量機 |
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| US5756938A (en) * | 1990-01-25 | 1998-05-26 | Ishida Scales Mfg. Co., Ltd. | Weight measuring apparatus |
| US5107491A (en) * | 1990-02-20 | 1992-04-21 | Advanced Micro Devices, Inc. | Collision filter |
| US5029658A (en) * | 1990-04-12 | 1991-07-09 | Clintec Nutrition Co. | Mass/weight measurement filtering system |
| EP0454916A1 (en) * | 1990-04-30 | 1991-11-06 | Yamato Scale Company, Limited | Device for compensating for time-dependent error due to creep and like of measuring apparatus |
| US5119321A (en) * | 1990-05-14 | 1992-06-02 | Harris Corporation | Adaptive threshold suppression of impulse noise |
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| US5178228A (en) * | 1991-09-27 | 1993-01-12 | Pitney Bowes Inc. | Scale for determining the weight of an item within a predetermined time |
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